JP4542280B2 - 抵抗分電流検出回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本件発明は，抵抗分と容量分を含む回路に交流電圧を印加して流れる電流のうち，抵抗分で流れる電流のみを検出する技術に関する。このような回路は，交流や直流電源回路の抵抗地絡による地絡電流を測定する場合に重要な技術である。
【０００２】
【従来の技術】
従来，このような回路では，同期整流を用いて抵抗分のみで流れている電流を分離し，該電流を平均値または実効値処理し，ＡＤ変換して数値化する方法が取られていた。
【０００３】
図４に従来の方法の回路構成を示す。また図５は図４における信号処理の波形のタイミングチャートである。図４において，ｖは電路１と電路２間に印加される交流電圧で電路２はアースに接地してある。ｒは電路１とアース間の地絡抵抗成分，ｃは電路１とアース間の容量成分である。Ｌは電路１，２間に接続される負荷機器で，ｉＬは負荷機器により電路１，２間に流れる電流，ｉｒは地絡抵抗分ｒにより電路１から大地に流れる電流，ｉｃは容量成分ｃにより電路１から大地に流れる電流である。
【０００４】
図５の（ａ）にｖの波形，（ｅ）にｉｒの波形，（ｆ）にｉｃの波形，（ｇ）にｉｇとｉｃの合成電流を示す。ここで，ｉｒは抵抗分による電流のためｖと同相，ｉｃは容量分による電流のためｖに対して位相が９０度進んだ電流となる。図４において３は零相変流器であり，電路１と２を貫通して１次導体としており，ｉＬは電路１と電路２の往復電流となるので検知せず，地絡電流すなわち図５の（ｇ）に示すｉｒ＋ｉｃの電流を検知する。通常の漏電遮断器は，このｉｒ＋ｉｃの大きさがある値を超えると図示しない接点で電路１，２を電源ｖから切り離すよう構成されているが，電路１の大地に対する浮遊容量成分，すなわち図４のｃが大きい場合，ｉｒが流れていないにも係わらず電路を遮断してしまう不要動作がおこり，事故（地絡）がないのに負荷への電源供給が断たれてしまうという不具合があった。特に，高感度に地絡電流を検出しようとする場合，容量成分ｃによる漏洩電流ｉｃの存在が無視できず問題が大きかった。
【０００５】
そのため，ｉｒのみを検出するために，図４の４〜９の構成図に示すような方法を用いてｉｒのみを検出する方法が用いられていた。図４において，４は非反転増幅回路，５は反転増幅回路，６はアナログスイッチ，７は積分回路，８はＡＤ変換回路，９は同期信号発生回路である。９の同期信号発生回路は，電源電圧ｖの電圧極性が反転するタイミングを検出する回路で，図５の（ｂ）のように交流電圧を波形整形し，ｖが極性が反転する度にＨＬを切替えて発生する。６のアナログスイッチは，９の同期信号発生回路のＨＬが切替わる度に同期して積分回路７の入力を非反転増幅回路４と反転増幅回路５に切替える動作を繰り返し，例えば，図５の（ｇ）の電流波形では，積分回路７の入力の波形は，（ｈ）の波形のようになる。
【０００６】
７の積分回路では，ｎ組の極性反転と非反転の波形を積分する。例えばｎを１とした場合では，（ｉ）の波形のようにｔ１からｔ３までの時間の（ｈ）の波形瞬時値を積分し以後それを繰り返す。積分を終了毎に積分値を８のＡＤ変換回路に電圧として出力し，８のＡＤ変換回路は電圧アナログ値をデジタル値変換して表示回路１０で値を数値表示するようにしてある。
【０００７】
この場合，ｉｒ＋ｉｃのｉｃがゼロである，すなわち電流が１００％地絡抵抗のみによる場合は，６のアナログスイッチの出力波形は（ｊ）のようになり，積分値は（ｋ）のようになる。この場合，（ｊ）の波形の瞬時値にマイナス極性の電圧が現れないので積分値は減ずる要因がない。またｉｒ＋ｉｃのｉｒがゼロである，すなわち電流が１００％容量成分のみによる場合は，６のアナログスイッチの出力波形は（ｌ）のようになり，積分値は（ｍ）のように同期信号が切替わるタイミング毎にゼロとなる。従って，積分回路７の積分後の出力電圧はｉｒ＋ｉｃの電流のうち，ｉｒのみの大きさに比例した値となり，積分回路７の出力電圧をＡＤ変換し数値換算することで，ｉｒの電流値を知り得る。
