JP4542158B2 - 帯域通過フィルタ - Google Patents

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Description

この発明は、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とを接続した単位回路を複数個接続してなり、高周波通信などに用いられる帯域通過フィルタに関するものである。
コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とからなる単位回路を、複数個接続することにより得られる高周波フィルタ回路は、急峻な周波数特性が得られる反面、高周波信号の通過位相の変化が激しく、通信デバイスに用いることが困難であった。一方で、帯域阻止の周波数特性としては、急峻で、反射位相の変化も少ない。
また、このように、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とからなる単位回路を、複数個接続することにより得られる高周波回路は、右手系左手系混合回路とよばれ、コイルとコンデンサの素子値を適当に選ぶことにより、所望の阻止周波数をもつ回路が得られることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
さらに、ＲＦ−ＭＥＭＳ（ＭＥＭＳ：Micro Electro-Mechanical Systems）デバイスと呼ばれる微細加工により作製した微小な機械式高周波デバイスがあるが、この微小な機械式高周波デバイスは、低損失、低歪なデバイスとして注目され、ＭＥＭＳ技術を用いた微小な機械式可変コンデンサの開発も行われている（例えば、非特許文献２参照）。
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上述したように、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とを接続してなる単位回路を、複数個接続することにより得られる高周波フィルタ回路は、帯域阻止の周波数特性が急峻で、反射位相の変化も少ない利点がある反面、高周波信号の通過位相の変化が激しく、通信デバイスに用いることが困難であった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、通過帯域での位相の変化が少なく、急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得ることを目的とする。
この発明に係る帯域通過フィルタは、９０度の位相差で電力を２分配する４端子対９０度ハイブリッド回路と、コイルとコンデンサの直列回路の一端と、他端が接地されたコイルと他端が接地されたコンデンサの並列回路の一端とを接続してなる単位回路を、複数個直列に接続してなる２つの帯域阻止フィルタ回路とを備え、前記２つの帯域阻止フィルタ回路は、それぞれの入力端子が、前記ハイブリッド回路の結合端子のそれぞれに接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピーダンスと同じインピーダンス値を有する抵抗で終端されているものである。
この発明によれば、９０度の位相差で電力を２分配する４端子対９０度ハイブリッド回路を用いて、帯域阻止フィルタ回路の阻止周波数における反射波を通過させ、帯域阻止フィルタ回路の通過周波数を終端抵抗で消費することにより、通過帯域での位相の変化が少なく、急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得ることができる。
この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの帯域阻止フィルタをなす単位回路の構成図である。 図１に示す単位回路を１６個つないだ帯域阻止フィルタ回路の通過振幅特性図である。 図２と同じ帯域阻止フィルタ回路の通過位相特性図である。 この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタを示す構成図である。 この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの入力端子から出力端子への通過振幅特性図である。 この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの入力端子から出力端子への通過位相特性図である。 この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの単位回路の直列コンデンサの値を変化させたときの通過振幅特性図である。 この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの単位回路の並列コンデンサの値を変化させたときの通過振幅特性図である。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタの帯域阻止フィルタ回路をなす単位回路の構成図である。図１に示すように、単位回路は、コンデンサ１とコイル２の直列回路と、コンデンサ３とコイル４の並列回路とを接続してなり、入力端子５と出力端子６をもつ。
図２と図３は、例えば、コンデンサ１の値が１ｐＦ、コイル２の値が１ｎＨ、コンデンサ３の値が３ｐＦ、コイル４の値が２ｎＨの単位回路を、１６個つないだ帯域阻止フィルタ回路の通過振幅と通過位相の周波数特性である。
図４は、この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタを示す構成図である。図４に示すように、この発明の実施の形態１に係る帯域通過フィルタは、９０度の位相差で電力を２分配する４端子対９０度ハイブリッド回路１０と、図１に示す単位回路を複数個接続してなり、９０度ハイブリッド回路１０の結合端子１３，１４のそれぞれに入力端子が接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピーダンスと同じインピーダンス値を有する抵抗１７，１８で終端された帯域阻止フィルタ回路とを備えている。

