JP4562525B2 - Ｒｆ増幅器の直線性の保持 - Google Patents

Description

発明の詳細な説明

本発明は、例えばＲＦアンテナ回路に用いられているようなＲＦ電力増幅器の直線性を保持する方法及び回路に関する。

例えば移動（携帯）電話で利用されているようなＲＦアンテナは、非常に変動の激しい環境で動作し、その結果、アンテナ入力インピーダンスが変化するので、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）が４：１であることは珍しいことではない。特に、高い出力レベルでは、この結果、例えば一定ではない包絡線を持つＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＥＤＧＥ又はＷ−ＣＤＭＡ被変調搬送信号の歪がひどくなる場合がある。歪の主因は、コレクタ負荷インピーダンスが比較的高い場合に生じるＲＦ出力トランジスタのコレクタ電圧飽和である。直線性を保持するために移動電話の電力増幅器をアンテナの不整合状態から保護する従来の解決策は、サーキュレータを用いることである。サーキュレータは、アイソレータ中又は第３のサーキュレータポート終端中における反射電力を消散させることによりアンテナ不整合条件下で電力増幅器の適正な５０オームローディングを確保する。電力流の指向性は、強磁性体材料によってつくられる。

別の公知の手法は、極又はデカルトループを利用した完全適応システムを用いることである。かかる適応システムは、文献に記載されている。この手法の欠点は、その結果として、複雑さがかなり高くなると共にＲＦ周波数で動作する高精度の高速信号処理が必要になり、これにより、電力消費量が多くなることである。

技術の現状の上記特徴について図１を参照して詳細に説明するが、図１は、サーキュレータにより不整合アンテナから切り離された電源に用いられる基本ブロック図である。電流源及びそのインピーダンスＺｏは、理想的な電源（ＲＦトランジスタ）を表わしている。

アンテナからの反射電力は、サーキュレータのおかげで電源に向かっては反射されず、サーキュレータ負荷中で消散する。その結果、Ｐ_{ｒｅｆ＿ｃｉｒｃ}及びＰ_{ｒｅｆ＿ｓｏｕｒｃｅ}並びにＶ_{ｓｏｕｒｃｅ}及びＩ_{ｓｏｕｒｃｅ}は、０である。これにより、入射及び反射波が同相で合わさった場合に生じる極端さが回避される。しかしながら、Ｐ_ｒａｄが一定に保たれなければならない（基地局での電界強度示度の制御下において）と仮定すると、入射電力を反射損に打ち勝つよう増大させる必要があり、その結果、電源のところでの信号電圧及び電流が増強される。かくして、サーキュレータは、アンテナ不整合条件下では電力増幅器の直線性を部分的にしか保持しない。

以下の表１は、インピーダンス整合ネットワーク挿入損ＩＩ_{ｍａｔｃｈ}が０．７ｄＢ、サーキュレータ挿入損ＩＩ_ｃｉｒｃが０．３ｄＢ、放射出力電力Ｐ_ｒａｄが２８．５ｄＢｍ、公称電源負荷インピーダンスＺｏが２オームの場合の典型的な数値を示している。これらの数値は、Ｐｏｕｔ＝２８ｄＢｍ及びＺｏ＝２オームの場合のサーキュレータ付き電力増幅器の出力に関する。

表１中の数値が示すように、アンテナのところでの不整合の結果として、電源での入射信号電圧及び電流が増加することになる。例えば、ＶＳＷＲが１の場合、平均電源電圧は、１．３３Ｖｒｍｓ又は１．８９Ｖｐｋに等しい。ＥＤＧＥでは、変調ピーク対平均値比は、約３．２ｄＢであり、その結果、ＲＦピーク電圧は２．７３Ｖとなり、これは、３Ｖ電源及び０．３Ｖコレクタ飽和電圧にほぼ収まる。ＶＳＷＲが６の場合、ＲＦピーク電圧は、１．８９×１．４１４×１．４４５＝３．８６Ｖになり、これは、３Ｖ電源には収まらない。

サーキュレータの無い電力増幅器の場合（図２参照）、アンテナインピーダンス変動の結果として、電源の負荷変動が生じることになる。最大供給電圧並びに電源電流は、入射及び反射波が同相である場合に著しく増強される。

