JP2006228479A - 高圧放電灯点灯装置、照明器具、および照明システム - Google Patents

Abstract

【課題】 安価で、且つ半波放電の極性に関わらず半波放電状態を確実に検出することができる高圧放電灯点灯装置、照明器具、および照明システムを提供する。
【解決手段】 ハーフブリッジ構成のインバータ回路２を備え、インバータ制御回路７の半波放電検出回路７ｆは、ランプ状態検出回路４からのランプ電圧検出信号、コンデンサ電圧検出回路８からのコンデンサ電圧検出信号に基づいて、高圧放電灯ＤＬが始動後、安定点灯電圧へ至るのに必要な時間を超えてもランプ電圧ＶＤＬが所定電圧以下の場合、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力し、極性反転回路７ｇはインバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。また、始動後一定時間後にランプ電圧ＶＤＬが所定電圧以上であっても、コンデンサ電圧Ｖｃ３が正常電圧範囲以上であれば、半波放電状態であると判断して、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ハーブリッジ構成のインバータ回路を具備した高圧放電灯点灯装置、照明器具、および照明システムに関するものである。

従来の高圧放電灯点灯装置は、図２３に示すように、交流電源Ｖｓの交流出力を整流、平滑して所望の直流出力に変換するチョッパ回路１０１と、チョッパ回路１０１の直流電圧出力を所望の矩形波電圧に変換するインバータ回路１０２と、インバータ回路１０２の矩形波電圧を供給される高圧放電灯ＤＬを含む負荷回路１０３と、始動時に高圧放電灯ＤＬに高圧パルスを印加するイグナイタ回路１０４と、チョッパ回路１０１の動作を制御するチョッパ制御回路１０５と、インバータ回路２の動作を制御するインバータ制御回路１０６とを備える。

チョッパ回路１０１は、交流電源Ｖｓの交流出力を全波整流する整流器１０１ａと、整流出力の正側に挿入されたインダクタＬ１１とダイオードＤ１１との直列回路と、インダクタＬ１１を介して整流出力間に接続したＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１１とから構成され、スイッチング素子Ｑ１１をオン・オフすることで、整流出力が所望の直流出力に昇圧される。

インバータ回路１０２は、チョッパ回路１０１の出力端間に接続した電解コンデンサＣ１２，Ｃ１３の直列回路およびＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の接続中点に一端を接続したインダクタＬ１２とから構成されるハーフブリッジインバータであり、電解コンデンサＣ１２，Ｃ１３の接続中点とインダクタＬ１２の他端との間に負荷回路１０３を接続して、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオン・オフすることで、負荷回路１０３に矩形波電圧を供給する。

負荷回路１０３は、電解コンデンサＣ１２，Ｃ１３の接続中点とインダクタＬ１２の他端との間に接続されたトランスＴ１１の二次巻線Ｔ１１ｂと高圧放電灯ＤＬと抵抗Ｒ１１との直列回路と、二次巻線Ｔ１１ｂと高圧放電灯ＤＬと抵抗Ｒ１１との直列回路に並列接続されたコンデンサＣ１１とから構成され、インバータ回路１０２からの矩形波電圧によって高圧放電灯ＤＬが点灯する。

イグナイタ回路１０４は、トランスＴ１１の一次巻線Ｔ１１ａにパルス電圧を供給するパルス発生回路１０４ａで構成され、二次巻線Ｔ１１ｂを介して負荷回路１０３に高圧パルスを供給する。

チョッパ制御回路１０５は、スイッチング素子Ｑ１１をオン・オフ制御する制御ＩＣで構成される。

インバータ制御回路１０６は、ランプ電圧ＶＤＬを検出する電圧検出回路１０６ａと、抵抗Ｒ１１の両端電圧を検出することでランプ電流ＩＤＬを検出する電流検出回路１０６ｂと、電圧検出回路１０６ａおよび電流検出回路１０６ｂの各出力から高圧放電灯ＤＬに必要なランプ電力を演算する電力検出回路１０６ｃと、電力検出回路１０６ｃの演算結果に応じてスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３を駆動する駆動回路１０６ｄとから構成される。

そして、図２４（ａ）〜（ｃ）に示すように、インバータ回路２は、高圧放電灯ＤＬの不点状態から、スイッチング素子Ｑ１２を高周波でオン・オフさせる（チョッピング）期間Ｔｑ１２と、スイッチング素子Ｑ１３を高周波でオン・オフさせる（チョッピング）期間Ｔｑ１３とを低周波で交互に繰り返すスイッチング動作によって、低周波の矩形波電圧Ｖｏを高圧放電灯ＤＬに出力するとともに、パルス発生回路１０４ａのパルス電圧をトランスＴ１１で昇圧した高圧パルスＶｐを矩形波電圧Ｖｏに重畳させたランプ電圧ＶＤＬを高圧放電灯ＤＬの電極間に印加する。上記スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が高周波でオン・オフする周波数は同一周波数に制御される。

また、電解コンデンサＣ１２，Ｃ１３の各容量は同一容量であり、コンデンサ電圧Ｖｃ１２，Ｖｃ１３は略同一電圧となって、高圧放電灯ＤＬに印加される矩形波電圧Ｖｏの振幅は正負が等しくなる。

そして、高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊して始動、点灯すると、図２５（ａ）〜（ｄ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ１２，Ｖｃ１３は略同一電圧で充放電を繰り返し、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３は上記同様のスイッチング動作によって、矩形波電圧Ｖｏをランプ電圧ＶＤＬとして高圧放電灯ＤＬに印加し、適正なランプ電力が供給される。（例えば、特許文献１参照）
上記スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチングにおいて、上記高周波は数十ＫＨｚ、上記低周波は数十〜数百Ｈｚとなる。

しかしながら、負荷である高圧放電灯ＤＬが寿命末期現象の１つである半波放電状態となった場合、半波放電の極性によってコンデンサ電圧Ｖｃ１２またはＶｃ１３が上昇し、回路への負担が大きくなっていた
そこで、ランプ電圧ＶＤＬの検出値を整流平滑した信号に半波放電時のみに発生する凹凸をパルスカウンタでカウントし、カウント値が所定回数を超えたときに異常状態であると判定して、動作を停止させていた。（例えば、特許文献２参照）
特許第２９４８６００号公報 特開２００２−３５２９７７号公報（段落番号［０００９］、図１）

しかしながら、上記特許文献２では、従来の動作制御のためのランプ電圧検出やランプ電流検出等を目的とした検出回路以外に、半波放電回数をカウントするための専用の検出回路を設ける必要があり、部品点数の増加によってコストが高くなってしまった。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、安価で、且つ半波放電の極性に関わらず半波放電状態を確実に検出することができる高圧放電灯点灯装置、照明器具、および照明システムを提供することにある。

