JP4561509B2 - 高圧放電灯点灯装置、照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、ハーフブリッジ構成のインバータ回路を具備した高圧放電灯点灯装置、照明器具に関するものである。

従来の高圧放電灯点灯装置は、図２４に示すように、直流電源Ｅ１の出力端間に接続したバイポーラトランジスタからなるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路、電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に各々逆並列接続したダイオードＤ１１，Ｄ１２と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続中点と電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続中点との間に接続したインダクタＬ１１と高圧放電灯ＤＬとの直列回路と、高圧放電灯ＤＬに並列接続したコンデンサＣ１３とから構成されるハーフブリッジインバータであり、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン・オフすることで、高圧放電灯ＤＬに矩形波電圧を供給する。

以下、ランプ始動方法について説明する。ランプ点灯前の無負荷期間において、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がともにオフするデッドタイムを経て交互にオン・オフされる。まず、スイッチング素子Ｑ１１がオン、スイッチング素子Ｑ１２がオフのときは、電解コンデンサＣ１１からスイッチング素子Ｑ１１，インダクタＬ１１，コンデンサＣ１３を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ１１が放電されるとともに、直流電源Ｅ１からスイッチング素子Ｑ１１，インダクタＬ１１，コンデンサＣ１３，電解コンデンサＣ１２を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ１２が充電される。高圧放電灯ＤＬは無負荷状態であるので、殆ど電流は流れない。

その後、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がともにオフすると、インダクタＬ１１の蓄積エネルギーによって、インダクタＬ１１からコンデンサＣ１３，電解コンデンサＣ１２，ダイオードＤ１２を介して電流が流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ１１がオフ、スイッチング素子Ｑ１２がオンのときは、電解コンデンサＣ１２からコンデンサＣ１３，インダクタＬ１１，スイッチング素子Ｑ１２を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ１２が放電されるとともに、直流電源Ｅ１から電解コンデンサＣ１１，コンデンサＣ１３，インダクタＬ１１，スイッチング素子Ｑ１２を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ１１が充電される。

その後、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がともにオフすると、インダクタＬ１１の蓄積エネルギーによって、インダクタＬ１１からダイオードＤ１１，電解コンデンサＣ１１，コンデンサＣ１３を介して電流が流れる。

以降、上記の過程を繰り返し、インダクタＬ１１とコンデンサＣ１３の直列共振回路には、高周波電流が流れる。この高周波電流の周波数は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数により決まる。したがって、スイッチング周波数を直列共振回路の共振周波数に近い周波数（通常は共振周波数より少し高い周波数）に設定すれば、コンデンサＣ１３の両端には共振作用によって高周波の高電圧が発生し、高圧放電灯ＤＬに印加される。

上記動作で発生した高電圧で高圧放電灯ＤＬが始動した後は、スイッチング素子Ｑ１１を数十ＫＨｚでオン・オフし、スイッチング素子Ｑ１２をオフしている期間と、スイッチング素子Ｑ１２を数十ＫＨｚでオン・オフし、スイッチング素子Ｑ１１をオフしている期間とを交互に繰り返して、高圧放電灯ＤＬに低周波矩形波電流を供給して、高圧放電灯ＤＬを所望の電気特性で点灯させる。（例えば、特許文献１参照）
特許第２９４８６００号公報

ところで、従来、負荷である高圧放電灯ＤＬが寿命末期現象の１つである半波放電状態となった場合、電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２に印加される電圧は、電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量比によって決まる電圧バランスから崩れ、一方の電解コンデンサに電荷が偏ってしまう。特に、半波放電状態の高圧放電灯ＤＬがダイオードと数Ω程度の低インピーダンスの抵抗との直列回路でモデル化される場合は、負荷に印加される交流電圧の片極性がダイオードの接続方向によって高インピーダンスとなり、電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２の電圧バランスが崩れる速度も加速する。

そのため、電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２には、直流電源Ｅ１の電圧以上の耐圧を有するものを選ぶ必要があり、装置の大型化、高コスト化の原因となっていた。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、高圧放電灯の半波放電状態を確実に検出することで部品耐圧を下げて、小型化、低コスト化を可能にした高圧放電灯点灯装置、照明器具を提供することにある。

請求項１の発明は、直流電源の出力端間に接続して直流電圧を分圧して高圧側の第１の直流電圧を出力する１乃至複数の第１のコンデンサおよび低圧側の第２の直流電圧を出力する１乃至複数の第２のコンデンサ、第１のコンデンサに並列接続された第１のスイッチング素子と第２のコンデンサに並列接続された第２のスイッチング素子との直列回路を備えて、第１，第２のスイッチング素子がオン・オフすることで交流出力を高圧放電灯に供給するハーフブリッジ構成のインバータ回路と、第１，第２のコンデンサの接続中点と第１，第２のスイッチング素子の接続中点との間で高圧放電灯に並列接続したコンデンサを備えた負荷回路と、負荷回路に直列接続した限流用のインダクタと、第２の直流電圧を検出する直流電圧バランス検出手段と、第１，第２のスイッチング素子の各スイッチング動作を制御する駆動手段、直流電圧バランス検出手段の検出値から第１の直流電圧と第２の直流電圧との比が所望の比となっているか否かを判断し、該判断結果に基づいて高圧放電灯の半波放電状態を判別する半波放電判別手段を備えたインバータ制御回路と、から構成され、半波放電判別手段は、高圧放電灯の半波放電によって第１のコンデンサが過剰に充電されて、第２の直流電圧が所定値よりも低い電圧に低下した状態を検出するための第１の閾値と、高圧放電灯の半波放電によって第２のコンデンサが過剰に充電されて、第２の直流電圧が所定値よりも高い電圧に上昇した状態を検出するための第２の閾値との少なくとも２つの閾値を用いて、高圧放電灯の半波放電状態を判別することを特徴とする。

この発明によれば、半波放電状態の高圧放電灯がダイオードと数Ω程度の低インピーダンスの抵抗との直列回路でモデル化される場合でも、高圧放電灯の半波放電状態を確実に検出することができるので、部品にストレスがかからない制御を施すことでコンデンサ等の部品耐圧を下げて、小型化、低コスト化が可能となる。

請求項２の発明は、請求項１において、前記半波放電判別手段は、前記直流電圧バランス検出手段の検出値が前記第１の閾値に達した状態が第１の所定時間継続した場合、あるいは直流電圧バランス検出手段の検出値が前記第２の閾値に達した状態が第２の所定時間継続した場合、高圧放電灯が半波放電状態であると判別することを特徴とする。

この発明によれば、半波放電状態の誤判別を防止することができる。

請求項３の発明は、請求項２において、前記第１の所定時間は、前記インバータ制御回路の動作電源を生成する制御電源への入力が遮断された後、制御電源の出力がインバータ制御回路の駆動に必要な電圧以下に低下するまでの時間と略同時間であることを特徴とする。

この発明によれば、電源瞬断時の誤判別を防止することができる。

請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかにおいて、前記インバータ制御回路は、前記直流電源の出力開始時において、直流電源の出力電圧または前記第２の直流電圧が第３の閾値以上となるまで前記インバータ回路の動作を開始しないことを特徴とする。

この発明によれば、電源投入時の誤判別を防止することができる。

請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかにおいて、前記半波放電判別手段は、前記直流電源の出力開始時において、直流電源の出力電圧または前記第２の直流電圧が第３の閾値以上となるまで高圧放電灯の半波放電状態判別動作を無効にすることを特徴とする。