【０００８】
以上のような従来の方法では，積分した出力電圧がｉｒの大きさに比例することを原理としているため，各回路の出力電圧に誤差があると，ｉｒの測定値にも誤差を生じてしまう。また４，５，７の各回路は差動増幅器を主体とした回路であり，差動増幅器のゼロ点調整箇所が多く，調整に時間がかかるとともに，調整後もドリフトの少ない回路構成にする必要があるなどの問題があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来例に対し，本件発明は，差動増幅器のゼロ点調整やドリフト対策に苦労することがなく，測定精度のよい抵抗成分電流測定回路を提供することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
課題を解決するため，本件発明では，抵抗成分を含む回路に交流電圧を印加することにより流れる電流信号のうち，抵抗成分で流れる電流を検出する抵抗分電流検出回路であって，該抵抗分電流検出回路は，電流信号非反転増幅回路と，電流信号反転増幅回路と，積分回路と，積分回路の入力信号切替手段と，比較回路および演算制御回路と，前記交流電圧の極性が反転するタイミングを検出し該交流電圧と前記入力信号切替え手段とを同期させる同期信号発生回路とからなり，入力信号切替手段は，積分回路の出力端に接続した第一の状態，電流信号非反転増幅回路の出力に接続した第二の状態，電流信号反転増幅回路に接続した第三の状態，積分値を放電させる電圧に接続した第四の状態に切替える機能を有し，演算制御回路は，入力信号切替手段の切替え制御と，比較回路の出力値から抵抗成分のみによる電流値もしくは抵抗値を演算する機能を有し，演算制御回路の入力信号切替手段制御機能は，入力切替手段を第一の状態から次に第二の状態へ，次に第二の状態と第三の状態を任意の繰り返し回数n回同期信号に同期して切替え，その後第四の状態に切替え，再度第一の状態から次に第三の状態へ，次に第三と第二の状態を繰り返し回数n回同期信号に同期して切替え，その後第四の状態に切替える動作を１サイクルとして入力切替手段を制御し，比較回路は積分回路の出力電圧値を基準電圧と比較して出力電圧が該基準電圧より高くなっている期間とそうでない期間をＨ・Ｌで出力し，演算制御回路の演算機能は，切替手段の状態が第四の状態になってから，比較回路の出力状態が変わるまでの時間を１サイクルの間に２回測定してＴ１，Ｔ２とし，Ｔ１とＴ２の差を計算するとともに，その差の時間を電流値または抵抗値に置き換えて出力することを特徴とする抵抗分電流検出回路を提供したものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は，本件発明の抵抗分電流検出回路である。図において１１は，非反転増幅回路，１２は反転増幅回路，１３はＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４つの状態を切替える切替接続手段，１４は積分回路，１５は比較回路，１６は演算制御回路，１７は同期信号発生回路である。１７の同期信号発生回路は，被測定電路の電源電圧の極性が反転するタイミングを検出するものである。１１と１２は差動増幅器を主体とする回路で，１１は入力信号位相と同一の位相の波形を出力し，１２は入力信号位相を１８０度反転して出力する。１４は切替え接続手段の切替えに応じて波形積分を行なう回路で差動増幅器を用いた回路である。