請求項１の発明は、商用電源からの交流を所望の直流電圧に変換して出力する直流電源回路と、直流電源回路の出力端間に接続した高圧側の第１のコンデンサと低圧側の第２のコンデンサとの直列回路、第１，第２のコンデンサに並列接続した高圧側の第１のスイッチング素子と低圧側の第２のスイッチング素子との直列回路を備えて、第１，第２のスイッチング素子がオン・オフすることで矩形波の交流出力を高圧放電灯に供給するハーフブリッジ構成のインバータ回路と、第１，第２のコンデンサの接続中点と第１，第２のスイッチング素子の接続中点との間で高圧放電灯に直列接続したインダクタ、該インダクタと高圧放電灯との直列回路に並列接続したコンデンサを備えた負荷回路と、負荷回路に直列接続した限流用のインダクタと、少なくともコンデンサ、抵抗からなり、負荷回路と第２のコンデンサとの直列回路に並列接続してランプ電圧を検出するランプ状態検出回路と、第１または第２のコンデンサの両端電圧を検出するコンデンサ電圧検出回路と、第１のスイッチング素子を高周波でオン・オフさせる第１の期間、第２のスイッチング素子を高周波でオン・オフさせる第２の期間を交互に繰り返すように第１，第２のスイッチング素子の動作を制御する手段、ランプ状態検出回路のランプ電圧検出信号に応じた電力を高圧放電灯に供給するように第１，第２のスイッチング素子の動作を制御する手段、コンデンサ電圧検出回路のコンデンサ電圧検出信号に応じて第１または第２のコンデンサの両端電圧を一定に保つように第１，第２のスイッチング素子の動作を制御する手段、ランプ電圧検出信号とコンデンサ電圧検出信号とに基づいて高圧放電灯の半波放電状態を検出する手段を備えたインバータ制御回路とから構成されることを特徴とする。

この発明によれば、半波モードの極性に関わらず確実に半波放電状態を検出できるとともに、半波放電専用の検出回路を接続することなく、通常の動作に必要な検出回路のみを用いているので、安価、小型に構成することができる。

請求項２の発明は、請求項１において、前記第１，第２のコンデンサの各容量は互いに異なり、その両端電圧は容量比に反比例した値になることを特徴とする。

この発明によれば、インバータ回路を、低耐圧の部品で設計することができ、部品の小型化、低コスト化が可能となる。

請求項３の発明は、照明器具は、請求項１または２の高圧放電灯点灯装置と、該高圧放電灯点灯装置によって電力を供給される高圧放電灯を具備した灯具とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、請求項１または２と同様の効果を奏し得る照明器具を提供することができる。

請求項４の発明は、照明システムは、請求項３の照明器具を備えて点灯制御を行うことを特徴とする。

この発明によれば、請求項３と同様の効果を奏し得る照明システムを提供することができる。

以上説明したように、本発明では、半波モードの極性に関わらず確実に半波放電状態を検出できるとともに、半波放電専用の検出回路を接続することなく、通常の動作に必要な検出回路のみを用いているので、安価、小型に構成することができる。したがって、安価で、且つ半波放電の極性に関わらず半波放電状態を確実に検出する高圧放電灯点灯装置、照明器具、および照明システムを提供することができるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
本実施形態の高圧放電灯点灯装置は、図１に示すように、交流電源Ｖｓの交流出力を整流、平滑して所望の直流出力に変換するチョッパ回路１と、チョッパ回路１の直流電圧出力を所望の矩形波電圧に変換するインバータ回路２と、インバータ回路２の矩形波電圧を供給される高圧放電灯ＤＬを含む負荷回路３と、高圧放電灯ＤＬの状態を検出するためのランプ状態検出回路４と、始動時に高圧放電灯ＤＬに高圧パルスを印加するイグナイタ回路５と、チョッパ回路１の動作を制御するチョッパ制御回路６と、インバータ回路２の動作を制御するインバータ制御回路７とを主構成として備える。

チョッパ回路１は、交流電源Ｖｓの交流出力を全波整流する整流器１ａと、整流出力の正側に挿入されたインダクタＬ１とダイオードＤ１との直列回路と、整流出力間に接続したコンデンサＣ１と、インダクタＬ１を介して整流出力間に接続したＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ１との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間に接続した抵抗Ｒ２と、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動経路に挿入された抵抗Ｒ３と、一方の入力端に接続されたヒューズ１ｂと、ヒューズ１ｂを介して入力端間に接続されたバリスタ１ｃからなる直流電源回路で構成され、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることで、整流出力が所望の直流出力に昇圧される。

インバータ回路２は、チョッパ回路１の出力端間に接続した高圧側の電解コンデンサＣ２と低圧側の電解コンデンサＣ３との直列回路、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる高圧側のスイッチング素子Ｑ２と低圧側のスイッチング素子Ｑ３との直列回路と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン・オフを制御する制御ＩＣ２ａと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続中点に一端を接続した限流用のインダクタＬ２とから構成されるハーフブリッジインバータであり、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の接続中点とインダクタＬ２の他端との間に負荷回路３を接続して、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン・オフすることで、チョッパ回路１からの直流電圧を交番させて負荷回路３に矩形波電圧を供給する。

負荷回路３は、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の接続中点と限流用のインダクタＬ２の他端との間に接続されたトランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂ（インダクタ）と高圧放電灯ＤＬとの直列回路と、二次巻線Ｔ１ｂと高圧放電灯ＤＬとの直列回路に並列接続されたコンデンサＣ４とから構成され、インバータ回路２からの矩形波電圧によって高圧放電灯ＤＬが点灯する。

ここで、電解コンデンサＣ３の両端間に接続した抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によってコンデンサ電圧検出回路８が構成され、電解コンデンサＣ３の両端電圧の検出信号として、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続中点Ｊ１の電圧を出力する。

ランプ状態検出回路４は、電解コンデンサＣ３と負荷回路３との直列回路に並列接続されたコンデンサＣ５と抵抗Ｒ４，Ｒ５との直列回路と、抵抗Ｒ５に並列接続したダイオードＤ２とコンデンサＣ７との直列回路とで構成され、ランプ状態の検出信号として、コンデンサＣ７とダイオードＤ２の接続中点Ｊ２の電圧（コンデンサＣ７の両端電圧）を出力する。

イグナイタ回路５は、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１ａにパルス電圧を供給するパルス発生回路５ａで構成され、二次巻線Ｔ１ｂを介して負荷回路３に高圧パルスを供給する。

チョッパ制御回路６は、整流器１ａの正側出力とグランドレベル間に接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７の直列回路と、抵抗Ｒ７に並列接続したコンデンサＣ６と、チョッパ回路１の正側出力とグランドレベル間に接続された抵抗Ｒ８，Ｒ９の直列回路と、インダクタＬ１に磁気的に結合した検出巻線Ｎ１と、制御電圧Ｖｃｃを供給されてスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する制御ＩＣ６ａとから構成される。