以下の表２は、ＩＩ_{ｍａｔｃｈ}が０．７ｄＢ、Ｐ_ｒａｄが２８．５ｄＢｍ、Ｚｏ＝２オームの場合の典型的な数値を示している。

例えば、ＶＳＷＲが４：１の場合、電源のところで発生可能な最大電圧は、５０オーム条件下の場合の１．５１倍である（３．６ｄＢ高い）。この場合、ほぼ３１．１−２９．２＝１．９ｄＢの信号の増強は、反射損の補償に起因し、ほぼ１．７ｄＢの信号増強は、反射信号ｖ⁻ _{ｓｏｕｒｃｅ}に起因している。

平均電源電圧は、この場合、２．４２Ｖｒｍｓに等しく、これに対し、コレクタ電圧は、サーキュレータが用いられている場合、１．６６Ｖｒｍｓに過ぎない（表１参照）。したがって、ＶＳＷＲが４：１の場合、サーキュレータが設けられていない電力増幅器は、電源のところでほぼ同じ最大信号電圧及び電流を得るためには、サーキュレータが設けられている電力増幅器の場合よりも、約２０＊ｌｏｇ（２．４２／１．６６）＝３．３ｄＢ低い電力を送電すればよい。

例えばＲＦアンテナ回路で用いられるようなＲＦ電力増幅器の直線性を保持する問題も又、文献中において取り組まれており、幾つかの例を以下に記載する。

米国特許第６，０６４，２６６号明細書は、増幅器で見られる出力インピーダンスを制限する負荷制限回路及び方法を開示しており、この場合、閾値検出回路により、出力インピーダンスの値が所定の値よりも大きいことが検出されると、負荷制限インピーダンス、好ましくは抵抗器がスイッチ回路により出力インピーダンスと並列に選択的に結合される。出力インピーダンスは好ましくは、出力インピーダンスに直列に接続された抵抗器中を流れる出力電流をモニタすることにより測定される。

米国特許第５，４４２，３２２号明細書は、周囲温度、負荷、信号レベル及び電源電圧の揺らぎを補償する多段電力増幅器（例えば、携帯用無線送信機）の制御回路を開示している。制御電圧は、増幅器の入力信号レベルに関連づけられたバイアスレベルを増幅器の最終段の電源電流に比例した電圧と比較することにより設定される。比較の結果として得られる制御電圧は、電力増幅器の最終段の動作点を確立する。

米国特許第４，３１２，０３２号明細書は、制御された動的にプログラム可能なＲＦ電力レベルをインピーダンスが広範囲に変化する場合のある終端負荷の実数部に与える装置を開示している。イミタンスモニタ装置が、ＲＦ発生器により負荷に送られたＲＦ信号の電圧及び電流の瞬時測定値を表わすベクトル信号を生じさせる。電圧と電流の位相関係に関する情報を含むこれら信号は、適切に処理され、次に乗算されてＲＦ信号の電力を表わすＤＣ信号を生じさせる。ＤＣ信号は、ＲＦ発生器とイミタンスモニタ装置との間に接続された可変利得ＲＦ増幅器の利得を制御するために用いられる。かくして、負荷に送られたＲＦ信号の電力を制御するフィードバック制御ループが構成される。制御ループ中の或る箇所に存在する信号を増幅し又は減衰させることにより、負荷に送られる電力の量を選択的に変化させることができる。

本発明の目的は、例えばＲＦアンテナ回路に用いられるようなＲＦ電力増幅器の直線性を保持し、それにより電力増幅器が所定の負荷変動下において、サーキュレータ又は別個のアイソレータによる公知の切離し方式と同じほど良好に動作できるようにする方法及び回路を提供することにある。

上記目的は、励振レベルを有し、供給電圧源により給電されるＲＦ電力出力ユニットを備えたＲＦ電力増幅器及び出力整合回路を有するアンテナ回路を、前記ＲＦ電力増幅器の直線性を保持することにより制御する方法であって、前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を測定する段階と、測定した出力電圧を少なくとも１つの閾値電圧と比較して制御信号を生じさせる段階と、前記出力整合回路を前記制御信号により制御して前記ＲＦ電力出力ユニットをその飽和レベル以下で動作させる段階とを有することを特徴とする方法によって達成される。

ＲＦ電力出力ユニット、特にＲＦ出力トランジスタのコレクタを、ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧、特にピーク最小コレクタ電圧を検出することにより非飽和状態に保つことが可能である。

上記方法の好ましい実施形態では、出力整合回路の適応を、インピーダンス変換関数の大きさ又は位相のいずれかを変化させることにより行う。有利な特徴は、ＲＦ電力出力ユニットの直線性を保持することを目的として、大きさ及び位相が制御されることにある。