比較回路１５は差動増幅器１４の出力が閾値電圧ｖ３より高ければＨ，低ければＬの電圧信号を出力する。１６の演算制御回路はマイコンを主体とする回路で，同期信号発生手段１７の出力により切替接続手段１３を切替えるとともに，比較器１５の出力から電流値または抵抗値を演算出力する。１３の切替接続手段は，アナログスイッチから成り，積分回路１４の入力への接続を，Ａの積分回路１４の出力端，Ｂの非反転増幅回路１１の出力端，Ｃの反転増幅回路１２の出力端，Ｄの放電抵抗Ｒ４に接続替する。
【００１１】
図２は，図１に示す回路の動作タイミングチャートであり，電流がない場合の各部の波形を示している。（ａ）は，電路の電圧ｖの波形で，この電圧の極性が切替わるタイミングに応じて，同期信号発生回路１７は（ｃ）のようなタイミング波形を発生する。そのタイミングにより演算制御回路１６は，（ｄ）のように切替接続手段１３を切替える。当初切替接続手段１３はＡに接続されていて，積分回路１４のコンデンサｃ１４は完全に放電されていて，積分値はｖ２の電圧である。（ｃ）の同期信号に同期したタイミングｔ１で演算制御回路１６は接続切替手段１３の接続をＡからＢに切替える。以下ｔ２でＣにｔ３で再びＢにｔ４でＣに切替られるが，この間，電流がない状態ではＶ２の電圧により，Ｒ３とｃ１４で定められる定数で積分出力は上昇していく。ｔ５のタイミングでＤの接続となると，Ｒ４は一定の電圧Ｖ１でつられているので，積分コンデンサｃ１４の充電電圧はｃ１４とＲ４の定数で放電を始め積分回路の出力電圧は下がりはじめる。ｔ５のタイミングから，演算制御回路１６はタイマーを起動し時間を計測し始め，積分回路の出力がＶ３の電圧以下になるまでの時間Ｔ１を計測する。次に演算制御回路１６はｔ６で切替接続手段１３をＡの状態に戻し，次の同期信号を待つ。次の同期信号でｔ７では，今度は切替接続手段１３をＡからＣに切替え，またｔ８でＣからＢに切替え，ＣとＢの切替えをｔ１からｔ５の間と同一の回数だけおこない，ｔ１１に至り，ｔ１１からＤに切替えるとともに積分回路１５の出力がＶ３以下になる時間Ｔ２を計測する。
【００１２】
以上の動作において，（ｂ）の電流が無い実線の状態では，積分，放電に関わるＲ３，Ｒ４，ｃ１４の定数，およびＶ１，Ｖ２，Ｖ３の電圧が同一であるので，ｔ１からｔ６までの前半の切替え動作とｔ７からｔ１２までの後半の切替え動作において，Ｔ１とＴ２は全く同一となり，Ｔ１とＴ２の差はゼロとなる。
【００１３】
次に図２において（ｂ）の点線に示す，抵抗成分による電流がある場合について述べる。この状態では，積分回路１４の積分コンデンサｃ１４は，切替接続手段１３の切替えにおいて，ＢとＣの状態では，Ｒ３を通じたｖ２の電圧と，Ｒ１を通じた非反転増幅回路１１の出力電圧と，Ｒ２を通じた反転増幅回路１２の出力電圧で充電されることとなる。図２のタイミングチャート中，ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４の時間中は，Ｂに接続されており，（ｂ）の電流も＋であるので，（ｂ）の電流で積分値は増加する方向となり，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５の時間中は，（ｂ）の電流は−であるが，反転増幅回路１２の出力すなわちＣに接続されているので，やはり積分値は増加する方向となる。結果的に積分が終了するタイミングｔ５では，電流がない状態に比べ，電流の大きさに応じて積分値は高い値となり，ｔ５から放電を開始すると，閾値ｖ３までに電圧が低下するまでには，電流がない状態に比べ長い時間Ｔ１ｒがかかることとなる。
【００１４】