９０度ハイブリッド回路１０は、入力端子１１、出力端子１２、結合端子１３、１４を持ち、入力端子１１から結合端子１３への通過位相を基準にすると、入力端子１１から結合端子１４への通過位相は９０度遅れ、また、結合端子１４から出力端子１２への通過位相を基準にすると、結合端子１３から出力端子１２への通過位相は９０度遅れる。結合端子１３、１４には、夫々図１に示す単位回路１５、１６を１６個並べた帯域阻止フィルタ回路が接続され、帯域阻止フィルタ回路の最終端子は反射が無いように、夫々５０ル抵抗１７と１８で終端されている。
図５は、図４の回路の入力端子１１から出力端子１２への通過振幅の周波数特性である。このとき、コンデンサとコイルのクオリティファクタを３０と仮定している。また、図６は、図４の回路の入力端子１１から出力端子１２への通過位相の周波数特性である。
次に動作について説明する。例えば周波数４ＧＨｚの高周波信号は入力端子１１からハイブリッド回路１０を通り、単位回路１５を初段とする１６段の帯域阻止フィルタ回路（右手系左手系混合回路）と、単位回路１６を初段とする１６段の帯域阻止フィルタ回路（右手系左手系混合回路）に等振幅で入射するが、４ＧＨｚは阻止周波数のため初段に近い部分で反射され、結合端子１３で反射された信号は等振幅で入力端子１１と出力端子１２へ伝わる。
一方、結合端子１４で反射された信号も等振幅で入力端子１１と出力端子１２へ伝わる。このとき、入力端子１１、結合端子１３、入力端子１１の順で伝わる信号と、入力端子１１、結合端子１４、入力端子１１の順で伝わる信号とは、後者の方が１８０度だけ位相が遅れるため、互いに打ち消しあい、入力端子１１には信号が伝わらない。
一方、入力端子１１、結合端子１３、出力端子１２の順で伝わる信号と、入力端子１１、結合端子１４、出力端子１２の順で伝わる信号とは、どちらも９０度だけ遅れるため、出力端子１２では互いに強めあう。
したがって、入力端子１１に入力された信号は、単位回路１５を初段とする１６段の右手系左手系混合回路での反射時の損失と、単位回路１６を初段とする１６段の右手系左手系混合回路での反射時の損失と、９０度ハイブリッド回路１０を通過する際の損失を除いて、すべて出力端子１２に伝わる。
次に、例えば周波数１．８ＧＨｚの高周波信号は、入力端子１１からハイブリッド回路１０を通り、単位回路１５を初段とする１６段の右手系左手系混合回路と、単位回路１６を初段とする１６段の右手系左手系混合回路に等振幅で入射するが、それぞれの右手系左手系混合回路は、１．８ＧＨｚの信号を通過させるため、終端抵抗１７、１８まで達する。終端抵抗１７、１８は反射が無いように右手系左手系混合回路のインピーダンスに合わせてあるため、すべての信号はここで消費される。したがって、入力端子１１に入力された信号は、入力端子１１に反射されること無く、また出力端子１２に出力されることも無い。
また、ここで、単位回路１５、１６のコンデンサの値を変化させた場合、右手系左手系混合回路の通過周波数、阻止周波数が変化し、９０度ハイブリッド回路と組み合わせた帯域通過フィルタの通過帯域も変化する。
図７は、図１に示す単位回路のコンデンサ１の値を、１ｐＦ、１．５ｐＦ，３ｐＦと変化させたときの、図４に示す回路の入力端子１１から出力端子１２への通過振幅の周波数特性である。また、図８は、図１に示す単位回路のコンデンサ３の値を、１ｐＦ,１．５ｐＦ，３ｐＦと変化させたときの、図４に示す回路の入力端子１１から出力端子１２への通過振幅の周波数特性である。
この様に、単位回路１５、１６のコンデンサの値を変化させることにより、通過帯域を可変することができる。
この実施の形態において、単位回路を構成するコンデンサとしては、キャパシタンス値が変化することにより通過帯域を可変とする可変コンデンサを用いることができる。また、可変コンデンサとして、微細加工により作製した微小機械によりキャパシタンス値を可変できる微小機械式可変コンデンサを用いると、高いクオリティファクタが実現でき、それにより反射の損失が小さくなり、ひいては９０度ハイブリッド回路と組み合わせた可変型の帯域通過フィルタの損失が低減できる。
また、単位回路を構成するコイルの代わりに、同等のインダクタンス値を持つスタブ線路を、同じく単位回路を構成するコンデンサの代わりに、同等のキャパシタンス値を持つスタブ線路のいずれか／または両方を用いることもできる。すなわち、集中定数素子のコンデンサやコイルの代わりに、分布定数素子のスタブ線路を用いた構成も実施可能である。
さらに、単位回路を構成するコンデンサの代わりに、同等のキャパシタンス値を持つスタブ線路を用いた場合、その線路長などを可変にして、キャパシタンス値を可変とし、通過帯域を可変とすることもできる。
以上のように、この発明によれば、９０度の位相差で電力を２分配する４端子対９０度ハイブリッド回路を用いて、帯域阻止フィルタ回路の阻止周波数における反射波を通過させ、帯域阻止波フィルタ回路の通過周波数を終端抵抗で消費することにより、通過帯域での位相の変化が少なく、急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得ることができる。また、帯域阻止フィルタ回路の通過周波数において、通過波は終端の抵抗で吸収されるため、当該フィルタの前段の回路に影響を及ぼさない効果も備える。
また、帯域阻止フィルタ回路のコンデンサの値を変化させることにより、通過周波数帯域を変化させることが可能な帯域通過フィルタを得ることができる。
さらに、コンデンサやコイルの代わりにスタブ線路を用いることで、高い周波数において必要となる小さい値のキャパシタンス値やインダクタンス値が実現しやすいものとなる。
この発明に係る帯域通過フィルタは、通過帯域での位相の変化が少なく、急峻な周波数特性を得ることができ、携帯端末を用いる通信システムにおいて、端末が通信システムで空いている利用可能な周波数を自動的に検知し通信を始めるコグニティブ無線（cognitive radio）タイプの携帯端末への適用が可能である。