上記方法の好ましい実施形態では、アナログ−ディジタル変換器による多閾値検出の場合、出力整合回路の適応及び供給電圧の適応を電力増幅器の効率の最適化と組み合わせる。ベースバンドコントローラの一部であるのがよいアナログ−ディジタル変換器を用いることにより、出力整合回路と供給電圧の正確な適応が可能になる。

上記方法の好ましい実施形態では、電力増幅器の動作条件に対して直接的な影響を持つようにするため、ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を閾値電圧との比較前に整流する。

上記方法の好ましい実施形態では、ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を演算増幅器により閾値電圧と比較する。利点は、演算増幅器が出力電圧を閾値電圧と比較した２つの電圧相互間の差を自動的に増幅することにある。

上記方法の好ましい実施形態では、少なくとも２つの閾値電圧は、互いに異なる電圧レベルを有する。少なくとも２つの閾値電圧の互いに異なる電圧レベルにより、ＲＦ電力出力ユニットの直線性を保持するためにＲＦ電力出力ユニットの最小コレクタ電圧を求めることができる。

上記目的は、ＲＦ電力増幅器の直線性を保持する回路であって、前記ＲＦ電力増幅器は、励振レベルを有するＲＦ電力出力ユニットを含み、前記回路は、前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を測定する測定ユニットと、前記ＲＦ電力出力ユニットの測定された出力電圧を閾値電圧と比較して制御信号を生じさせる比較ユニットと、前記ＲＦ電力増幅器の直線性を保持するためにＲＦ電力出力ユニットをその飽和レベル以下で動作させるよう前記ＲＦ電力出力ユニットの励振レベルを制御する励振レベル制御ユニットとを有することを特徴とする回路によって達成される。

上記目的は、ＲＦ電力増幅器及び出力整合回路を有するアンテナ回路を安定化させる回路であって、前記ＲＦ電力増幅器は、励振レベルを有するＲＦ電力出力ユニットを含み、前記回路は、前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を測定する測定ユニットと、前記ＲＦ電力出力ユニットの測定された出力電圧を閾値電圧と比較して制御信号を生じさせる比較ユニットと、前記出力整合回路を前記制御信号により適応させ、それにより前記ＲＦ電力出力ユニットの励振レベルを適応させ、前記ＲＦ電力増幅器の直線性を保持するために前記ＲＦ電力出力ユニットをその飽和レベル以下で動作させる励振レベル制御ユニットとを有することを特徴とする回路によって達成される。

ＲＦ電力出力ユニット、特にＲＦ出力トランジスタのコレクタを、ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧、特にピーク最小コレクタ電圧を検出することにより、更に必要ならば、電力増幅器の励振レベル又は電力増幅器の供給電圧を適応させることにより非飽和状態に維持することが可能である。これにより、電力増幅器の直線性が保持されることになる。

上記回路の好ましい実施形態では、出力整合回路は、そのインピーダンス変換関数の大きさ又は位相のいずれかに関し適応可能であるよう構成されている。出力整合回路の有利な特徴は、ＲＦ電力出力ユニットの直線性を保持するために大きさと位相が別個独立に制御されるということにある。

上記回路の好ましい実施形態では、ＲＦ電力出力ユニットと比較ユニットとの間に整流器が設けられる。

上記回路の好ましい実施形態では、比較ユニットは、演算増幅器を有する。

上記回路の好ましい実施形態では、出力整合回路は、少なくとも１つの負荷スイッチング回路を有する。上記回路の好ましい実施形態では、負荷スイッチング回路は、少なくとも１つのＰＩＮダイオード及び少なくとも１つの電流源を有する。１以上のＰＩＮダイオードから成る負荷スイッチング回路は、出力整合回路の適応に特に適している。

本発明の回路及びその好ましい実施形態の利点を本発明の方法及びその好ましい実施形態と関連して上述した。

コレクタ電圧の検出方法は、ＣＤＭＡ、Ｗ−ＣＤＭＡ及びＥＤＧＥ電話に用いられているような線形電力増幅器に利用できる。適応対象のパラメータ（供給電圧、出力整合又は電力励振レベル）は原理的には、用途とは無関係である。しかしながら、ＧＳＭ／ＥＤＧＥでは、電力制御ループを用いるのが普通である。したがって、提案した検出方法を他のシステムの場合よりも、入力励振レベル適応法と一層容易に組み合わせることができる。