次にｔ７からｔ１２の切替え動作では，ｔ７〜ｔ８とｔ９〜ｔ１０の時間では積分回路１４は反転増幅回路１２の出力に接続され，ｔ８〜ｔ９とｔ１０〜ｔ１１の時間では非反転増幅回路１１の出力に接続されるので，積分値は電流がない状態に比べｔ１１の時点では電流値に応じて低い電圧となり，積分値がｖ３の電圧まで下降する時間はＴ２ｒのように短くなる。従ってＴ１ｒとＴ２ｒの差は，電流値に応じて大きい値となる。演算回路１６はＴ１r−Ｔ２rを計算し，その値を電流値または，回路電圧と電流値から地絡抵抗値を計算して出力する。
【００１５】
次に電流が容量分のみによっている場合を図３に示す。図３において，（ｂ）が容量分による電流で（ａ）の電圧に対して９０度進んでいる。切替接続器の切替えは，先の図２の場合と同一である。
【００１６】
この場合，電圧位相に対して電流位相が９０度進んでいるので，ｔ１からｔ５の各切替え区間内では， 信号波形はプラスとマイナスに均等に按分されて，ｔ１からｔ５の切替え動作とｔ７からｔ１１までの切替え動作による最終の積分値は電流の大きさに係わらず常に電流がない場合と同一となり，Ｔ１ｃとＴ２ｃは常にＴ１とＴ２に同一となるので，Ｔ１ｃ−Ｔ２ｃもゼロとなる。すなわち，容量分による電流はその大きさに係わらず検知しない。
【００１７】
通常の地絡電流は以上のｉｒとｉｃがベクトル的に加算された電流であるが，本件発明による回路では，正確にｉｒの大きさのみを分離して計測できる。
【００１８】
以上の説明による，電流検出回路では，電圧の極性に同期するタイミングで，接続切替手段１３により，ｔ１からｔ５と，ｔ７からｔ１１で接続切替手段の出力が逆相になるような手順で切替えているので，非反転増幅回路１１と反転増幅回路１２のゼロ点ずれや，ドリフトの影響が相殺され，計測値に反映されなくなる。また，それぞれ積分回路で積分した電圧が一定の大きさまで放電する時間の差で電流値を計測しているので，積分回路のゼロ点ずれも相殺できる。さらに，積分回路の充電と放電は同一の抵抗とコンデンサを用いているので，ｔ１からｔ６までとｔ７からｔ１２の動作における定数が全く同一となり，個々の抵抗値や容量値のばらつきに影響をうけなくなるので計測精度がよい。
【００１９】
【発明の効果】
以上のように，本件発明によれば，差動増幅器のゼロ点調整が必要なく，またドリフト対策も必要ない安価で測定精度のよい抵抗成分電流測定回路を簡単に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本件発明による抵抗成分電流測定回路の構成図
【図２】図１の回路における動作波形のタイミングチャート
【図３】同上
【図４】従来の回路の説明図
【図５】図４の回路における動作波形のタイミングチャート
【符号の説明】
１１・・非反転増幅回路
１２・・反転増幅回路
１３・・切替接続手段
１４・・積分回路
１５・・比較回路
１６・・演算制御回路
１７・・同期信号発生回路
【発明の属する技術分野】
本件発明は，抵抗分と容量分を含む回路に交流電圧を印加して流れる電流のうち，抵抗分で流れる電流のみを検出する技術に関する。このような回路は，交流や直流電源回路の抵抗地絡による地絡電流を測定する場合に重要な技術である。
【０００２】
【従来の技術】
従来，このような回路では，同期整流を用いて抵抗分のみで流れている電流を分離し，該電流を平均値または実効値処理し，ＡＤ変換して数値化する方法が取られていた。
【０００３】
図４に従来の方法の回路構成を示す。また図５は図４における信号処理の波形のタイミングチャートである。図４において，ｖは電路１と電路２間に印加される交流電圧で電路２はアースに接地してある。ｒは電路１とアース間の地絡抵抗成分，ｃは電路１とアース間の容量成分である。Ｌは電路１，２間に接続される負荷機器で，ｉＬは負荷機器により電路１，２間に流れる電流，ｉｒは地絡抵抗分ｒにより電路１から大地に流れる電流，ｉｃは容量成分ｃにより電路１から大地に流れる電流である。