Claims (5)

  1. ９０度の位相差で電力を２分配する４端子対９０度ハイブリッド回路と、
    コイルとコンデンサの直列回路の一端と、他端が接地されたコイルと他端が接地されたコンデンサの並列回路の一端とを接続してなる単位回路を、複数個直列に接続してなる２つの帯域阻止フィルタ回路と
    を備え、
    前記２つの帯域阻止フィルタ回路は、それぞれの入力端子が前記ハイブリッド回路の結合端子のそれぞれに接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピーダンスと同じインピーダンス値を有する抵抗で終端されている
    帯域通過フィルタ。
  2. 請求項１に記載の帯域通過フィルタにおいて、
    前記単位回路を構成するコイルは、同等のインダクタンス値を持つスタブ線路でなる
    ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
  3. 請求項１に記載の帯域通過フィルタにおいて、
    前記単位回路を構成するコンデンサは、同等のキャパシタンス値を持つスタブ線路でなる
    ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
  4. 請求項１に記載の帯域通過フィルタにおいて、
    前記単位回路を構成するコンデンサは、キャパシタンス値が変化することにより通過帯域を可変とする可変コンデンサでなる
    ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
  5. 請求項３に記載の帯域通過フィルタにおいて、
    前記スタブ線路の線路長を可変して、キャパシタンス値を可変とすることにより通過帯域を可変とする
    ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
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