本発明を特徴づける上記利点及び新規な特徴並びに他の種々の利点及び新規な特徴は、本明細書に添付されていて、その一部をなす特許請求の範囲に具体的に指摘されている。しかしながら、本発明の内容、その使用により得られるその利点及び目的のより深い理解を得るため、本願の更に一部をなす図面及び本発明の好ましい実施形態が記載されている添付の記載事項を参照すべきである。

図３は、電力増幅器及び整合回路を有するアンテナ回路の電源のブロック図である。５０オームアンテナインピーダンスにおいて最大出力電力レベル状態でちょうど十分に線形であると考えられる電力増幅器は、アンテナ不整合条件下では非線形になる。図３から理解できるように、アンテナ不整合条件下における歪の主因は、最終段でのコレクタ電圧飽和によるものである。ＲＦトランジスタのコレクタ電圧飽和は、コレクタ負荷インピーダンスが高い出力電力レベルと組み合わさって比較的高い場合に生じる。飽和の量は、アンテナの反射係数Γａｎｔの大きさ及び位相並びに整合ネットワーク中の損失で決まる。

本発明は、コレクタで最小ピーク電圧が検出された場合、検出された電圧を最小許容基準値と比較して電力増幅器の利得を、歪を再導入することなく「コレクタ電圧アンダーフロー」条件をちょうど回避するレベルまで減少させ（適応させ）、又は、電力増幅器の供給電圧を、好ましくはベースバンドコントローラを介して、電力増幅器に給電するＤＣ／ＤＣ変換器を操縦することにより「コレクタ電圧アンダーフロー」条件をちょうど回避するレベルまで増大させ、或いは、「コレクタ電圧アンダーフロー」条件下で整合ネットワークを電力増幅器とアンテナとの間で変更してコレクタ（負荷スイッチ）の負荷インピーダンスを減少させると、ＲＦトランジスタコレクタを非飽和状態に保つことができるという発見に基づいてなされたものである。

図４は、本発明の第１の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。この実施形態は、出力端子がトランジスタ４のベース端子に接続された励振器又はドライバ２を有している。トランジスタ４のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタ４のコレクタ端子は、インダクタンス６、整合回路８及び閾値検出ユニット１６に接続されている。インダクタンス６の他方の側は、供給電圧Ｖ_ｓｕｐに接続されている。整合回路８は、アンテナ１０に接続され、別の端子は接地されている。閾値検出ユニットは、加算点１８に接続されている。加算点１８の結果は、励振器２に送られる。閾値検出ユニット１６は、一方の側がトランジスタ４のコレクタに接続され、他方の側が演算増幅器１４の−端子に接続された整流器１２を有している。演算増幅器１４の＋端子は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆに接続され、この基準電圧は、最小コレクタ電圧Ｖ_{ｃｏｌ＿ｍｉｎ}に等しい。演算増幅器１４の出力は、加算点１８の−端子に接続されている。整流器１２は、トランジスタ４のコレクタ端子のところで電流を整流し、整流した電圧を演算増幅器１４の−端子に送る。演算増幅器は、整流器１２の整流電圧と演算増幅器１４の＋端子のところの基準電圧の差を生じさせる。演算増幅器１４の増幅出力電圧は、加算点１８に送られる。加算点１８は、演算増幅器１４の出力電圧を利得制御装置の正の出力信号から差し引いた差を生じさせる。差信号は、励振器２に送られる。加算点１８の差慟信号に応じて、励振器は、トランジスタ４のベース（励振レベル）でＲＦ電圧を制御する。コレクタ電圧を検出し、トランジスタ４の利得を減少させることにより、トランジスタ４は、非飽和状態に保たれることになる。

図５は、本発明の第２の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。この実施形態は、利得制御装置４４により制御され、トランジスタ２４のベース端子に接続された励振器２２を有している。トランジスタ２４のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタ２４のコレクタ端子は、インダクタンス２６、整合回路２８及び閾値検出ユニット３６に接続されている。整合回路２８は、アンテナ３０に接続され、このアンテナは、放射電力Ｐ_ｒａｄを放射する。整合回路の別の端子は、接地されている。閾値検出ユニットは、一方の側がトランジスタ２４のコレクタ端子に接続され、他方の側が演算増幅器３４の−端子に接続された整流器３２を有している。整流器３２は、トランジスタ２４のコレクタ電圧を整流し、整流した電圧を演算増幅器３４の−端子に送る。トランジスタ３４の＋端子は、最小コレクタ電圧Ｖ_{ｃｏｌ＿ｍｉｎ}に等しい基準電圧Ｖ_ｒｅｆに接続されている。演算増幅器３４は、整流コレクタ電圧と基準電圧の差慟を増幅する。増幅された差慟電圧は、閾値検出ユニット３６の演算増幅器３４からベースバンドコントローラ３８に送られる。ベースバンドコントローラ３８は、ＤＣ／ＤＣ変換器４０を制御する。ＤＣ／ＤＣ変換器４０は、一方の側が電池電圧Ｖ_ｂａｔ４２に接続されている。ＤＣ／ＤＣ変換器４０の別の端子は、インダクタンス２６の他方の側に接続されている。ＤＣ／ＤＣ変換器４０は、インダクタンス２６を介して供給電圧Ｖ_ｓｕｐをトランジスタ２４のコレクタに供給する。