【０００４】
図５の（ａ）にｖの波形，（ｅ）にｉｒの波形，（ｆ）にｉｃの波形，（ｇ）にｉｇとｉｃの合成電流を示す。ここで，ｉｒは抵抗分による電流のためｖと同相，ｉｃは容量分による電流のためｖに対して位相が９０度進んだ電流となる。図４において３は零相変流器であり，電路１と２を貫通して１次導体としており，ｉＬは電路１と電路２の往復電流となるので検知せず，地絡電流すなわち図５の（ｇ）に示すｉｒ＋ｉｃの電流を検知する。通常の漏電遮断器は，このｉｒ＋ｉｃの大きさがある値を超えると図示しない接点で電路１，２を電源ｖから切り離すよう構成されているが，電路１の大地に対する浮遊容量成分，すなわち図４のｃが大きい場合，ｉｒが流れていないにも係わらず電路を遮断してしまう不要動作がおこり，事故（地絡）がないのに負荷への電源供給が断たれてしまうという不具合があった。特に，高感度に地絡電流を検出しようとする場合，容量成分ｃによる漏洩電流ｉｃの存在が無視できず問題が大きかった。
【０００５】
そのため，ｉｒのみを検出するために，図４の４〜９の構成図に示すような方法を用いてｉｒのみを検出する方法が用いられていた。図４において，４は非反転増幅回路，５は反転増幅回路，６はアナログスイッチ，７は積分回路，８はＡＤ変換回路，９は同期信号発生回路である。９の同期信号発生回路は，電源電圧ｖの電圧極性が反転するタイミングを検出する回路で，図５の（ｂ）のように交流電圧を波形整形し，ｖが極性が反転する度にＨＬを切替えて発生する。６のアナログスイッチは，９の同期信号発生回路のＨＬが切替わる度に同期して積分回路７の入力を非反転増幅回路４と反転増幅回路５に切替える動作を繰り返し，例えば，図５の（ｇ）の電流波形では，積分回路７の入力の波形は，（ｈ）の波形のようになる。
【０００６】
７の積分回路では，ｎ組の極性反転と非反転の波形を積分する。例えばｎを１とした場合では，（ｉ）の波形のようにｔ１からｔ３までの時間の（ｈ）の波形瞬時値を積分し以後それを繰り返す。積分を終了毎に積分値を８のＡＤ変換回路に電圧として出力し，８のＡＤ変換回路は電圧アナログ値をデジタル値変換して表示回路１０で値を数値表示するようにしてある。
【０００７】
この場合，ｉｒ＋ｉｃのｉｃがゼロである，すなわち電流が１００％地絡抵抗のみによる場合は，６のアナログスイッチの出力波形は（ｊ）のようになり，積分値は（ｋ）のようになる。この場合，（ｊ）の波形の瞬時値にマイナス極性の電圧が現れないので積分値は減ずる要因がない。またｉｒ＋ｉｃのｉｒがゼロである，すなわち電流が１００％容量成分のみによる場合は，６のアナログスイッチの出力波形は（ｌ）のようになり，積分値は（ｍ）のように同期信号が切替わるタイミング毎にゼロとなる。従って，積分回路７の積分後の出力電圧はｉｒ＋ｉｃの電流のうち，ｉｒのみの大きさに比例した値となり，積分回路７の出力電圧をＡＤ変換し数値換算することで，ｉｒの電流値を知り得る。
【０００８】
以上のような従来の方法では，積分した出力電圧がｉｒの大きさに比例することを原理としているため，各回路の出力電圧に誤差があると，ｉｒの測定値にも誤差を生じてしまう。また４，５，７の各回路は差動増幅器を主体とした回路であり，差動増幅器のゼロ点調整箇所が多く，調整に時間がかかるとともに，調整後もドリフトの少ない回路構成にする必要があるなどの問題があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来例に対し，本件発明は，差動増幅器のゼロ点調整やドリフト対策に苦労することがなく，測定精度のよい抵抗成分電流測定回路を提供することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