この発明によれば、電源投入時の誤判別を防止することができる。

請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかにおいて、前記半波放電判別手段が高圧放電灯は半波放電状態であると判別した場合、前記インバータ制御回路は、前記インバータ回路の動作を停止し、高圧放電灯の半波放電によって過剰に充電された第１のコンデンサあるいは第２のコンデンサの電圧が低下してからインバータ回路の動作を再開し、半波放電判別手段が、高圧放電灯が半波放電状態であると所定回数判別した場合、インバータ制御回路は、直流電源の入力を遮断して再投入するまで、インバータ回路の動作を停止させることを特徴とする。

この発明によれば、インバータ回路の動作停止で半波放電状態を報知することができる。

請求項７の発明は、請求項６において、前記半波放電判別手段が高圧放電灯は半波放電状態であると判別した場合、前記インバータ制御回路は、第１，第２のコンデンサの少なくともいずれか一方を電源として表示手段を点灯させることを特徴とする。

この発明によれば、表示手段で半波放電状態を報知することができる。

請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれかの高圧放電灯点灯装置と、該高圧放電灯点灯装置によって電力を供給される高圧放電灯を具備した灯具とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、請求項１乃至７いずれかと同様の効果を奏し得る照明器具を提供することができる。

以上説明したように、本発明では、半波放電状態の高圧放電灯がダイオードと数Ω程度の低インピーダンスの抵抗との直列回路でモデル化される場合でも、高圧放電灯の半波放電状態を確実に検出することができるので、部品にストレスがかからない制御を施すことでコンデンサ等の部品耐圧を下げて、小型化、低コスト化が可能になるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
本実施形態の高圧放電灯点灯装置は、図１に示すように、交流電源Ｖｓの交流出力を整流、平滑して所望の直流出力に変換するチョッパ回路１と、チョッパ回路１が出力する直流電圧Ｖｂｕｓを所望の矩形波電圧に変換するインバータ回路２と、インバータ回路２の矩形波電圧を供給される高圧放電灯ＤＬを含む負荷回路３と、高圧放電灯ＤＬの状態を検出するためのランプ状態検出回路４と、始動時に高圧放電灯ＤＬに高圧パルスを印加するイグナイタ回路５と、チョッパ回路１の動作を制御するチョッパ制御回路６と、インバータ回路２の動作を制御するインバータ制御回路７と、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の各電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３のバランスを検出する直流電圧バランス検出手段を構成するコンデンサ電圧検出回路８とを主構成として備える。

チョッパ回路１は、交流電源Ｖｓの交流出力を全波整流する整流器１ａと、整流出力の正側に挿入されたインダクタＬ１とダイオードＤ１との直列回路と、整流出力間に接続したコンデンサＣ１と、インダクタＬ１を介して整流出力間に接続したＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ１との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間に接続した抵抗Ｒ２と、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動経路に挿入された抵抗Ｒ３と、一方の入力端に接続されたヒューズ１ｂと、ヒューズ１ｂを介して入力端間に接続されたバリスタ１ｃからなる直流電源回路で構成され、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることで、整流出力が所望の直流電圧Ｖｂｕｓに昇圧される。

インバータ回路２は、チョッパ回路１の出力端間に接続した高圧側の電解コンデンサＣ２と低圧側の電解コンデンサＣ３との直列回路、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる高圧側のスイッチング素子Ｑ２と低圧側のスイッチング素子Ｑ３との直列回路と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン・オフを制御する制御ＩＣ２ａと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続中点に一端を接続した限流用のインダクタＬ２とから構成されるハーフブリッジインバータであり、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の接続中点とインダクタＬ２の他端との間に負荷回路３を接続して、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン・オフすることで、チョッパ回路１からの直流電圧Ｖｂｕｓを交番させて負荷回路３に矩形波電圧を供給する。なお、上記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３はＦＥＴで図示しているが、バイポーラトランジスタであってもよい。

負荷回路３は、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の接続中点と限流用のインダクタＬ２の他端との間に接続されたトランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂ（インダクタ）と高圧放電灯ＤＬとの直列回路と、二次巻線Ｔ１ｂと高圧放電灯ＤＬとの直列回路に並列接続されたコンデンサＣ４とから構成され、インバータ回路２からの矩形波電圧によって高圧放電灯ＤＬが点灯する。

ランプ状態検出回路４は、電解コンデンサＣ３と負荷回路３との直列回路に並列接続されたコンデンサＣ５と抵抗Ｒ４，Ｒ５との直列回路と、抵抗Ｒ５に並列接続したダイオードＤ２とコンデンサＣ７との直列回路とで構成され、ランプ状態の検出信号として、コンデンサＣ７とダイオードＤ２の接続中点Ｊ２の電圧（コンデンサＣ７の両端電圧）を出力する。

イグナイタ回路５は、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１ａにパルス電圧を供給するパルス発生回路５ａで構成され、二次巻線Ｔ１ｂを介して負荷回路３に高圧パルスを供給する。

チョッパ制御回路６は、整流器１ａの正側出力とグランドレベル間に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７の直列回路と、抵抗Ｒ７に並列接続したコンデンサＣ６と、チョッパ回路１の正側出力とグランドレベル間に接続された抵抗Ｒ８，Ｒ９の直列回路と、インダクタＬ１に磁気的に結合した検出巻線Ｎ１と、制御電圧Ｖｃｃを供給されてスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する制御ＩＣ６ａとから構成される。

コンデンサ電圧検出回路８は、電解コンデンサＣ３の両端間に接続した抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によって構成され、電解コンデンサＣ３の両端電圧の検出信号として、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続中点Ｊ１の電圧を出力する。

インバータ制御回路７は、図２に示すように、ゼロクロススイッチング回路７ａと、ＰＷＭ回路７ｂと、Ｖｄｃ制御回路７ｃと、出力制御回路７ｄと、目標値切換回路７ｅと、半波放電判別回路７ｆと、極性反転回路７ｇと、論理素子７ｈ，７ｉとから構成される。そして、コンデンサ電圧検出回路８のコンデンサ電圧検出信号（Ｊ１電圧）、ランプ状態検出回路４のランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）、インダクタＬ２に磁気的に結合した検出巻線Ｎ２の負荷電流検出信号（検出巻線Ｎ２の両端Ｊ３，Ｊ４の電圧）、ランプ状態検出回路４のランプ波形検出信号（Ｊ５電圧）に基づいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の駆動信号を接続点Ｊ６，Ｊ７を介して制御ＩＣ２ａに出力する。また、チョッパ制御回路６と同様に、制御電圧Ｖｃｃを動作電源として供給されている。

そして、上記回路構成において、チョッパ制御回路６によってスイッチング素子Ｑ１がオン・オフ制御されて、所望の直流電圧をインバータ回路２に出力し、インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ２を高周波でオン・オフさせる（チョッピング）期間Ｔｑ２と、スイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフさせる（チョッピング）期間Ｔｑ３とを低周波で交互に繰り返すスイッチング動作によって、低周波の矩形波電圧を高圧放電灯ＤＬに出力する。