インバータ制御回路７は、図２に示すように、ゼロクロススイッチング回路７ａと、ＰＷＭ回路７ｂと、Ｖｄｃ制御回路７ｃと、出力制御回路７ｄと、目標値切換回路７ｅと、半波放電検出回路７ｆと、極性反転回路７ｇと、論理素子７ｈ，７ｉとから構成される。そして、コンデンサ電圧検出回路８のコンデンサ電圧検出信号（Ｊ１電圧）、ランプ状態検出回路４のランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）、インダクタＬ２に磁気的に結合した検出巻線Ｎ２のランプ電流検出信号（検出巻線Ｎ２の両端Ｊ３，Ｊ４間の電圧）、ランプ状態検出回路４のランプ波形検出信号（Ｊ５電圧）に基づいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の駆動信号を接続点Ｊ６，Ｊ７を介して制御ＩＣ２ａに出力する。

そして、上記回路構成において、チョッパ制御回路６によってスイッチング素子Ｑ１がオン・オフ制御されて、所望の直流電圧をインバータ回路２に出力し、インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ２を高周波でオン・オフさせる（チョッピング）期間Ｔｑ２と、スイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフさせる（チョッピング）期間Ｔｑ３とを低周波で交互に繰り返すスイッチング動作によって、低周波の矩形波電圧を高圧放電灯ＤＬに出力する。

上記高圧放電灯点灯装置において高圧放電灯ＤＬが不点状態から点灯状態に至るまでには、（１）無負荷モード、（２）始動モード、（３）安定点灯モードの３つの過程での制御を行う。図３（ａ）（ｂ）に各過程でのランプ電力ＰＤＬ、ランプ電圧ＶＤＬの各波形を示す。

まず（１）無負荷モードでは、高圧放電灯ＤＬは不点状態であり、パルス発生回路５ａのパルス電圧をトランスＴ１で昇圧した高圧パルスＶｐをインバータ回路２が出力する矩形波電圧Ｖｏに重畳させたランプ電圧ＶＤＬを高圧放電灯ＤＬの電極間に印加することで高圧放電灯ＤＬを絶縁破壊して始動モードへ移行する。このときのランプ電力ＰＤＬはほぼ一定となり、絶縁破壊時にはパルス状に増加した後減少する。なお、図３（ｂ）では極性反転の半周期毎に高圧パルスＶｐを両極性に対して１回発生させているが、図４（ｅ）に示すように半周期毎に高圧パルスＶｐを正極性にのみ複数回発生させてもよく、この発生回数、極性は各高圧放電灯ＤＬの規格に基づいて決定すればよい。

次に（２）始動モードでは、高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊を起こすと、グロー放電を経てアーク放電に至る。アーク放電開始直後から発光管内温度が均一化されて安定するまでの過程においては、ランプ電圧は数Ｖから安定電圧まで数分かけて徐々に上昇し、ランプ電力ＰＤＬもそれに合わせて徐々に上昇する。

次に（３）安定点灯モードでは、高圧放電灯ＤＬは点灯後数分経過して発光管内温度が上昇して安定状態となり、ランプ電力ＰＤＬ、ランプ電圧ＶＤＬはほぼ一定となる。

ここで、高圧放電灯ＤＬを点灯させる上で必要な条件を下記に示す。高圧放電灯ＤＬをグロー放電からアーク放電にスムーズに移行させるためには、イグナイタ回路５の高圧パルスによってランプ電極間の絶縁破壊が起こった後、２５０〜４００Ｖの無負荷電圧が必要とされており、図２３に示す従来のハーフブリッジ構成のインバータ回路でこの電圧条件を達成するには、電解コンデンサＣ１２，Ｃ１３に２５０Ｖの電圧を印加しなければならず、チョッパ回路１０１は５００Ｖの直流電圧を供給しなければならなかった。

また、チョッパ回路１で交流入力を直流に変換する場合、入力電流歪を減らすためには、出力電圧を、入力電圧×√２×１．１の直流電圧にまで昇圧する必要がある。（ここで、１．１は１０％の電源変動耐量を表す。）
さらに、高圧放電灯ＤＬの点灯後は、インバータ回路２は、電解コンデンサＣ２，Ｃ３の各電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３を交互に高圧放電灯ＤＬに印加するため、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３はランプ安定点灯電圧（一般的に７０〜１２０Ｖ）以上必要であった。

本実施形態の高圧放電灯点灯回路では、上記条件を満たすために以下のように設計される。まず、高圧放電灯ＤＬをグロー放電からアーク放電にスムーズに移行させるために必要な電圧は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちいずれか一方のスイッチング素子をチョッピングさせたときのみ供給できればよく、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３のうちいずれか一方の電圧を絶縁破壊に必要な電圧以上とすればよい。例えば、一方のコンデンサ電圧Ｖｃ２を絶縁破壊に必要な電圧以上とするようにＶｃ２＝３００Ｖとすれば、他方のコンデンサ電圧Ｖｃ３をランプ安定点灯電圧以上となるようにＶｃ３＝１５０Ｖとする。

以上より、チョッパ回路１は４５０Ｖの直流電圧を出力すればよいことになる。チョッパ回路１において入力電流歪を減らしながら４５０Ｖの直流電圧を出力するには、４５０Ｖ÷√２÷１．１＝２９０Ｖより、交流電源Ｖｓの電圧は２９０Ｖ以下であればよく、日本国内の商用電源１００Ｖ，２４２Ｖ、米国の商用電源１２０Ｖ，２７７Ｖには対応可能である。

そこで、上記のようにコンデンサ電圧Ｖｃ２＝３００Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ３＝１５０Ｖとするには、電解コンデンサＣ２の容量：電解コンデンサＣ３の容量＝１：２となるように設定すればよい。例えば、電解コンデンサＣ２の容量＝５０μＦ、電解コンデンサＣ３の容量＝１００μＦとすれば、コンデンサ電圧Ｖｃ２＝４５０Ｖ×１００μＦ／（５０μＦ＋１００μＦ）＝３００Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ３＝４５０Ｖ×５０μＦ／（５０μＦ＋１００μＦ）＝１５０Ｖとなる。したがって、インバータ回路２を、耐圧４５０Ｖを満たす部品で設計することができ、部品の小型化、低コスト化が可能となる。

そして、チョッパ回路１は、上記のように４５０Ｖの直流電圧を出力する昇圧チョッパ回路で構成し、チョッパ制御回路６は、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続中点電圧をチョッパ回路１の入力電圧として検出し、抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続中点電圧をチョッパ回路１の出力電圧として検出し、検出巻線Ｎ１の出力をチョッパ回路１の入力電流として検出して、各検出値に基づいて交流電源を直流電源に変換してインバータ回路２へ供給するとともに、制御ＩＣ６ａは入力電流と入力電圧の位相がずれないように回路に抵抗性を持たせるような制御を行う。例えば、市販のｏｎ−ｓｅｍｉ製ＭＣ３３２６２等を制御ＩＣ６ａに用いることで実現可能である。

そして、図４（ａ）（ｂ）に示すように、時間ｔ０で電源投入されて以降、交流電源Ｖｓの整流電圧Ｖｃ１は一定であり、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は所定の時定数にしたがって上昇する。期間Ｔａが経過してコンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３がほぼ一定になると、インバータ回路２が動作を開始して無負荷モード期間Ｔｂになり、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２と、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３とを低周波で交互に繰り返す（以下、この動作を極性反転と呼ぶ）。