課題を解決するため，本件発明では，抵抗成分を含む回路に交流電圧を印加することにより流れる電流信号のうち，抵抗成分で流れる電流を検出する抵抗分電流検出回路であって，該抵抗分電流検出回路は，電流信号非反転増幅回路と，電流信号反転増幅回路と，積分回路と，積分回路の入力信号切替手段と，比較回路および演算制御回路と，前記交流電圧の極性が反転するタイミングを検出し該交流電圧と前記入力信号切替え手段とを同期させる同期信号発生回路とからなり，入力信号切替手段は，積分回路の出力端に接続した第一の状態，電流信号非反転増幅回路の出力に接続した第二の状態，電流信号反転増幅回路に接続した第三の状態，積分値を放電させる電圧に接続した第四の状態に切替える機能を有し，演算制御回路は，入力信号切替手段の切替え制御と，比較回路の出力値から抵抗成分のみによる電流値もしくは抵抗値を演算する機能を有し，演算制御回路の入力信号切替手段制御機能は，入力切替手段を第一の状態から次に第二の状態へ，次に第二の状態と第三の状態を任意の繰り返し回数n回同期信号に同期して切替え，その後第四の状態に切替え，再度第一の状態から次に第三の状態へ，次に第三と第二の状態を繰り返し回数n回同期信号に同期して切替え，その後第四の状態に切替える動作を１サイクルとして入力切替手段を制御し，比較回路は積分回路の出力電圧値を基準電圧と比較して出力電圧が該基準電圧より高くなっている期間とそうでない期間をＨ・Ｌで出力し，演算制御回路の演算機能は，切替手段の状態が第四の状態になってから，比較回路の出力状態が変わるまでの時間を１サイクルの間に２回測定してＴ１，Ｔ２とし，Ｔ１とＴ２の差を計算するとともに，その差の時間を電流値または抵抗値に置き換えて出力することを特徴とする抵抗分電流検出回路を提供したものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は，本件発明の抵抗分電流検出回路である。図において１１は，非反転増幅回路，１２は反転増幅回路，１３はＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４つの状態を切替える切替接続手段，１４は積分回路，１５は比較回路，１６は演算制御回路，１７は同期信号発生回路である。１７の同期信号発生回路は，被測定電路の電源電圧の極性が反転するタイミングを検出するものである。１１と１２は差動増幅器を主体とする回路で，１１は入力信号位相と同一の位相の波形を出力し，１２は入力信号位相を１８０度反転して出力する。１４は切替え接続手段の切替えに応じて波形積分を行なう回路で差動増幅器を用いた回路である。比較回路１５は差動増幅器１４の出力が閾値電圧ｖ３より高ければＨ，低ければＬの電圧信号を出力する。１６の演算制御回路はマイコンを主体とする回路で，同期信号発生手段１７の出力により切替接続手段１３を切替えるとともに，比較器１５の出力から電流値または抵抗値を演算出力する。１３の切替接続手段は，アナログスイッチから成り，積分回路１４の入力への接続を，Ａの積分回路１４の出力端，Ｂの非反転増幅回路１１の出力端，Ｃの反転増幅回路１２の出力端，Ｄの放電抵抗Ｒ４に接続替する。
【００１１】