上記高圧放電灯点灯装置において高圧放電灯ＤＬが不点状態から点灯状態に至るまでには、（１）無負荷モード、（２）始動モード、（３）安定点灯モードの３つの過程での制御を行う。図３（ａ）（ｂ）に各過程でのランプ電力ＰＤＬ、ランプ電圧ＶＤＬの各波形を示す。

まず（１）無負荷モードでは、高圧放電灯ＤＬは不点状態であり、パルス発生回路５ａのパルス電圧をトランスＴ１で昇圧した高圧パルスＶｐをインバータ回路２が出力する矩形波電圧Ｖｏに重畳させたランプ電圧ＶＤＬを高圧放電灯ＤＬの電極間に印加することで高圧放電灯ＤＬを絶縁破壊して始動モードへ移行する。このときのランプ電力ＰＤＬはほぼ一定となり、絶縁破壊時にはパルス状に増加した後減少する。なお、図３（ｂ）では極性反転の半周期毎に高圧パルスＶｐを両極性に対して１回発生させているが、図４（ｅ）に示すように半周期毎に高圧パルスＶｐを正極性にのみ複数回発生させてもよく、この発生回数、極性は各高圧放電灯ＤＬの規格に基づいて決定すればよい。

次に（２）始動モードでは、高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊を起こすと、グロー放電を経てアーク放電に至る。アーク放電開始直後から発光管内温度が均一化されて安定するまでの過程においては、ランプ電圧は数Ｖから安定電圧まで数分かけて徐々に上昇し、ランプ電力ＰＤＬもそれに合わせて徐々に上昇する。

次に（３）安定点灯モードでは、高圧放電灯ＤＬは点灯後数分経過して発光管内温度が上昇して安定状態となり、ランプ電力ＰＤＬ、ランプ電圧ＶＤＬはほぼ一定となる。

ここで、高圧放電灯ＤＬを点灯させる上で必要な条件を下記に示す。高圧放電灯ＤＬをグロー放電からアーク放電にスムーズに移行させるためには、イグナイタ回路５の高圧パルスによってランプ電極間の絶縁破壊が起こった後、２５０〜４００Ｖの無負荷電圧が必要とされており、図２３に示す従来のハーフブリッジ構成のインバータ回路でこの電圧条件を達成するには、電解コンデンサＣ１２，Ｃ１３に２５０Ｖの電圧を印加しなければならず、チョッパ回路１０１は５００Ｖの直流電圧Ｖｂｕｓを供給しなければならなかった。

また、チョッパ回路１で交流入力を直流に変換する場合、入力電流歪を減らすためには、出力電圧Ｖｂｕｓを、入力電圧×√２×１．１の直流電圧にまで昇圧する必要がある。（ここで、１．１は１０％の電源変動耐量を表す。）
さらに、高圧放電灯ＤＬの点灯後は、インバータ回路２は、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の各電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３を交互に高圧放電灯ＤＬに印加するため、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３はランプ安定点灯電圧（一般的に７０〜１２０Ｖ）以上必要であった。

本実施形態の高圧放電灯点灯回路では、上記条件を満たすために以下のように設計される。まず、高圧放電灯ＤＬをグロー放電からアーク放電にスムーズに移行させるために必要な電圧は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちいずれか一方のスイッチング素子をチョッピングさせたときのみ供給できればよく、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３のうちいずれか一方の電圧を絶縁破壊に必要な電圧以上とすればよい。例えば、一方のコンデンサ電圧Ｖｃ２を絶縁破壊に必要な電圧以上とするようにＶｃ２＝３００Ｖとすれば、他方のコンデンサ電圧Ｖｃ３をランプ安定点灯電圧以上となるようにＶｃ３＝１５０Ｖとする。

以上より、チョッパ回路１は４５０Ｖの直流電圧Ｖｂｕｓを出力すればよいことになる。チョッパ回路１において入力電流歪を減らしながら４５０Ｖの直流電圧Ｖｂｕｓを出力するには、４５０Ｖ÷√２÷１．１＝２９０Ｖより、交流電源Ｖｓの電圧は２９０Ｖ以下であればよく、日本国内の商用電源１００Ｖ，２４２Ｖ、米国の商用電源１２０Ｖ，２７７Ｖには対応可能である。

そこで、上記のようにコンデンサ電圧Ｖｃ２＝３００Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ３＝１５０Ｖとするには、電解コンデンサＣ２の容量：電解コンデンサＣ３の容量＝１：２となるように設定すればよい。例えば、電解コンデンサＣ２の容量＝５０μＦ、電解コンデンサＣ３の容量＝１００μＦとすれば、コンデンサ電圧Ｖｃ２＝４５０Ｖ×１００μＦ／（５０μＦ＋１００μＦ）＝３００Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ３＝４５０Ｖ×５０μＦ／（５０μＦ＋１００μＦ）＝１５０Ｖとなる。したがって、インバータ回路２を、耐圧４５０Ｖを満たす部品で設計することができ、部品の小型化、低コスト化が可能となる。

そして、チョッパ回路１は、上記のように４５０Ｖの直流電圧Ｖｂｕｓを出力する昇圧チョッパ回路で構成し、チョッパ制御回路６は、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続中点電圧をチョッパ回路１の入力電圧として検出し、抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続中点電圧をチョッパ回路１の出力電圧Ｖｂｕｓとして検出し、検出巻線Ｎ１の出力をチョッパ回路１の入力電流として検出して、各検出値に基づいて交流電源を直流電源に変換してインバータ回路２へ供給するとともに、制御ＩＣ６ａは入力電流と入力電圧の位相がずれないように回路に抵抗性を持たせるような制御を行う。例えば、市販のｏｎ−ｓｅｍｉ製ＭＣ３３２６２等を制御ＩＣ６ａに用いることで実現可能である。

そして、図４（ａ）（ｂ）に示すように、時間ｔ０で電源投入されて以降、交流電源Ｖｓの整流電圧Ｖｃ１は一定であり、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は所定の時定数にしたがって上昇する。期間Ｔａが経過してコンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３がほぼ一定になると、インバータ回路２が動作を開始して無負荷モード期間Ｔｂになり、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２と、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３とを低周波で交互に繰り返す（以下、この動作を極性反転と呼ぶ）。

無負荷モード期間Ｔｂでは、図４（ｅ）に示すように、イグナイタ回路５が出力した高圧パルスＶｐをインバータ回路２が出力した矩形波電圧Ｖｏ（矩形波電圧Ｖｏの正電圧は負電圧の略２倍となる）に重畳させたランプ電圧ＶＤＬを高圧放電灯ＤＬの電極間に印加することで高圧放電灯ＤＬを絶縁破壊させる。高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊して始動、点灯すると、図４（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は充放電を繰り返す。なお、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３による極性反転周波数は、無負荷モード〜安定点灯モードまで同じ周波数でもよく、あるいは無負荷モードと安定点灯モードとで異なる周波数にしてもよい。

そして、上記のようにインバータ回路２の電解コンデンサＣ２，Ｃ３のコンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３を、無負荷時の印加電圧に合わせて３００Ｖ，１５０Ｖにした場合、安定点灯モードにおいてもこの電圧配分（バランス）を維持する必要がある。そこで、図４（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング周波数＝２×スイッチング素子Ｑ３のチョッピング周波数 となるように制御し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３を同一長さにすれば、正負の振幅が等しいランプ電流ＩＤＬを流すことができる。ここで、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比を２：１としたため、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のチョッピング周波数の比は１：２に設定したが、チョッピング周波数の比は、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比に反比例させた値に設定すればよい。