無負荷モード期間Ｔｂでは、図４（ｅ）に示すように、イグナイタ回路５が出力した高圧パルスＶｐをインバータ回路２が出力した矩形波電圧Ｖｏ（矩形波電圧Ｖｏの正電圧は負電圧の略２倍となる）に重畳させたランプ電圧ＶＤＬを高圧放電灯ＤＬの電極間に印加することで高圧放電灯ＤＬを絶縁破壊させる。高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊して始動、点灯すると、図４（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は充放電を繰り返す。なお、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３による極性反転周波数は、無負荷モード〜安定点灯モードまで同じ周波数でもよく、あるいは無負荷モードと安定点灯モードとで異なる周波数にしてもよい。

そして、上記のようにインバータ回路２の電解コンデンサＣ２，Ｃ３のコンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３を、無負荷時の印加電圧に合わせて３００Ｖ，１５０Ｖにした場合、安定点灯モードにおいてもこの電圧配分を維持する必要がある。そこで、図４（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング周波数＝２×スイッチング素子Ｑ３のチョッピング周波数 となるように制御し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３を同一長さにすれば、正負の振幅が等しいランプ電流ＩＤＬを流すことができる。ここで、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比を２：１としたため、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のチョッピング周波数の比は１：２に設定したが、チョッピング周波数の比は、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の比に反比例させた値に設定すればよい。

図５（ａ）〜（ｄ）は始動モード〜安定点灯モード時の動作を示しており、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２においては、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２を交互に繰り返し、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３においては、スイッチング素子Ｑ３のオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３を交互に繰り返す。そして、図６（ａ）に示すように、オン期間Ｔｏｎ２では、電解コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ２を介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ１が供給され、オフ期間Ｔｏｆｆ２では、インダクタＬ１からスイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードを介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ２が供給され、また図６（ｂ）に示すように、オン期間Ｔｏｎ３では、電解コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ３を介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ３が供給され、オフ期間Ｔｏｆｆ３では、インダクタＬ２からスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介して負荷回路３に負荷電流ＩＬ４が供給されて、負荷電流ＩＬは、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３で極性が反転し、且つチョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３では周波数比が２：１である三角波状の波形となり、高圧放電灯ＤＬには正負の振幅が等しい矩形波状のランプ電流ＩＤＬが供給される。

次に、インバータ制御回路５によるインバータ回路２のスイッチング制御について説明する。安定点灯モードでは、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３の電圧配分３００：１５０を維持しつつ、図７のランプ電力制御カーブＹ１に応じた所望の電力を高圧放電灯ＤＬへ供給するために、インバータ制御回路７は、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３毎に下記制御を繰り返す。

まず、ゼロクロススイッチング回路７ａは、ランプ電流検出信号（Ｊ３−Ｊ４電圧）のゼロクロス毎に出力が反転する。

また、ＰＷＭ回路７ｂは、コンデンサ７０ｂを負荷とするカレントミラー回路７１ｂ、ゼロクロススイッチング回路７ａの出力によってコンデンサ７０ｂの充放電を切り換えるスイッチング素子７２ｂ、コンデンサ７０ｂの充放電電圧と目標値切換回路７ｅからの目標値Ｖｒｅｆ０とを比較するコンパレータ７３ｂで構成され、コンパレータ７３ｂは、電圧信号で入力された目標値Ｖｒｅｆ０に応じてオン期間、オフ期間を設定したスイッチング信号（ＰＷＭ信号）Ｖｓｗを出力する。

そして、出力制御回路７ｄは、ランプ状態検出回路４からフィードバックされたランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）から高圧放電灯ＤＬの状態を検出し、所望の電力を出力するためのＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ１を出力する。このＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ１は、図８に示すようにランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ付近まではランプ電圧ＶＤＬの増加に伴って徐々に上昇し、略６０Ｖ以上では略一定値に設定されており、チョッピング期間Ｔｑ２では目標値切換回路７ｅを介してＰＷＭ回路７ｂに目標値Ｖｒｅｆ０として入力される。

ＰＷＭ回路７ｂは、チョッピング期間Ｔｑ２において、目標値Ｖｒｅｆ０（＝Ｖｒｅｆ１）に応じてオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２を設定したスイッチング信号Ｖｓｗを出力する。

そして、極性反転回路７ｇはランプ状態検出回路４からのランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）に基づいて極性反転周期の半周期毎に出力を反転させており、ＰＷＭ回路７ｂと極性反転回路７ｇの各出力を入力とする論理素子７ｈは、極性反転回路７ｇからＨレベルの信号を入力されたときにスイッチング信号Ｖｓｗを制御ＩＣ２ａへ出力し、制御ＩＣ２ａは設定されたオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２でスイッチング素子Ｑ２を駆動する。

上記ランプ状態検出回路４からフィードバックされたランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）は、負荷回路３とインダクタＬ２との接続中点の電圧Ｖ４０からランプ電圧ＶＤＬを把握可能な電圧Ｖ４３を検出したものであり、高圧放電灯ＤＬが正常時の各部の波形を図９（ａ）〜（ｄ）に示す。なお、下記に示す電圧値は一例であり、この値に限定されるものではない。負荷回路３とインダクタＬ２との接続中点の電圧Ｖ４０は、Ｖ４０ａ（＝１５０Ｖ）を中心として正負にＶ４０ｂ（＝９０Ｖ）の振幅を有するリプル成分を含む矩形波となる。コンデンサＣ５と抵抗Ｒ４との接続中点の電圧Ｖ４１は、コンデンサＣ５でＤＣ成分をカットされて０Ｖを中心として正負にＶ４１ａ（＝９０Ｖ）の振幅を有する矩形波となり、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続中点の電圧Ｖ４２は電圧Ｖ４１を抵抗分圧したもので、０Ｖを中心として正負にＶ４２ａ（＝４．８Ｖ）の振幅を有する矩形波となり、ランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）として出力される。そして、電圧Ｖ４２をダイオードＤ２で半波整流してコンデンサＣ７で平滑した電圧Ｖ４３は、Ｖ４３ａ（＝２．４Ｖ）の振幅を有する直流電圧となり、ランプ電圧検出信号として出力される。

一方、Ｖｄｃ制御回路７ｃは、誤差アンプを用いた構成からなり、コンデンサ電圧検出回路８からフィードバックされたコンデンサ電圧検出信号（Ｊ１電圧）に基づいて、コンデンサ電圧Ｖｃ３の１５０Ｖに対する誤差を表す誤差信号Ｖｅを出力する。そして、チョッピング期間Ｔｑ３では、目標値切換回路７ｅがこの誤差信号Ｖｅに応じて、コンデンサ電圧Ｖｃ３が１５０Ｖを維持する目標値Ｖｒｅｆ２をＰＷＭ回路７ｂに出力する。

ＰＷＭ回路７ｂは、チョッピング期間Ｔｑ３において、目標値Ｖｒｅｆ０（＝Ｖｒｅｆ２）に応じてオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３を設定したスイッチング信号Ｖｓｗを出力する。そして、ＰＷＭ回路７ｂ，極性反転回路７ｇの各出力を入力とする論理素子７ｉは、極性反転回路７ｇからＬレベルの信号を入力されたときにスイッチング信号Ｖｓｗを制御ＩＣ２ａへ出力し、制御ＩＣ２ａは設定されたオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３でスイッチング素子Ｑ３を駆動する。