図２は，図１に示す回路の動作タイミングチャートであり，電流がない場合の各部の波形を示している。（ａ）は，電路の電圧ｖの波形で，この電圧の極性が切替わるタイミングに応じて，同期信号発生回路１７は（ｃ）のようなタイミング波形を発生する。そのタイミングにより演算制御回路１６は，（ｄ）のように切替接続手段１３を切替える。当初切替接続手段１３はＡに接続されていて，積分回路１４のコンデンサｃ１４は完全に放電されていて，積分値はｖ２の電圧である。（ｃ）の同期信号に同期したタイミングｔ１で演算制御回路１６は接続切替手段１３の接続をＡからＢに切替える。以下ｔ２でＣにｔ３で再びＢにｔ４でＣに切替られるが，この間，電流がない状態ではＶ２の電圧により，Ｒ３とｃ１４で定められる定数で積分出力は上昇していく。ｔ５のタイミングでＤの接続となると，Ｒ４は一定の電圧Ｖ１でつられているので，積分コンデンサｃ１４の充電電圧はｃ１４とＲ４の定数で放電を始め積分回路の出力電圧は下がりはじめる。ｔ５のタイミングから，演算制御回路１６はタイマーを起動し時間を計測し始め，積分回路の出力がＶ３の電圧以下になるまでの時間Ｔ１を計測する。次に演算制御回路１６はｔ６で切替接続手段１３をＡの状態に戻し，次の同期信号を待つ。次の同期信号でｔ７では，今度は切替接続手段１３をＡからＣに切替え，またｔ８でＣからＢに切替え，ＣとＢの切替えをｔ１からｔ５の間と同一の回数だけおこない，ｔ１１に至り，ｔ１１からＤに切替えるとともに積分回路１５の出力がＶ３以下になる時間Ｔ２を計測する。
【００１２】
以上の動作において，（ｂ）の電流が無い実線の状態では，積分，放電に関わるＲ３，Ｒ４，ｃ１４の定数，およびＶ１，Ｖ２，Ｖ３の電圧が同一であるので，ｔ１からｔ６までの前半の切替え動作とｔ７からｔ１２までの後半の切替え動作において，Ｔ１とＴ２は全く同一となり，Ｔ１とＴ２の差はゼロとなる。
【００１３】
次に図２において（ｂ）の点線に示す，抵抗成分による電流がある場合について述べる。この状態では，積分回路１４の積分コンデンサｃ１４は，切替接続手段１３の切替えにおいて，ＢとＣの状態では，Ｒ３を通じたｖ２の電圧と，Ｒ１を通じた非反転増幅回路１１の出力電圧と，Ｒ２を通じた反転増幅回路１２の出力電圧で充電されることとなる。図２のタイミングチャート中，ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４の時間中は，Ｂに接続されており，（ｂ）の電流も＋であるので，（ｂ）の電流で積分値は増加する方向となり，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５の時間中は，（ｂ）の電流は−であるが，反転増幅回路１２の出力すなわちＣに接続されているので，やはり積分値は増加する方向となる。結果的に積分が終了するタイミングｔ５では，電流がない状態に比べ，電流の大きさに応じて積分値は高い値となり，ｔ５から放電を開始すると，閾値ｖ３までに電圧が低下するまでには，電流がない状態に比べ長い時間Ｔ１ｒがかかることとなる。
【００１４】
次にｔ７からｔ１２の切替え動作では，ｔ７〜ｔ８とｔ９〜ｔ１０の時間では積分回路１４は反転増幅回路１２の出力に接続され，ｔ８〜ｔ９とｔ１０〜ｔ１１の時間では非反転増幅回路１１の出力に接続されるので，積分値は電流がない状態に比べｔ１１の時点では電流値に応じて低い電圧となり，積分値がｖ３の電圧まで下降する時間はＴ２ｒのように短くなる。従ってＴ１ｒとＴ２ｒの差は，電流値に応じて大きい値となる。演算回路１６はＴ１r−Ｔ２rを計算し，その値を電流値または，回路電圧と電流値から地絡抵抗値を計算して出力する。
【００１５】
次に電流が容量分のみによっている場合を図３に示す。図３において，（ｂ）が容量分による電流で（ａ）の電圧に対して９０度進んでいる。切替接続器の切替えは，先の図２の場合と同一である。
【００１６】
この場合，電圧位相に対して電流位相が９０度進んでいるので，ｔ１からｔ５の各切替え区間内では， 信号波形はプラスとマイナスに均等に按分されて，ｔ１からｔ５の切替え動作とｔ７からｔ１１までの切替え動作による最終の積分値は電流の大きさに係わらず常に電流がない場合と同一となり，Ｔ１ｃとＴ２ｃは常にＴ１とＴ２に同一となるので，Ｔ１ｃ−Ｔ２ｃもゼロとなる。すなわち，容量分による電流はその大きさに係わらず検知しない。