図５（ａ）〜（ｄ）は始動モード〜安定点灯モード時の動作を示しており、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２においては、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２を交互に繰り返し、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３においては、スイッチング素子Ｑ３のオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３を交互に繰り返す。そして、図６（ａ）に示すように、オン期間Ｔｏｎ２では、電解コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ２を介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ１が供給され、オフ期間Ｔｏｆｆ２では、インダクタＬ１からスイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードを介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ２が供給され、また図６（ｂ）に示すように、オン期間Ｔｏｎ３では、電解コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ３を介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ３が供給され、オフ期間Ｔｏｆｆ３では、インダクタＬ２からスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ４が供給されて、負荷電流ＩＬは、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３で極性が反転し、且つチョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３では周波数比が２：１である三角波状の波形となり、高圧放電灯ＤＬには正負の振幅が等しい矩形波状のランプ電流ＩＤＬが供給される。

次に、インバータ制御回路７によるインバータ回路２のスイッチング制御について説明する。安定点灯モードでは、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の電圧配分３００：１５０を維持しつつ、図７のランプ電力制御カーブＹ１に応じた所望の電力を高圧放電灯ＤＬへ供給するために、インバータ制御回路７は、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３毎に下記制御を繰り返す。

まず、ゼロクロススイッチング回路７ａは、負荷電流検出信号（Ｊ３−Ｊ４電圧）のゼロクロス毎に出力が反転する。

また、ＰＷＭ回路７ｂは、コンデンサ７０ｂを負荷とするカレントミラー回路７１ｂ、ゼロクロススイッチング回路７ａの出力によってコンデンサ７０ｂの充放電を切り換えるスイッチング素子７２ｂ、コンデンサ７０ｂの充放電電圧と目標値切換回路７ｅからの目標値Ｖｒｅｆ０とを比較するコンパレータ７３ｂで構成され、コンパレータ７３ｂは、電圧信号で入力された目標値Ｖｒｅｆ０に応じてオン期間、オフ期間を設定したスイッチング信号（ＰＷＭ信号）Ｖｓｗを出力する。

そして、出力制御回路７ｄは、ランプ状態検出回路４からフィードバックされたランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）から高圧放電灯ＤＬの状態を検出し、所望の電力を出力するためのＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ１を出力する。このＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ１は、図８に示すようにランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ付近まではランプ電圧ＶＤＬの増加に伴って徐々に上昇し、略６０Ｖ以上では略一定値に設定されており、チョッピング期間Ｔｑ２では目標値切換回路７ｅを介してＰＷＭ回路７ｂに目標値Ｖｒｅｆ０として入力される。

ＰＷＭ回路７ｂは、チョッピング期間Ｔｑ２において、目標値Ｖｒｅｆ０（＝Ｖｒｅｆ１）に応じてオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２を設定したスイッチング信号Ｖｓｗを出力する。

そして、極性反転回路７ｇはランプ状態検出回路４からのランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）に基づいて極性反転周期の半周期毎に出力を反転させており、ＰＷＭ回路７ｂと極性反転回路７ｇの各出力を入力とする論理素子７ｈは、極性反転回路７ｇからＨレベルの信号を入力されたときにスイッチング信号Ｖｓｗを制御ＩＣ２ａへ出力し、制御ＩＣ２ａは設定されたオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２でスイッチング素子Ｑ２を駆動する。

上記ランプ状態検出回路４からフィードバックされたランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）は、負荷回路３とインダクタＬ２との接続中点の電圧Ｖ４０からランプ電圧ＶＤＬを把握可能な電圧Ｖ４３を検出したものであり、高圧放電灯ＤＬが正常時の各部の波形を図９（ａ）〜（ｄ）に示す。なお、下記に示す電圧値は一例であり、この値に限定されるものではない。負荷回路３とインダクタＬ２との接続中点の電圧Ｖ４０は、Ｖ４０ａ（＝１５０Ｖ）を中心として正負にＶ４０ｂ（＝９０Ｖ）の振幅を有するリプル成分を含む矩形波となる。コンデンサＣ５と抵抗Ｒ４との接続中点の電圧Ｖ４１は、コンデンサＣ５でＤＣ成分をカットされて０Ｖを中心として正負にＶ４１ａ（＝９０Ｖ）の振幅を有する矩形波となり、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続中点の電圧Ｖ４２は電圧Ｖ４１を抵抗分圧したもので、０Ｖを中心として正負にＶ４２ａ（＝４．８Ｖ）の振幅を有する矩形波となり、ランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）として出力される。そして、電圧Ｖ４２をダイオードＤ２で半波整流してコンデンサＣ７で平滑した電圧Ｖ４３は、Ｖ４３ａ（＝２．４Ｖ）の振幅を有する直流電圧となり、ランプ電圧検出信号として出力される。

一方、Ｖｄｃ制御回路７ｃは、誤差アンプを用いた構成からなり、コンデンサ電圧検出回路８からフィードバックされたコンデンサ電圧検出信号（Ｊ１電圧）に基づいて、コンデンサ電圧Ｖｃ３の１５０Ｖに対する誤差を表す誤差信号Ｖｅを出力する。そして、チョッピング期間Ｔｑ３では、目標値切換回路７ｅがこの誤差信号Ｖｅに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃ３が１５０Ｖを維持する目標値Ｖｒｅｆ２をＰＷＭ回路７ｂに出力する。

ＰＷＭ回路７ｂは、チョッピング期間Ｔｑ３において、目標値Ｖｒｅｆ０（＝Ｖｒｅｆ２）に応じてオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３を設定したスイッチング信号Ｖｓｗを出力する。そして、ＰＷＭ回路７ｂ，極性反転回路７ｇの各出力を入力とする論理素子７ｉは、極性反転回路７ｇからＬレベルの信号を入力されたときにスイッチング信号Ｖｓｗを制御ＩＣ２ａへ出力し、制御ＩＣ２ａは設定されたオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３でスイッチング素子Ｑ３を駆動する。

目標値切換回路７ｅは、一方の入力端子にＶｄｃ制御回路７ｃからの誤差信号Ｖｅを入力され、他方の入力端子は極性反転回路７ｇの出力でオン・オフするスイッチング素子７０ｅによってＨ，Ｌレベルを切り換えられるＡＮＤ論理素子７１ｅと、ＡＮＤ論理素子７１ｅの出力とＰＷＭ回路７ｂとの間に挿入されたダイオード７２ｅと、出力制御回路７ｄの出力とＰＷＭ回路７ｂとの間に挿入されたダイオード７３ｅとから構成される。そして、極性反転回路７ｇの出力がＨレベルのときは、スイッチング素子７０ｅがオンして、出力制御回路７ｄが出力するＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ１がＰＷＭ回路７ｂに目標値Ｖｒｅｆ０として入力される。また、極性反転回路７ｇの出力がＬレベルのときは、スイッチング素子７０ｅがオフして、ＡＮＤ論理素子７１ｅが出力するＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ２がＰＷＭ回路７ｂに目標値Ｖｒｅｆ０として入力される。