目標値切換回路７ｅは、一方の入力端子にＶｄｃ制御回路７ｃからの誤差信号Ｖｅを入力され、他方の入力端子は極性反転回路７ｇの出力でオン・オフするスイッチング素子７０ｅによってＨ，Ｌレベルを切り換えられるＡＮＤ論理素子７１ｅと、ＡＮＤ論理素子７１ｅの出力とＰＷＭ回路７ｂとの間に挿入されたダイオード７２ｅと、出力制御回路７ｄの出力とＰＷＭ回路７ｂとの間に挿入されたダイオード７３ｅとから構成される。そして、極性反転回路７ｇの出力がＨレベルのときは、スイッチング素子７０ｅがオンして、出力制御回路７ｄが出力するＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ１がＰＷＭ回路７ｂに目標値Ｖｒｅｆ０として入力される。また、極性反転回路７ｇの出力がＬレベルのときは、スイッチング素子７０ｅがオフして、ＡＮＤ論理素子７１ｅが出力するＰＷＭ出力目標値Ｖｒｅｆ２がＰＷＭ回路７ｂに目標値Ｖｒｅｆ０として入力される。

ここで、極性反転回路７ｇは、極性反転周期の半周期毎に出力が反転しており、目標値切換回路７ｅによるＰＷＭ出力目標値の切り換えも極性反転周期の半周期毎に行なわれる。

このように、ＰＷＭ出力目標値を切り換えることによって、チョッピング期間Ｔｑ２とチョッピング期間Ｔｑ３とでチョッピング周波数を切り換えることができ、図７のランプ電力制御カーブＹ１に応じた所望の電力を出力することができる。なお、図７のＹ２はランプ電流制御カーブを示す。

次に、高圧放電灯ＤＬが寿命末期の半波放電状態になった場合の動作について説明する。半波放電状態になった高圧放電灯ＤＬは、ＩＥＣ５９８−１ ａｎｎｅｘによると、図１０（ａ）（ｂ）に示す等価回路で表される。この等価回路は、抵抗Ｒａと、抵抗Ｒａに並列接続された抵抗Ｒｂと正方向に接続したダイオードＤｂとの直列回路とから構成される図１０（ａ）の回路と、ダイオードＤｂを負方向に接続した図１０（ｂ）の回路とで表され、ダイオードＤｂの各接続方向（正方向、負方向）毎に２モード（Ａモード，Ｂモード）を有しており、各半波等価モードでの抵抗Ｒａ，Ｒｂの値は図１１のように設定されて、インバータ回路２側からみると、ランプ電流ＩＬの方向によってランプインピーダンスが異なる動作となる。なお、この等価回路は３５Ｗの半波放電モデルである。

上記等価回路で表される半波放電状態の高圧放電灯ＤＬが図１の高圧放電灯点灯回路に接続している場合のランプ状態検出回路４の各部の波形を図１２（ａ）〜（ｄ）に示す。なお、図１０（ａ）の回路に示す正方向のダイオードＤｂの導通方向はチョッピング期間Ｔｑ２に負荷電流ＩＬが流れる方向であり、図１０（ｂ）の回路に示す負方向のダイオードＤｂの導通方向はチョッピング期間Ｔｑ３に負荷電流ＩＬが流れる方向である。

まず、図１０（ａ）で高圧放電灯ＤＬの等価回路が表される場合、ダイオードＤｂが導通する方向にランプ電流ＩＤＬが流れる期間は短絡状態に近くなり、図１２（ａ）に示すように負荷回路３とインダクタＬ２との接続中点の電圧Ｖ４０は、Ｖ４０ｃ（＝１１０Ｖ）を中心として正側にＶ４０ｄ（＝４０Ｖ）の振幅を有し、負側にＶ４０ｅ（＝５０Ｖ）の振幅を有する矩形波となる。すなわち、図９（ａ）〜（ｄ）に示す正常時の電圧Ｖ４０に比べて、矩形波のピークトウピークの振幅が小さくなっている。

次に、図１０（ｂ）で高圧放電灯ＤＬの等価回路が表される場合、ダイオードＤｂが導通する方向にランプ電流ＩＤＬが流れる期間は短絡状態に近くなり、図１２（ｂ）に示すように負荷回路３とインダクタＬ２との接続中点の電圧Ｖ４０は、Ｖ４０ｆ（＝１９０Ｖ）を中心として正側にＶ４０ｇ（＝５０Ｖ）の振幅を有し、負側にＶ４０ｈ（＝４０Ｖ）の振幅を有する矩形波となる。すなわち、図９（ａ）〜（ｄ）に示す正常時の電圧Ｖ４０に比べて、矩形波のピークトウピークの振幅が小さくなっている。

したがって、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ４との接続中点の電圧Ｖ４１、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続中点の電圧Ｖ４２も、図１２（ｃ）（ｄ）に示すように，正常時に比べて矩形波のピークトウピークの振幅が小さくなり、図１２（ｅ）に示すコンデンサＣ７の両端電圧Ｖ４３は正常時に比べて低くなって、正常時に比べて低いランプ電圧検出信号が出力される。そのため、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング動作は、正常時よりも低いランプ電圧ＶＤＬとしてオン期間Ｔｏｎ２を設定するため、オン期間Ｔｏｎ２は正常時よりも短くなる。

上記半波放電時の動作は、等価回路のダイオードＤｂの方向（半波放電極性）によって異なり、図１０（ｂ）のようにダイオードＤｂの向きが負方向である場合、ランプ状態検出回路４からみた負極性のランプ電圧が短絡状態に近くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２におけるオン期間Ｔｏｎ２の目標値は、低ランプ電圧領域であると認識して正常時よりも短くなる。次に、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３では、チョッピング期間Ｔｑ２内に電解コンデンサＣ２から電解コンデンサＣ３へ移動した電荷量と同量の電荷量を電解コンデンサＣ３から流すことで、コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定値（１５０Ｖ）に補正する方向に制御する。

一方、図１０（ａ）のようにダイオードＤｂの向きが正方向である場合、ランプ状態検出回路４からみた正極性のランプ電圧が短絡状態に近くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２におけるオン期間Ｔｏｎ２の目標値は、低ランプ電圧領域であると認識して正常時よりも短くなる。次に、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３では、チョッピング期間Ｔｑ２内に電解コンデンサＣ２から電解コンデンサＣ３へ移動した電荷量と同量の電荷量を電解コンデンサＣ３から流すことで、コンデンサ電圧Ｖｃ３を一定値（１５０Ｖ）に補正する方向に制御する。しかし、電解コンデンサＣ２（コンデンサ電圧Ｖｃ２＝３００Ｖ）を電源として半波放電モードの低インピーダンス負荷へ流れる電荷量と、電解コンデンサＣ３（コンデンサ電圧Ｖｃ３＝１５０Ｖ）を電源として定常ランプ電圧となる高インピーダンス負荷へ流れる電荷量との差が大きいため、チョッピング期間Ｔｑ３では目標とする電荷量を流すことができず、その結果、コンデンサ電圧Ｖｃ３は上昇する。