図５の実施形態では、トランジスタ２４のコレクタ電圧は、閾値検出ユニット３６によって検出され、これが所与の閾値よりも低い場合、ＤＣ／ＤＣ変換器４０は、トランジスタ２４を非飽和状態に保つよう増大する出力電圧をもたらす。閾値検出ユニット３６、ベースバンドコントローラ３８、ＤＣ／ＤＣ変換器４０及びインダクタンス２６を有する直線性保持制御ループは又、効率最適化ループとして用いられる。トランジスタ２４の低い出力電力レベルでは、ループは、ＤＣ／ＤＣ変換器４０を対応関係にある最小供給電圧に設定し、かくして効率を最適化する。

図６は、本発明の第３の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。図６の実施形態は、図５の実施形態にかなり似ている。したがって、同一の部品には同一の参照番号が付けられている。図６が図５と異なる点は、閾値検出ユニット５２及びベースバンドコントローラ５４にある。閾値検出ユニット５２は、一方の側がトランジスタ２４のコレクタに接続され、他方の側が演算増幅器４８の−端子及び演算増幅器５０の−端子に接続された整流器４６を有している。整流器４６は、図５の整流器３２と同様、トランジスタ２４のコレクタ電圧を整流する。整流された電圧は、２つの演算増幅器４８，５０に送られる。２つの演算増幅器４８，５０は、これらの＋端子に接続された互いに異なる基準電圧を有している。演算増幅器４８は、０．５Ｖに等しい基準電圧Ｖ_ｒｅｆ１に接続され、演算増幅器５０の＋端子は、１Ｖに等しい基準電圧Ｖ_ｒｅｆ２に接続されている。整流器４６の整流電圧と基準電圧の増幅された差電圧は、ベースバンドコントローラ５４に印加される。増幅器４８の増幅された差信号Ｘ及び増幅器５０の増幅された差電圧Ｙは、ベースバンドコントローラ５４に送られる。ベースバンドコントローラ５４は、２つの互いに異なる増幅差電圧Ｘ，Ｙのための２つの入力端子を有している。ベースバンドコントローラ５４は、電圧Ｘ，Ｙに応じてＤＣ／ＤＣ変換器４０を制御する。

図６に示す実施形態では、供給電圧を適応させることを目的として、図５の１つの閾値レベルではなく、幾つかの閾値レベルが、最小コレクタ電圧を一層正確に求めるために用いられる。図６は、効率の最適化及び直線性を可能にする最低限の形態を示している。表３は、識別できる３つのレベルを示している。

アナログ検出器出力及びアナログ−ディジタル変換器を用いることにより、供給電圧の一層のアナログ制御が可能になる。ＤＣ／ＤＣ変換器の整定時間は、十分に短いことが必要である。

ベースバンドコントローラ５４は、所要の出力電力で「旧」閾値検出情報及び「使用済み」情報を用いてＤＣ／ＤＣ変換器のための最適出力電圧値を求めることができ、この最適出力電圧値は、「新」閾値検出情報が収集されたとき、適応を必要とする可能性がある。

図７は、本発明の第４の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。この実施形態は、利得制御装置５８により制御され、トランジスタ６２のバイアス端子に接続された励振器５６を有している。トランジスタ６２のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタ６２のコレクタ端子は、インダクタンス６０、整合回路７０及び閾値検出ユニット６８の整流器６４に接続されている。インダクタンス６０の他方の端子は、供給電圧Ｖ_ｓｕｐに接続されている。整流器６４は、トランジスタ６２のコレクタ端子のところの電圧を整流する。整流された電圧は、演算増幅器６６の−端子に送られる。最小コレクタ電圧Ｖ_{ｃｏｌ＿ｍｉｎ}に等しい基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、演算増幅器６６の＋端子に接続されている。演算増幅器は、整流された電圧と基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの差を増幅する。増幅された差電圧は、整合回路７０に送られる。整合回路７０の別の端子は、電力Ｐ_ｒａｄを放射するアンテナ７２に接続されている。