ここで、極性反転回路７ｇは、極性反転周期の半周期毎に出力が反転しており、目標値切換回路７ｅによるＰＷＭ出力目標値の切り換えも極性反転周期の半周期毎に行なわれる。

このように、ＰＷＭ出力目標値を切り換えることによって、チョッピング期間Ｔｑ２とチョッピング期間Ｔｑ３とでチョッピング周波数を切り換えることができ、図７のランプ電力制御カーブＹ１に応じた所望の電力を出力することができる。なお、図７のＹ２はランプ電流制御カーブを示す。

次に、高圧放電灯ＤＬが寿命末期の半波放電状態になった場合の動作について説明する。半波放電状態になった高圧放電灯ＤＬは、ＩＥＣ５９８−１ ａｎｎｅｘによると、図１０（ａ）（ｂ）に示す等価回路で表される。この等価回路は、抵抗Ｒａと、抵抗Ｒａに並列接続された抵抗Ｒｂと正方向に接続したダイオードＤｂとの直列回路とから構成される図１０（ａ）の回路と、ダイオードＤｂを負方向に接続した図１０（ｂ）の回路とで表され、ダイオードＤｂの各接続方向（正方向、負方向）毎に２モード（Ａモード，Ｂモード）を有しており、各半波等価モードでの抵抗Ｒａ，Ｒｂの値は図１１のように設定されて、インバータ回路２側からみると、ランプ電流ＩＬの方向によってランプインピーダンスが異なる動作となる。なお、この等価回路は３５Ｗの半波放電モデルである。

また、半波放電状態になった高圧放電灯ＤＬを表す別の等価回路として、図１２（ａ）（ｂ）のように、ダイオードＤｃと抵抗Ｒｃとの直列回路で表されるモデルがあり、図１２（ａ）はダイオードＤｃを正方向に接続し、図１２（ｂ）はダイオードＤｃを負方向に接続したものである。この等価回路では、ダイオードＤｃの逆接続方向には電流が全く流れない。したがって、半波放電状態になった場合、電解コンデンサＣ２，Ｃ３のいずれか一方に急激に電荷が偏るので、電解コンデンサＣ２，Ｃ３のストレス対策が難しくなる。

本発明は、主に、高圧放電灯ＤＬが上記図１２（ａ）（ｂ）の等価回路で表される半波放電状態になった場合の解決策を提案するものであり、以下、上記図１２（ａ）（ｂ）の等価回路で表される高圧放電灯ＤＬが図１の回路に接続された場合の動作を説明する。なお、図１２（ａ）の回路に示す正方向のダイオードＤｃの導通方向はチョッピング期間Ｔｑ２に負荷電流ＩＬが流れる方向であり、図１２（ｂ）の回路に示す負方向のダイオードＤｃの導通方向はチョッピング期間Ｔｑ３に負荷電流ＩＬが流れる方向である。

まず、図１２（ｂ）のようにダイオードＤｃが負方向に接続されている場合、チョッピング期間Ｔｑ３に電解コンデンサＣ３を電源として、ダイオードＤｃ，抵抗Ｒｃ，二次巻線Ｔ１ｂ，インダクタＬ２，スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３ともにオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによって、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード，電解コンデンサＣ２を介して電流が流れる。

次に、チョッピング期間Ｔｑ２では、スイッチング素子Ｑ２がオンしても、ダイオードＤｃが電流をブロックするため殆ど電流は流れない。そのため、インダクタＬ２にはエネルギーが蓄積されず、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによる電荷が電解コンデンサＣ３には移動しない。したがって、チョッピング期間Ｔｑ３毎に電解コンデンサＣ２へ電荷が移動して、コンデンサ電圧Ｖｃ２が急激に上昇する。

ここで、［コンデンサ電圧Ｖｃ２＝チョッパ回路１の出力電圧Ｖｂｕｓ−コンデンサ電圧Ｖｃ３］であり、コンデンサ電圧Ｖｃ２が上昇する負方向の半波放電では、コンデンサ電圧Ｖｃ３は正常な場合の設計目標値より低下するので、コンデンサ電圧Ｖｃ３が設計目標値であるか否かを判断すれば、コンデンサ電圧Ｖｃ２とコンデンサ電圧Ｖｃ３との比が設計目標値となっているか否かを判断することができる。

そこで、図１３に示すように、半波放電判別回路７ｆは、コンデンサ電圧検出回路８によるコンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号（Ｊ１電圧）が閾値Ｋ１（第１の閾値）以下となり、その状態が予め設定された所定時間Ｔｃ（第１の所定時間）継続した場合に、電解コンデンサＣ２が過剰に充電されてコンデンサ電圧Ｖｃ２とコンデンサ電圧Ｖｃ３とのバランスが崩れ、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比が設計目標値からずれており、高圧放電灯ＤＬが図１２（ｂ）に示す半波放電状態であると判別して、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力し、極性反転回路７ｇからの極性反転信号が停止して、インバータ回路２のスイッチング動作が停止する。

上記所定時間Ｔｃは、交流電源Ｖｓの遮断を考慮して以下の要領で予め設定された時間である。例えば、制御電圧Ｖｃｃをチョッパ回路１が出力する直流電圧Ｖｂｕｓから降圧して生成している回路では、直流電圧Ｖｂｕｓが低下してもある程度の電圧があれば制御電圧Ｖｃｃを生成可能なため、図１４（ａ）〜（ｃ）に示すように、交流電源断から、制御電圧Ｖｃｃが動作不可能電圧Ｋｃｃにまで低下してインバータ回路２のスイッチング動作が停止するまで時間差Ｔｅがある。一方、直流電圧Ｖｂｕｓは交流電源断からすぐに低下するため、コンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号は時間Ｔｆ（＜時間Ｔｅ）後には閾値Ｋ１以下となる。

このとき、コンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号が閾値Ｋ１に達してから、半波放電判別回路７ｆが異常を認識してインバータ回路２のスイッチング動作を停止させるまでの所定時間Ｔｃを時間Ｔｇ（＝Ｔｅ−Ｔｆ）未満に設定した場合、インバータ回路２が半波放電判別回路７ｆによってスイッチング動作を停止した後も制御電圧Ｖｃｃが動作不可能電圧Ｋｃｃ以上であるため、インバータ制御回路７は内部動作を継続している。そして、時間Ｔｇが経過する前に交流電源Ｖｓが復帰すると、インバータ制御回路７はスイッチング動作の停止状態を維持してしまう。

しかし、交流電源Ｖｓの遮断時にスイッチング動作が半波放電判別回路７ｆによって停止する前に制御電圧Ｖｃｃが動作不可能電圧Ｋｃｃ以下に低下するように、所定時間Ｔｃを時間Ｔｇ以上に設定すれば、瞬断等の短時間の電源遮断後に交流電源Ｖｓが復帰した場合に、インバータ制御回路７はリセットされており、スイッチング動作を再開する。したがって、電源瞬断等による誤判別を防止することができる。なお、本実施形態では、所定時間Ｔｃを時間Ｔｇと略同時間として、瞬断後であってもスイッチング動作を再開するように設定している。