そして、半波放電検出回路７ｆは、ランプ状態検出回路４によるランプ電圧検出信号およびコンデンサ電圧検出回路８によるコンデンサ電圧検出信号に基づいて、高圧放電灯ＤＬの半波放電状態を検出する。半波放電検出回路７ｆは、半波放電状態を一定時間継続して検出すると、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力し、極性反転回路７ｇからの極性反転信号が停止して、インバータ回路２のスイッチング動作が停止する。ここで、正常な高圧放電灯ＤＬを誤検出することを防止することは必須条件となる。

図１３（ａ）は、ランプ電圧ＶＤＬに対するランプ状態検出回路４の検出電圧Ｖ４３（ランプ電圧検出信号）を示し、図１３（ｂ）は、ランプ電圧ＶＤＬに対するコンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３を示している。以下、半波放電検出回路７ｆの動作について説明する。

まず、正常な高圧放電灯は、通常、始動後のランプ電圧ＶＤＬは６０Ｖ以下であり、始動してから３〜４分後にランプ電圧が７０Ｖ〜１１０Ｖ程度に達する。

対して、半波放電状態において、半波等価モードが半波Ａ負状態（図１０（ｂ）、図１１参照）の場合、ランプ電圧ＶＤＬ１＝約４５Ｖにまでしか達せず、半波等価モードが半波Ｂ負状態（図１０（ｂ）、図１１参照）の場合、ランプ電圧ＶＤＬ２＝約５０Ｖにまでしか達せず、半波等価モードが半波Ａ正状態（図１０（ａ）、図１１参照）の場合、ランプ電圧ＶＤＬ３＝約５８Ｖにまでしか達しない。そこで、半波放電検出回路７ｆは、ランプ状態検出回路４のランプ電圧検出信号に基づいて、高圧放電灯ＤＬが始動後、安定点灯電圧へ至るのに必要な時間（例えば１０分）を超えてもランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ以下である場合、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力し、極性反転回路７ｇはインバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。この検出動作を用いれば、半波放電状態以外に、ランプ寿命末期現象の一つであるスローリークランプの検出も可能となる。

次に、半波等価モードが半波Ｂ正状態（図１０（ａ）、図１１参照）であれば、ランプ電圧ＶＤＬ４＝約６３Ｖにまで達しており、上記のようにランプ状態検出回路４のランプ電圧検出信号のみに基づく半波放電検出は難しい。しかし、このときのコンデンサ電圧Ｖｃ３は正常時の３００Ｖに対して、上述の充放電電荷のアンバランスによってＶｃ３４＝２０９Ｖにまで達している。そこで、始動後一定時間後にランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ以上に達したとしても、コンデンサ電圧Ｖｃ３が正常電圧範囲以上（例えば２００Ｖ以上）であれば、図１０（ａ）の正方向のダイオードＤｂを備える等価回路で表される高圧放電灯ＤＬが接続されていると判断して、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力する。さらに、このコンデンサ電圧Ｖｃ３による半波放電検出によって立ち上がりの遅い正常ランプ等との誤判別も防止している。なお、半波等価モードが半波Ａ正状態（図１０（ａ）、図１１参照）のコンデンサ電圧Ｖｃ３３は、１８３Ｖにまで達し、半波等価モードが半波Ａ負状態（図１０（ｂ）、図１１参照）、半波Ｂ負状態（図１０（ｂ）、図１１参照）の場合のコンデンサ電圧Ｖｃ３１，Ｖｃ３２は、ほぼ正常時と同一電圧となる。また、図１３（ａ）（ｂ）の各電圧は、例えばＰｈｉｌｉｐｓ社製のＣＤＭ３５等のランプ点灯用に作られた回路を用いた場合の値である。

このように、高圧放電灯ＤＬがランプ寿命末期である半波放電状態になっても、半波モードの極性に関わらず、確実に半波放電状態を検出することができる。

図１４は、半波放電検出回路７ｆの半波放電検出機能をアナログ回路で構成した回路図を示し、ランプ状態検出回路４のランプ電圧検出信号（Ｊ２電圧）を反転入力端子に接続し、しきい値電圧Ｖａを非反転入力端子に接続したコンパレータ７０ｆと、コンデンサ電圧検出回路８のコンデンサ電圧検出信号（Ｊ１電圧）を非反転入力端子に接続し、しきい値電圧Ｖｂを反転入力端子に接続したコンパレータ７１ｆと、コンパレータ７０ｆ，７１ｆの各出力を入力に接続したＯＲ論理素子７２ｆと、ＯＲ論理素子７２ｆの出力をトリガー信号とした１０分タイマー７３ｆと、１０分タイマー７３ｆの出力をトリガー信号としたカウンター７４ｆと、ＯＲ論理素子７２ｆの出力と１０分タイマー７３ｆの出力とを入力に接続したＡＮＤ論理素子７５ｆと、カウンター７４ｆの出力とＡＮＤ論理素子７５ｆの出力とを入力に接続したＡＮＤ論理素子７６ｆと、ＡＮＤ論理素子７５ｆの出力をベース端子に接続し、エミッタをグランドレベルに接続したトランジスタ７７ｆと、トランジスタ７７ｆのコレクタ−制御電圧Ｖｃｃ間に接続した抵抗７８ｆとを備え、トランジスタ７７ｆのコレクタと抵抗７８ｆとの接続中点は、１０分タイマー７３ｆ、カウンター７４ｆのリセット端子に接続される。

そして、しきい値電圧Ｖａはランプ電圧ＶＤＬ＝６０Ｖ時のランプ電圧検出信号に等しく、コンパレータ７０ｆではランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖを超えているか否かを判別し、ランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ以上に達する正常時には出力がＬレベル、半波放電、スローリークによって６０Ｖ以下になる異常時には出力がＨレベルになる。

しきい値電圧Ｖｂはコンデンサ電圧Ｖｃ３＝２００Ｖ時のコンデンサ電圧検出信号に等しく、コンパレータ７１ｆではコンデンサ電圧Ｖｃ３が２００Ｖを超えているか否かを判別し、コンデンサ電圧Ｖｃ３が２００Ｖ以下になる正常時には出力がＬレベル、半波放電によって２００Ｖを超える異常時には出力がＨレベルになる。

したがって、コンパレータ７０ｆ、７１ｆの各出力のＯＲ演算を行なうＯＲ論理素子７２ｆは、正常時には出力ＳａがＬレベル、半波放電、スローリークの異常時には出力ＳａがＨレベルになる。