閾値検出ユニットは、トランジスタ６２のコレクタ電圧を検出し、整合回路７０は、所与の閾値以下に変更されてトランジスタ６２を非飽和状態に保つ。整合回路７０では、トランジスタ６２の出力インピーダンスとアンテナの入力インピーダンスとの間のインピーダンス情報の大きさ又は位相のいずれかを変化させることができ、また、この逆の関係が成り立つ。

位相ではなく大きさを変化させる比較的単純な適応機構は、電圧アンダーフローが生じた場合にコレクタインピーダンスを高から低に変化させるロードスイッチにより実現できる。このロードスイッチは、ＰＩＮダイオード及び電流源を備えるのがよい。多数の閾値検出及び２以上のスイッチを用いることにより円滑な制御を得ることができる。出力整合の適応の利点は、アンテナ不整合条件下であっても比較的大きな放射出力電力を得ることができ、しかも直線性が維持されるということにある。

効率を最適化するために多数の閾値検出レベル及び多数のスイッチを備えた具体的構成例も又使用できる。負荷ラインは、許容可能な最小コレクタピーク電圧まで増大することになろう。

本明細書により扱われた本発明の新規な特徴及び利点は、上述の説明に記載されている。しかしながら、本明細書は、多くの点において例示に過ぎないことは理解されよう。発明の範囲から逸脱することなく、特に部品の寸法形状及び配列に関し細部において変更を行うことができる。本発明の範囲は、特許請求の範囲の記載に基づいて定められる。原文明細書において“comprising”という用語は、クレーム中に記載された要素又は段階以外の存在を排除するものではなく、“a ”又は“an”は、複数を排除するものではない。

サーキュレータにより不整合状態のアンテナから切り離された電源の先行技術のブロック図である。 サーキュレータが設けられていない先行技術の電力増幅器を示す図である。 コレクタ電圧の飽和についての基本的な説明のためのアンテナ回路の電源のブロック図である。 本発明の第１の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。 本発明の第２の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。 本発明の第３の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。 本発明の第４の実施形態のアンテナ回路の電源のブロック図である。

Claims (10)

1. 励振レベルを有し、供給電圧源により給電されるＲＦ電力出力ユニットを備えたＲＦ電力増幅器及び出力整合回路を有するアンテナ回路を、前記ＲＦ電力増幅器の直線性を保持することにより制御する方法であって、前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を測定する段階と、測定した出力電圧を少なくとも１つの閾値電圧と比較して制御信号を生じさせる段階と、前記出力整合回路を前記制御信号により制御して前記ＲＦ電力出力ユニットをその飽和レベル以下で動作させる段階とを有することを特徴とする方法。
2. 前記出力整合回路の適応を、インピーダンス変換関数の大きさ又は位相のいずれかを変化させることにより行うことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を、前記閾値電圧と比較する前に整流することを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を演算増幅器により前記閾値電圧と比較することを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記閾値電圧は互いに異なる電圧レベルを有する少なくとも２つの閾値電圧であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. ＲＦ電力増幅器及び出力整合回路を有するアンテナ回路を安定化させる回路であって、前記ＲＦ電力増幅器は、励振レベルを有するＲＦ電力出力ユニットを含み、前記回路は、前記ＲＦ電力出力ユニットの出力電圧を測定する測定ユニットと、前記ＲＦ電力出力ユニットの測定された出力電圧を閾値電圧と比較して制御信号を生じさせる比較ユニットと、前記出力整合回路を前記制御信号により適応させ、それにより前記ＲＦ電力出力ユニットの励振レベルを適応させ、前記ＲＦ電力増幅器の直線性を保持するために前記ＲＦ電力出力ユニットをその飽和レベル以下で動作させる励振レベル制御ユニットとを有することを特徴とする回路。
7. 前記出力整合回路は、そのインピーダンス変換関数の大きさ又は位相のいずれかに関し制御可能であるよう構成されていることを特徴とする請求項６に記載の回路。
8. 前記ＲＦ電力出力ユニットと前記比較ユニットとの間に設けられた整流器を有していることを特徴とする請求項６に記載の回路。
9. 前記比較ユニットは、演算増幅器を有していることを特徴とする請求項６に記載の回路。
10. 請求項６〜９のうちいずれか一に記載の回路を有する装置。

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