また、図１５（ａ）〜（ｄ）に示すように、時間ｔ１０で交流電源Ｖｓが投入されてからすぐに、半波放電判別回路７ｆによる半波放電判別が有効であると、直流電圧Ｖｂｕｓあるいはコンデンサ電圧Ｖｃ３が十分に充電されるまでの閾値Ｋ１以下のときに半波放電状態であると誤判別してしまう。そこで電源投入後、コンデンサ電圧Ｖｃ３が閾値Ｋ３（＞閾値Ｋ１）に達するまで、半波放電判別回路７ｆによる半波放電判別を無効にしておく。本実施形態では、コンデンサ電圧Ｖｃ３が閾値Ｋ３に達するまで、インバータ回路２のスイッチング動作を停止するように設定することで、電源投入時の誤判別を回避している。

次に、図１２（ａ）のようにダイオードＤｃが正方向に接続されている場合、チョッピング期間Ｔｑ２に電解コンデンサＣ２を電源として、スイッチング素子Ｑ２，インダクタＬ２，２次巻線Ｔ１ｂ，抵抗Ｒｃ，ダイオードＤｃを介して電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３ともにオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによって、電解コンデンサＣ３，スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードを介して電流が流れる。

次に、チョッピング期間Ｔｑ３では、スイッチング素子Ｑ３がオンしても、ダイオードＤｃが電流をブロックするため殆ど電流は流れない。そのため、インダクタＬ２にはエネルギーが蓄積されず、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによる電荷が電解コンデンサＣ２には移動しない。したがって、チョッピング期間Ｔｑ２毎に電解コンデンサＣ３へ電荷が移動して、コンデンサ電圧Ｖｃ３が急激に上昇する。

そこで、半波放電判別回路７ｆは、コンデンサ電圧検出回路８によるコンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号（Ｊ１電圧）が閾値Ｋ２（第２の閾値）以上となり、その状態が予め設定された所定時間Ｔｄ（第２の所定時間）継続すると、電解コンデンサＣ３が過剰に充電されてコンデンサ電圧Ｖｃ２とコンデンサ電圧Ｖｃ３とのバランスが崩れ、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比が設計目標値からずれており、高圧放電灯ＤＬが図１２（ａ）に示す半波放電状態であると判別して、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力し、極性反転回路７ｇからの極性反転信号が停止して、インバータ回路２のスイッチング動作が停止する。

ここで、図１２（ｂ）のようにダイオードＤｃが負方向に接続されて、コンデンサ電圧Ｖｃ３の低下を検出する場合は、瞬断時や電源投入時のような過渡期の直流電圧Ｖｂｕｓの変化によって誤判別が発生することを避けるため、所定時間Ｔｃを設定していた。しかし、図１２（ａ）のようにダイオードＤｃが正方向に接続されて、コンデンサ電圧Ｖｃ３の上昇を検出する場合は、瞬断時や電源投入時のような過渡期の直流電圧Ｖｂｕｓの変化によって誤判別が発生する恐れはないので、所定時間Ｔｄは所定時間Ｔｃより短くすることができる。但し、ノイズ等による誤判別を回避するために所定時間Ｔｄをある程度の長さに設定する方がよい。

このように、電圧バランス（コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比）が崩れた状態を検出することで、図１２（ａ）（ｂ）の等価回路で示されるような半波放電状態を確実に判別でき、電解コンデンサＣ２，Ｃ３に過電圧が印加される前にインバータ回路２のスイッチング動作を停止させることで、電解コンデンサＣ２，Ｃ３に低耐圧のものを用いることができ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

（参考例１）
本参考例の高圧放電灯点灯装置は、図１６に示すように、実施形態１の構成からイグナイタ回路５を省略し、電解コンデンサＣ２，Ｃ３を同一容量とし、さらにチョッパ回路１が出力する直流電圧Ｖｂｕｓを抵抗Ｒ８，Ｒ９で分圧した直流電圧検出信号（Ｊ８電圧）をインバータ制御回路７に入力したものであり、他の構成は実施形態１と同様である。

また、図１７に示すように、インバータ制御回路７は、コンデンサ電圧検出回路８のコンデンサ電圧検出信号（Ｊ１電圧）、ランプ状態検出回路４のランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）、インダクタＬ２に磁気的に結合した検出巻線Ｎ２の負荷電流検出信号（検出巻線Ｎ２の両端Ｊ３，Ｊ４の電圧）、ランプ状態検出回路４のランプ波形検出信号（Ｊ５電圧）、チョッパ回路１が出力する直流電圧検出信号（Ｊ８電圧）に基づいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の駆動信号を接続点Ｊ６，Ｊ７を介して制御ＩＣ２ａに出力するものであり、コンデンサ電圧検出信号および直流電圧検出信号は半波放電判別回路７ｆに入力される。

上記高圧放電灯点灯装置において高圧放電灯ＤＬが不点状態から点灯状態に至るまでには、（１）無負荷モード、（２）始動モード、（３）安定点灯モードの３つの過程での制御を行う。

まず（１）無負荷モードでは、高圧放電灯ＤＬは不点状態であり、コンデンサＣ４とインダクタＬ２との共振周波数付近でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を交互にスイッチングして、コンデンサＣ４の両端に共振電圧を発生させ、この共振電圧を高圧放電灯ＤＬの電極間に印加することで高圧放電灯ＤＬを絶縁破壊して始動モードへ移行する。

次に（２）始動モードでは、高圧放電灯ＤＬが共振電圧によって絶縁破壊を起こすと、グロー放電を経てアーク放電に至る。アーク放電開始直後から発光管内温度が均一化されて安定するまでの過程においては、ランプ電圧ＶＤＬは数Ｖから安定電圧まで数分かけて徐々に上昇する。

次に（３）安定点灯モードでは、高圧放電灯ＤＬは点灯後数分経過して発光管内温度が上昇して安定状態となり、ランプ電圧ＶＤＬはほぼ一定となる。

以下、高圧放電灯ＤＬを点灯させるまでの動作の詳細を説明する。まず、ランプ点灯前の無負荷期間においてはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３ともにオフする所定のデッドタイムを経て交互にオン・オフされる。まず、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ３がオフのときは、電解コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ２，インダクタＬ２，コンデンサＣ４を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ２が放電されるとともに、チョッパ回路１からスイッチング素子Ｑ２，インダクタＬ２，コンデンサＣ４，電解コンデンサＣ３を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ３が充電される。高圧放電灯ＤＬは無負荷状態であるので、殆ど電流は流れない。

その後、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がともにオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによって、インダクタＬ２からコンデンサＣ４，電解コンデンサＣ３，スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードを介して電流が流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオンのときは、電解コンデンサＣ３からコンデンサＣ４，インダクタＬ２，スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ３が放電されるとともに、チョッパ回路１から電解コンデンサＣ２，コンデンサＣ４，インダクタＬ２，スイッチング素子Ｑ３を介して電流が流れて、電解コンデンサＣ２が充電される。

その後、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がともにオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによって、インダクタＬ２からスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード，電解コンデンサＣ２，コンデンサＣ４を介して電流が流れる。

以降、上記の過程を繰り返し、インダクタＬ２とコンデンサＣ４との直列共振回路には、高周波電流が流れる。この高周波電流の周波数は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング周波数により決まる。したがって、スイッチング周波数を直列共振回路の共振周波数または共振周波数の奇数倍に近い周波数（通常は共振周波数より少し高い周波数）に設定すれば、コンデンサＣ４の両端には共振作用によって高周波の高電圧が発生し、高圧放電灯ＤＬに印加される。