そして正常時には、ＡＮＤ論理素子７５ｆ，７６ｆの各出力がＬレベルとなり、ストップ信号は出力されない
以下、異常時の動作について説明する。異常時において、タイマー７３ｆは、ＯＲ論理素子７２ｆの出力Ｓａの立ち上がりタイミングから時間Ｔｄ＝１０分間、出力ＳｂをＨレベルに維持し、カウンター７４ｆは、ＯＲ論理素子７２ｆの出力Ｓａの立ち上がりタイミングからパルス信号Ｓｐをカウントすることで時間Ｔｄ＝１０分間を計時し、１０分間経過した時点で出力ＳｃをHレベルに切り換える。

このように異常時には、ＯＲ論理素子７２ｆの出力Ｓａ、タイマー７３ｆの出力ＳｂともにＨレベルであるのでＡＮＤ論理素子７５ｆの出力もＨレベルとなる。さらに、トランジスタ７７ｆのベースもＨレベルであるので、トランジスタ７７ｆがオンしてタイマー７３ｆ、カウンター７４ｆのリセット信号はＬレベルとなり、タイマー７３ｆ、カウンター７４ｆは時間Ｔｄの計時動作を継続して、半波放電、スローリークの異常状態が１０分以上継続してカウンター７４ｆの出力がＨレベルに切り換わった時点で、ＡＮＤ素子７６ｆの出力がＨレベルに切り換わってストップ信号が出力される。

上記タイマー７３ｆ、カウンター７４ｆによる時間Ｔｄの計時中に、ランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖを超え、且つコンデンサ電圧Ｖｃ３が２００Ｖ以下になった場合、ＯＲ論理素子７２ｆの出力ＳａはＬレベルになり、ＡＮＤ論理素子７５ｆはＬレベルを出力して、トランジスタ７７ｆがオフして、タイマー７３ｆ、カウンター７４ｆのリセット信号はＨレベルとなり、タイマー７３ｆ、カウンター７４ｆは時間Ｔｄの計時動作をリセットする。

したがって、半波放電、スローリークの異常状態が時間Ｔｄ＝１０分間継続した場合に、Ｈレベルのストップ信号が出力されるのである。

また、図１４に示すアナログ回路の機能をマイコンを用いて実現してもよい。

このように、本実施形態では、半波放電専用の検出回路を接続することなく、通常の動作に必要な検出回路（ランプ電圧検出、コンデンサ電圧検出）のみを用いているので、安価、小型に構成されている。

（実施形態２）
図１６は本実施形態の高圧放電灯点灯装置のランプ状態検出回路４の構成を示し、図１７は本実施形態のインバータ制御回路７の構成を示し、他の構成は実施形態１と同様に図１に示される。

まず、ランプ状態検出回路４は電解コンデンサＣ３と負荷回路３との直列回路に並列接続されたコンデンサＣ５と抵抗Ｒ４，Ｒ５との直列回路で構成され、ランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）をランプ電圧検出信号として出力する。

次にインバータ制御回路７は、実施形態１の図２と略同様の構成を備えるが、出力制御回路７ｄと半波放電検出回路７ｆの各入力部の構成が異なり、ランプ状態検出回路４のランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）を抵抗７ｊを介して非反転入力端子に接続したオペアンプ７ｋ、および抵抗７ｍを介して反転入力端子に接続したオペアンプ７ｎを備え、オペアンプ７ｋは反転入力端子と出力端子とを接続してボルテージフォロワを構成し、オペアンプ７ｎは反転入力端子−出力端子間に抵抗７ｐを接続し、非反転入力端子をグランドレベルに接続して反転増幅器を構成している。オペアンプ７ｋ，７ｎの各出力はダイオード７ｌ，７ｑを各々介してコンデンサ７ｒで平滑され、コンデンサ７ｒの両端電圧が出力制御回路７ｄ、半波放電検出回路７ｆに入力される。実施形態１では、ランプ電圧の検出信号としてランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）を半波整流していたが、本実施形態では、ランプ電圧波形信号（Ｊ５電圧）を全波整流したものがランプ電圧の検出信号としてコンデンサ７ｒで平滑される。なお、図１６のランプ状態検出回路４内の各電圧Ｖ４０，Ｖ４１，Ｖ４２、図１７中のインバータ制御回路７内の電圧Ｖ４３の各波形は、実施形態１と同様に図９に示される。

また、本実施形態では、電解コンデンサＣ２，Ｃ３は同一容量であり、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は同一電圧となる。さらに、図１８（ｃ）（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング周波数とスイッチング素子Ｑ３のチョッピング周波数とは同一周波数となるように制御される。

そして、図１８（ａ）（ｂ）に示すように、時間ｔ０で電源投入されて以降、交流電源Ｖｓの整流電圧Ｖｃ１は一定であり、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は所定の時定数にしたがって上昇する。期間Ｔａが経過してコンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３がほぼ一定になると、インバータ回路２が動作を開始して無負荷モード期間Ｔｂになり、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２と、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３とを低周波で交互に繰り返す極性反転を開始する。

無負荷モード期間Ｔｂでは、図１８（ｅ）に示すように、イグナイタ回路５が出力した高圧パルスＶｐをインバータ回路２が出力した矩形波電圧Ｖｏ（矩形波電圧Ｖｏの正電圧と負電圧とは同一電圧となる）に重畳させたランプ電圧ＶＤＬを高圧放電灯ＤＬの電極間に印加することで高圧放電灯ＤＬを絶縁破壊させる。高圧放電灯ＤＬが絶縁破壊して始動、点灯すると、図１８（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２，Ｖｃ３は充放電を繰り返す。なお、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３による極性反転周波数は、無負荷モード〜安定点灯モードまで同じ周波数でもよく、あるいは無負荷モードと安定点灯モードとで異なる周波数にしてもよい。

図１９（ａ）〜（ｄ）は始動モード〜安定点灯モード時の動作を示しており、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２においては、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔｏｎ２、オフ期間Ｔｏｆｆ２を交互に繰り返し、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３においては、スイッチング素子Ｑ３のオン期間Ｔｏｎ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３を交互に繰り返す。そして負荷電流ＩＬは、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３で極性が反転し、且つチョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３で周波数が同一の三角波状の波形となり、高圧放電灯ＤＬには正負の振幅が等しい矩形波状のランプ電流ＩＤＬが供給される。

また、スイッチング素子Ｑ２のチョッピング期間Ｔｑ２のオン期間Ｔｏｎ２に負荷回路３を流れる電流ＩＬ１、オフ期間Ｔｏｆｆ２に負荷回路３を流れる電流ＩＬ２と、スイッチング素子Ｑ３のチョッピング期間Ｔｑ３のオン期間Ｔｏｎ３に負荷回路３を流れる電流ＩＬ３、オフ期間Ｔｏｆｆ３に負荷回路３を流れる電流ＩＬ４は、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３における各ランプ電圧の振幅をＶｃ２０，Ｖｃ３０とすると、各々以下のように表される。
ＩＬ１＝（Ｖｃ２−Ｖｃ２０）×Ｔｏｎ２／Ｌ２
ＩＬ２＝（Ｖｃ２＋Ｖｃ２０）×Ｔｏｆｆ２／Ｌ２
ＩＬ３＝（Ｖｃ３−Ｖｃ３０）×Ｔｏｎ３／Ｌ２
ＩＬ４＝（Ｖｃ３＋Ｖｃ３０）×Ｔｏｆｆ３／Ｌ２
そして、正常点灯時は、ＩＬ１＋ＩＬ２＝ＩＬ３＋ＩＬ４の関係が成立することで、電解コンデンサＣ２，Ｃ３間の電荷の移動量が、チョッピング期間Ｔｑ２，Ｔｑ３で同じになり、コンデンサ電圧Ｖｃ２＝コンデンサ電圧Ｖｃ３の関係を維持する。