【００１７】
通常の地絡電流は以上のｉｒとｉｃがベクトル的に加算された電流であるが，本件発明による回路では，正確にｉｒの大きさのみを分離して計測できる。
【００１８】
以上の説明による，電流検出回路では，電圧の極性に同期するタイミングで，接続切替手段１３により，ｔ１からｔ５と，ｔ７からｔ１１で接続切替手段の出力が逆相になるような手順で切替えているので，非反転増幅回路１１と反転増幅回路１２のゼロ点ずれや，ドリフトの影響が相殺され，計測値に反映されなくなる。また，それぞれ積分回路で積分した電圧が一定の大きさまで放電する時間の差で電流値を計測しているので，積分回路のゼロ点ずれも相殺できる。さらに，積分回路の充電と放電は同一の抵抗とコンデンサを用いているので，ｔ１からｔ６までとｔ７からｔ１２の動作における定数が全く同一となり，個々の抵抗値や容量値のばらつきに影響をうけなくなるので計測精度がよい。
【００１９】
【発明の効果】
以上のように，本件発明によれば，差動増幅器のゼロ点調整が必要なく，またドリフト対策も必要ない安価で測定精度のよい抵抗成分電流測定回路を簡単に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本件発明による抵抗成分電流測定回路の構成図
【図２】図１の回路における動作波形のタイミングチャート
【図３】同上
【図４】従来の回路の説明図
【図５】図４の回路における動作波形のタイミングチャート
【符号の説明】
１１・・非反転増幅回路
１２・・反転増幅回路
１３・・切替接続手段
１４・・積分回路
１５・・比較回路
１６・・演算制御回路
１７・・同期信号発生回路
Claims (1)
- 抵抗成分を含む回路に交流電圧を印加することにより流れる電流信号のうち，抵抗成分で流れる電流を検出する抵抗分電流検出回路であって，該抵抗分電流検出回路は，電流信号非反転増幅回路と，電流信号反転増幅回路と，積分回路と，積分回路の入力信号切替手段と，比較回路および演算制御回路と，前記交流電圧の極性が反転するタイミングを検出し該交流電圧と前記入力信号切替え手段とを同期させる同期信号発生回路とからなり，入力信号切替手段は，積分回路の出力端に接続した第一の状態，電流信号非反転増幅回路の出力に接続した第二の状態，電流信号反転増幅回路に接続した第三の状態，積分値を放電させる電圧に接続した第四の状態に切替える機能を有し，演算制御回路は，入力信号切替手段の切替え制御と，比較回路の出力値から抵抗成分のみによる電流値もしくは抵抗値を演算する機能を有し，演算制御回路の入力信号切替手段制御機能は，入力切替手段を第一の状態から次に第二の状態へ，次に第二の状態と第三の状態を任意の繰り返し回数n回同期信号に同期して切替え，その後第四の状態に切替え，再度第一の状態から次に第三の状態へ，次に第三と第二の状態を繰り返し回数n回同期信号に同期して切替え，その後第四の状態に切替える動作を１サイクルとして入力切替手段を制御し，比較回路は積分回路の出力電圧値を基準電圧と比較して出力電圧が該基準電圧より高くなっている期間とそうでない期間をＨ・Ｌで出力し，演算制御回路の演算機能は，切替手段の状態が第四の状態になってから，比較回路の出力状態が変わるまでの時間を１サイクルの間に２回測定してＴ１，Ｔ２とし，Ｔ１とＴ２の差を計算するとともに，その差の時間を電流値または抵抗値に置き換えて出力することを特徴とする抵抗分電流検出回路。
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