上記動作で発生した高電圧で高圧放電灯ＤＬが始動した後は、スイッチング素子Ｑ２を数十ＫＨｚでオン・オフし、スイッチング素子Ｑ３をオフしているチョッピング期間と、スイッチング素子Ｑ３を数十ＫＨｚでオン・オフし、スイッチング素子Ｑ２をオフしているチョッピング期間とを交互に繰り返して、高圧放電灯ＤＬに低周波矩形波電流を供給して、高圧放電灯ＤＬを所望の電気特性で点灯させる。

次に、高圧放電灯ＤＬが寿命末期の半波放電状態になった場合の動作について説明する。本参考例においても、実施形態１と同様に、図１２（ａ）（ｂ）の等価回路で表される高圧放電灯ＤＬが図１６の回路に接続された場合の動作を説明する。

まず、図１２（ｂ）のようにダイオードＤｃが負方向に接続されている場合、半波放電判別回路７ｆは、チョッパ回路１が出力する直流電圧Ｖｂｕｓの検出信号が正常時の値であり、且つコンデンサ電圧検出回路８によるコンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号が閾値Ｋ１以下であれば（図１３参照）、コンデンサ電圧Ｖｃ３が設計目標値より低下し、さらに［コンデンサ電圧Ｖｃ２＝チョッパ回路１の出力電圧Ｖｂｕｓ−コンデンサ電圧Ｖｃ３］よりコンデンサ電圧Ｖｃ２が設計目標値より上昇しており、交流電源Ｖｓは正常に供給されているが高圧放電灯ＤＬは図１２（ｂ）に示す半波放電状態であると判別して、インバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。

次に、図１２（ａ）のようにダイオードＤｃが正方向に接続されている場合、半波放電判別回路７ｆは、チョッパ回路１が出力する直流電圧Ｖｂｕｓの検出信号が正常時の値であり、且つコンデンサ電圧検出回路８によるコンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号が閾値Ｋ２以上であれば（図１３参照）、コンデンサ電圧Ｖｃ３が設計目標値より上昇し、さらに［コンデンサ電圧Ｖｃ２＝チョッパ回路１の出力電圧Ｖｂｕｓ−コンデンサ電圧Ｖｃ３］よりコンデンサ電圧Ｖｃ２が設計目標値より低下しており、交流電源Ｖｓは供給されているが高圧放電灯ＤＬは図１２（ａ）に示す半波放電状態であると判別して、インバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。

上記のように高圧放電灯ＤＬの半波放電状態を判別し、インバータ回路２のスイッチング動作を停止させた後、インバータ制御回路７はコンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号が設計目標値へ戻るのを待つ。インバータ回路２のスイッチング動作を停止すると、電解コンデンサＣ２，Ｃ３のうち過剰に充電されたコンデンサの電圧が次第に低下し、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の関係は、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の各容量値に反比例した関係に戻る。本参考例では、電解コンデンサＣ２，Ｃ３は同一容量に設定しているので、次第にコンデンサ電圧Ｖｃ２＝Ｖｃ３となる。コンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号が設計目標値へ戻れば、インバータ回路２のスイッチング動作を再開する。

そして、上記のように半波放電状態によるインバータ回路２のスイッチング動作の停止・再開を予め設定したＮ回繰り返すと、コンデンサ電圧Ｖｃ３の検出信号が設計目標値に戻ってもインバータ回路２のスイッチング動作を停止した状態に維持しておく。そして、交流電源Ｖｓを遮断、再投入してインバータ制御回路７をリセットしない限り、インバータ回路２のスイッチング動作を行わないようにすれば、ユーザーへ高圧放電灯ＤＬの半波放電状態を知らせることができる。

また、半波放電判別回路７ｆによる判別動作は、チョッパ回路１が出力する直流電圧検出信号が正常時の値であるときのみ有効であり、瞬断時や電源投入時には、過渡期の直流電圧Ｖｂｕｓの変化によって誤判別が発生することを避けるため、判別動作を無効としている。

このように、図１２（ａ）（ｂ）の等価回路で示されるような半波放電状態を確実に判別でき、電解コンデンサＣ２，Ｃ３に過電圧が印加される前にインバータ回路２のスイッチング動作を停止させることで、電解コンデンサＣ２，Ｃ３に低耐圧のものを用いることができ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

（参考例２）
本参考例は、実施形態１または参考例１の高圧放電灯点灯装置において、半波放電判別回路７ｆの半波放電判別動作が異なるもので、図１８（ａ）〜（ｄ），図１９（ａ）〜（ｄ）を用いて説明する。なお、他の構成は実施形態１または参考例１と同様である。

正常時は、チョッピング期間Ｔｑ２とチョッピング期間Ｔｑ３で極性が反転する三角波状の負荷電流ＩＬ（図１８（ａ））が流れ、検出巻線Ｎ２が出力するチョッピング期間Ｔｑ２のＪ３電圧波形（図１８（ｃ））の面積と、検出巻線Ｎ２が出力するチョッピング期間Ｔｑ３のＪ４電圧波形（図１８（ｂ））の面積とは等しく、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３の各電流量は互いに等しい。したがって、ランプ電流ＩＤＬ（図１８（ｄ））の振幅はチョッピング期間Ｔｑ２とチョッピング期間Ｔｑ３とで等しくなり、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の各電圧は各容量から決まる設計目標値となる。

しかし、図１２（ａ）（ｂ）に等価回路を示す半波放電状態では、チョッピング期間Ｔｑ２とチョッピング期間Ｔｑ３とのいずれか一方の期間において、ダイオードＤｃが電流をブロックするため殆ど負荷電流ＩＤＬ（図１９（ａ））は流れなくなり、チョッピング期間Ｔｑ２のＪ３電圧波形（図１９（ｃ））の面積と、チョッピング期間Ｔｑ３のＪ４電圧波形（図１９（ｂ））の面積とは異なる。したがって、ランプ電流ＩＤＬ（図１９（ｄ））の振幅はチョッピング期間Ｔｑ２とチョッピング期間Ｔｑ３とで異なり、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の電圧バランスは崩れて、設計目標値から上昇あるいは低下している。

以下、本参考例の半波放電判別回路７ｆの半波放電判別動作について説明する。

半波放電判別回路７ｆには負荷電流ＩＬを検出したＪ３，Ｊ４電圧が入力され、まず、図１２（ｂ）のようにダイオードＤｃが負方向に接続されている場合、チョッピング期間Ｔｑ３のＪ４電圧波形から導かれる電流量に比べて、チョッピング期間Ｔｑ２のＪ３電圧波形から導かれる電流量は小さくなるので、半波放電判別回路７ｆは、高圧放電灯ＤＬは図１２（ｂ）に示す半波放電状態であると判別して、インバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。

また、図１２（ａ）のようにダイオードＤｃが正方向に接続されている場合、チョッピング期間Ｔｑ２のＪ３電圧波形から導かれる電流量に比べて、チョッピング期間Ｔｑ３のＪ４電圧波形から導かれる電流量は小さくなるので（図１９（ａ）〜（ｄ））、半波放電判別回路７ｆは、高圧放電灯ＤＬは図１２（ａ）に示す半波放電状態であると判別して、インバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。

このように、半波放電判別回路７ｆは、検出巻線Ｎ２の両端Ｊ３，Ｊ４の各電圧に基づいて、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３における負荷電流ＩＬの各電流量が互いに異なることを検出すれば、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の電圧バランスが崩れており、高圧放電灯ＤＬが半波放電状態であると判別する。