しかし、高圧放電灯ＤＬが半波放電状態になった場合、半波放電状態の条件によってはＶｃ２０≫Ｖｃ３０、あるいはＶｃ２０≪Ｖｃ３０の関係になることもあり得る。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の制御次第では必要なオン幅に制御できないために、ランプ電圧Ｖｃ２０≠Ｖｃ３０となることがあり、場合によっては電解コンデンサＣ２，Ｃ３の耐圧を超えることもある。

そこで、本実施形態のインバータ制御回路７では、全波整流したランプ電圧検出信号を用いて、実施形態１と同様の制御を行う。すなわち、正常ランプ電圧が７０Ｖ〜１１０Ｖ程度であるので、半波放電検出回路７ｆは、高圧放電灯ＤＬが始動後、安定点灯電圧へ至るのに必要な時間を超えてもランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ以下の場合、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力し、極性反転回路７ｇはインバータ回路２のスイッチング動作を停止させる。この検出動作を用いれば、半波放電状態以外に、ランプ寿命末期現象の一つであるスローリークランプの検出も可能となる。

また、始動後一定時間後にランプ電圧ＶＤＬが６０Ｖ以上であっても、コンデンサ電圧Ｖｃ３が正常電圧範囲以上または以下であれば、半波放電状態であると判断して、極性反転回路７ｇへストップ信号を出力する。

このように、本実施形態の高圧放電灯点灯装置では、高圧放電灯ＤＬがランプ寿命末期である半波放電状態になっても、半波モードの極性に関わらず、確実に半波放電状態を検出することができる。さらに、本実施形態では、半波放電専用の検出回路を接続することなく、通常の動作に必要な検出回路のみを用いているので、安価、小型に構成されている。

（実施形態３）
図２０〜図２２は、実施形態１または２の高圧放電灯点灯装置を、ハウジング１０内に収納し、灯具１１内のソケット（図示なし）に装着された高圧放電灯ＤＬを点灯させる照明器具の外観を示す。これらの照明器具は、実施形態１または２の高圧放電灯点灯装置を用いるので、安価、小型に構成され、設計の自由度が従来に比べて広いものとなる。

さらに、これらの照明器具を用いて、各照明器具の点灯制御を行う照明システムを構築すれば、システムとしても小型化、低コスト化を図ることができる。

本発明の実施形態１の高圧放電灯点灯装置の構成を示す図である。 同上のインバータ制御回路の構成を示す図である。 （ａ）（ｂ）同上の高圧放電灯の点灯過程を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）同上の無負荷時の動作を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の点灯時の動作を示す図である。 （ａ）（ｂ）同上のランプ電流の経路を示す図である。 同上のランプ電圧に対するランプ電力の特性を示す図である。 同上のランプ電圧に対するＰＷＭ出力目標値の特性を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の正常時のランプ状態検出回路の各部の電圧波形を示す図である。 （ａ）（ｂ）ＩＥＣ５９８−１ａｎｎｅｘによる半波放電状態になった高圧放電灯の等価回路を示す図である。 ＩＥＣ５９８−１ａｎｎｅｘによる半波放電状態になった高圧放電灯の各パラメータ値を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）同上の半波放電時のランプ状態検出回路の各部の電圧波形を示す図である。 （ａ）（ｂ）同上のランプ電圧に対するランプ状態検出回路の検出電圧と、コンデンサ電圧とを示す図である。 同上の半波放電検出回路の構成を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）同上の半波放電検出回路の各部の波形を示す図である。 本発明の実施形態２のランプ状態検出回路の構成を示す図である。 同上のインバータ制御回路の構成を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）同上の無負荷時の動作を示す図である。 （ａ）〜（ｅ）同上の点灯時の動作を示す図である。 本発明の実施形態３の第１の照明装置の外観構成を示す図である。 同上の第２の照明装置の外観構成を示す図である。 同上の第３の照明装置の外観構成を示す図である。 従来の高圧放電灯点灯装置の構成を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）同上の無負荷時の動作を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）同上の点灯時の動作を示す図である。

符号の説明

１ チョッパ回路
２ インバータ回路
３ 負荷回路
４ ランプ状態検出回路
７ インバータ制御回路
８ コンデンサ電圧検出回路
Ｃ１，Ｃ２ 電解コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ３ スイッチング素子
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｃ４ コンデンサ
ＤＬ 高圧放電灯

Claims (4)

1. 商用電源からの交流を所望の直流電圧に変換して出力する直流電源回路と、
   直流電源回路の出力端間に接続した高圧側の第１のコンデンサと低圧側の第２のコンデンサとの直列回路、第１，第２のコンデンサに並列接続した高圧側の第１のスイッチング素子と低圧側の第２のスイッチング素子との直列回路を備えて、第１，第２のスイッチング素子がオン・オフすることで矩形波の交流出力を高圧放電灯に供給するハーフブリッジ構成のインバータ回路と、
   第１，第２のコンデンサの接続中点と第１，第２のスイッチング素子の接続中点との間で高圧放電灯に直列接続したインダクタ、該インダクタと高圧放電灯との直列回路に並列接続したコンデンサを備えた負荷回路と、
   負荷回路に直列接続した限流用のインダクタと、
   少なくともコンデンサ、抵抗からなり、負荷回路と第２のコンデンサとの直列回路に並列接続してランプ電圧を検出するランプ状態検出回路と、
   第１または第２のコンデンサの両端電圧を検出するコンデンサ電圧検出回路と、
   第１のスイッチング素子を高周波でオン・オフさせる第１の期間、第２のスイッチング素子を高周波でオン・オフさせる第２の期間を交互に繰り返すように第１，第２のスイッチング素子の動作を制御する手段、ランプ状態検出回路のランプ電圧検出信号に応じた電力を高圧放電灯に供給するように第１，第２のスイッチング素子の動作を制御する手段、コンデンサ電圧検出回路のコンデンサ電圧検出信号に応じて第１または第２のコンデンサの両端電圧を一定に保つように第１，第２のスイッチング素子の動作を制御する手段、ランプ電圧検出信号とコンデンサ電圧検出信号とに基づいて高圧放電灯の半波放電状態を検出する手段を備えたインバータ制御回路とから構成されることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
2. 前記第１，第２のコンデンサの各容量は互いに異なり、その両端電圧は容量比に反比例した値になることを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
3. 請求項１または２の高圧放電灯点灯装置と、該高圧放電灯点灯装置によって電力を供給される高圧放電灯を具備した灯具とを備えることを特徴とする照明器具。
4. 請求項３の照明器具を備えて点灯制御を行うことを特徴とする照明システム。

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