また、図２０の該略図に示すように、チョッパ回路１の出力端間に、スイッチＳＷ１と、インダクタＬ３と、抵抗Ｒ１２と、表示素子ＬＥＤ１との直列回路を接続し、抵抗Ｒ１２と表示素子ＬＥＤ１との直列回路にコンデンサＣ８を並列接続し、インダクタＬ３と抵抗Ｒ１２と表示素子ＬＥＤ１との直列回路にダイオードＤ３を並列接続して、半波放電判別回路７ｆが高圧放電灯ＤＬの半波放電状態を判別したときに、スイッチＳＷ１をオンして、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の充電電荷を電源として表示素子ＬＥＤ１を点灯させ、高圧放電灯ＤＬが半波放電状態であることをユーザに報知すれば、高圧放電灯ＤＬの交換等の対策を早急に行なうことができる。

（実施形態２）
図２１〜図２３は、実施形態１，参考例１，２いずれかの高圧放電灯点灯装置を、ハウジング１０内に収納し、灯具１１内のソケット（図示なし）に装着された高圧放電灯ＤＬを点灯させる照明器具の外観を示す。これらの照明器具は、実施形態１，参考例１，２いずれかの高圧放電灯点灯装置を用いるので、安価、小型に構成され、設計の自由度が従来に比べて広いものとなる。

さらに、これらの照明器具を用いて、各照明器具の点灯制御を行う照明システムを構築すれば、システムとしても小型化、低コスト化を図ることができる。

本発明の実施形態１の高圧放電灯点灯装置の構成を示す図である。 同上のインバータ制御回路の構成を示す図である。 （ａ）（ｂ）同上の高圧放電灯の点灯過程を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）同上の無負荷時の動作を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の点灯時の動作を示す図である。 （ａ）（ｂ）同上のランプ電流の経路を示す図である。 同上のランプ電圧に対するランプ電力の特性を示す図である。 同上のランプ電圧に対するＰＷＭ出力目標値の特性を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の正常時のランプ状態検出回路の各部の電圧波形を示す図である。 （ａ）（ｂ）ＩＥＣ５９８−１ａｎｎｅｘによる半波放電状態になった高圧放電灯の等価回路を示す図である。 ＩＥＣ５９８−１ａｎｎｅｘによる半波放電状態になった高圧放電灯の各パラメータ値を示す図である。 （ａ）（ｂ）半波放電状態になった高圧放電灯の別の等価回路を示す図である。 半波放電状態の判別動作の閾値を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）半波放電状態判別の動作時間を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）半波放電状態判別の電源投入時の動作を示す図である。 本発明の参考例１の高圧放電灯点灯装置の構成を示す図である。 同上のインバータ制御回路の構成を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）本発明の参考例２の正常時の各部の波形を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の半波放電時の各部の波形を示す図である。 同上の高圧放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。 本発明の実施形態２の第１の照明装置の外観構成を示す図である。 同上の第２の照明装置の外観構成を示す図である。 同上の第３の照明装置の外観構成を示す図である。 従来の高圧放電灯点灯装置の構成を示す図である。

１ チョッパ回路
２ インバータ回路
３ 負荷回路
７ インバータ制御回路
７ｆ 半波放電判別回路
８ コンデンサ電圧検出回路
Ｃ１，Ｃ２ 電解コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチング素子
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｃ４ コンデンサ
ＤＬ 高圧放電灯

Claims (8)

1. 直流電源の出力端間に接続して直流電圧を分圧して高圧側の第１の直流電圧を出力する１乃至複数の第１のコンデンサおよび低圧側の第２の直流電圧を出力する１乃至複数の第２のコンデンサ、第１のコンデンサに並列接続された第１のスイッチング素子と第２のコンデンサに並列接続された第２のスイッチング素子との直列回路を備えて、第１，第２のスイッチング素子がオン・オフすることで交流出力を高圧放電灯に供給するハーフブリッジ構成のインバータ回路と、
   第１，第２のコンデンサの接続中点と第１，第２のスイッチング素子の接続中点との間で高圧放電灯に並列接続したコンデンサを備えた負荷回路と、
   負荷回路に直列接続した限流用のインダクタと、
   第２の直流電圧を検出する直流電圧バランス検出手段と、
   第１，第２のスイッチング素子の各スイッチング動作を制御する駆動手段、直流電圧バランス検出手段の検出値から第１の直流電圧と第２の直流電圧との比が所望の比となっているか否かを判断し、該判断結果に基づいて高圧放電灯の半波放電状態を判別する半波放電判別手段を備えたインバータ制御回路と、
   から構成され、
   半波放電判別手段は、高圧放電灯の半波放電によって第１のコンデンサが過剰に充電されて、第２の直流電圧が所定値よりも低い電圧に低下した状態を検出するための第１の閾値と、高圧放電灯の半波放電によって第２のコンデンサが過剰に充電されて、第２の直流電圧が所定値よりも高い電圧に上昇した状態を検出するための第２の閾値との少なくとも２つの閾値を用いて、高圧放電灯の半波放電状態を判別する
   ことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
2. 前記半波放電判別手段は、前記直流電圧バランス検出手段の検出値が前記第１の閾値に達した状態が第１の所定時間継続した場合、あるいは直流電圧バランス検出手段の検出値が前記第２の閾値に達した状態が第２の所定時間継続した場合、高圧放電灯が半波放電状態であると判別することを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
3. 前記第１の所定時間は、前記インバータ制御回路の動作電源を生成する制御電源への入力が遮断された後、制御電源の出力がインバータ制御回路の駆動に必要な電圧以下に低下するまでの時間と略同時間であることを特徴とする請求項２記載の高圧放電灯点灯装置。
4. 前記インバータ制御回路は、前記直流電源の出力開始時において、直流電源の出力電圧または前記第２の直流電圧が第３の閾値以上となるまで前記インバータ回路の動作を開始しないことを特徴とする請求項１乃至３いずれか記載の高圧放電灯点灯装置。
5. 前記半波放電判別手段は、前記直流電源の出力開始時において、直流電源の出力電圧または前記第２の直流電圧が第３の閾値以上となるまで高圧放電灯の半波放電状態判別動作を無効にすることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の高圧放電灯点灯装置。
6. 前記半波放電判別手段が高圧放電灯は半波放電状態であると判別した場合、前記インバータ制御回路は、前記インバータ回路の動作を停止し、高圧放電灯の半波放電によって過剰に充電された第１のコンデンサあるいは第２のコンデンサの電圧が低下してからインバータ回路の動作を再開し、半波放電判別手段が、高圧放電灯が半波放電状態であると所定回数判別した場合、インバータ制御回路は、直流電源の入力を遮断して再投入するまで、インバータ回路の動作を停止させることを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載の高圧放電灯点灯装置。
7. 前記半波放電判別手段が高圧放電灯は半波放電状態であると判別した場合、前記インバータ制御回路は、第１，第２のコンデンサの少なくともいずれか一方を電源として表示手段を点灯させることを特徴とする請求項６記載の高圧放電灯点灯装置。
8. 請求項１乃至７いずれかの高圧放電灯点灯装置と、該高圧放電灯点灯装置によって電力を供給される高圧放電灯を具備した灯具とを備えることを特徴とする照明器具。

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