CN101488732B - 集总参数矩形带通滤波器 - Google Patents

Abstract

集总参数矩形带通滤波器，涉及一种滤波器，主要应用于天调网络。提供一种不仅能较好实现阻抗变换满足阻抗匹配要求，而且能同时具有较好的带内通频特性、带外衰减特性、带宽扩展能力和防雷电干扰能力，具有统一电路形式，主要应用于中波天调网络的集总参数矩形带通滤波器。设有至少2级串并臂单元，每1级串并臂单元由1个串臂和1个并臂组成，串臂由电容与电感串接而成，并臂为电抗元件。

Description

集总参数矩形带通滤波器

技术领域

本发明涉及一种滤波器，主要应用于天调网络，尤其是涉及一种主要用于无线发射系统中的中波天调网络的集总参数矩形带通滤波器。

背景技术

在小信号处理领域，高性能带通滤波器的设计可以采用有源电路，通过引入反馈来改善滤波器的矩形特性，也可以使用数字滤波器；还可以使用频率搬移的办法，来利用陶瓷滤波器或声表面波滤波器的高矩形度通频特性。

但在大功率发射的情况下，以上办法都是不可能的。当频率很高(电视、调频频段以上)时，窄带通滤波器的设计可以利用谐振腔和传输线的性能，但在频率不很高(短波段以下)的情况下，只能使用电感和电容元件，以无源方式实现。

在大功率(几百瓦到几百千瓦)无线发射系统中，在发射机与天线之间需要一个通频特性接近矩形的带通滤波器，既让带内频率可以顺利通过，又大幅度衰减带外频率，以避免带外辐射和其它频率对发射机的反串干扰。在中波、长波和短波的低频段(几百千赫兹到几兆赫兹)，这个带通滤波器只能用集总参数元件(电感线圈、电容器)来实现。例如中波的天调网络，理想情况下也应该使用这种带通滤波器，来同时实现阻抗匹配、抗干扰和防雷等功能。但是由于高矩形度的集总参数带通滤波器的设计一直以来是学界的难题，因此传统方法上中波天调网络都是用针对载波中心频率的阻抗匹配加上针对干扰频率的点频阻塞或吸收来实现。

传统的中波天调网络设计方法存在以下问题：

1、使用传统设计方法，当台内发射频率较多(或附近有大功率电台)时，需要在天调网络加入很多针对性的阻塞或吸收单元，这样必然使网络的带宽严重收窄，边带反射急剧增加。因此，只好建设新的台站来分散这些频率，很浪费土地资源和人力资源。

2、在中波段的低频端，当天线的有效高度远小于四分之一波长(例如558kHz载频，天线高度76m)时，天线在载频附近的带宽很窄，传统设计方法因为不能扩展带宽，所以无法得到合格的天调网络设计结果(指在载频±9kHz范围内，驻波比小于1.2)。

3、当三个或三个以上的频率共塔时，如果相邻频率的比值在1.2以内，那么因为共塔阻塞单元的接入，会使网络带宽收窄，传统设计方法一样无法得到合格的设计结果。

以下给出有关传统中波天调网络设计的参考文献：

1、张丕灶等编著.全固态PDM中波发送系统原理与维护[M].北京：中国广播电视出版社，1999年11月，第一版，266-336。

2、张丕灶等编著.全固态中波发送系统调整与维修[M].厦门：厦门大学出版社，2007年7月，第一版，317-412。

发明内容

本发明的目的在于提供一种不仅能较好实现阻抗变换满足阻抗匹配要求，而且能同时具有较好的带内通频特性、带外衰减特性、带宽扩展能力和防雷电干扰能力，具有统一电路形式，主要应用于中波天调网络的集总参数矩形带通滤波器。

本发明的技术方案是采用集总参数电感、电容元件组成。

本发明设有至少2级串并臂单元，每1级串并臂单元由1个串臂和1个并臂组成，串臂由电容与电感串接而成，并臂为电抗元件。

第1级串并臂单元的串臂中的电容最好为200～1000pf，电感最好为1～100μH，并臂的电抗值最好为5～15Ω；从第2级串并臂单元起的串臂中的电容最好为200～2000pf，电感最好为10～70μH，并臂的电抗值最好为5～20Ω。

并臂的电抗元件可采用电感线圈或电容器，也可以是电容器与电感线圈的串联或并联，但没必要这样用，因为与单纯的电容器或电感线圈相比毕竟是复杂化了，而起到的作用没有区别。至于究竟并臂单元是用电感线圈还是电容器，最好考虑使所有并臂中，电容器的使用数量与电感线圈使用数量一致(对于2级结构)或电容器使用数量比电感线圈使用数量多一个(对于3级结构)。)

最后一级串并臂单元中的并臂最好使用电感线圈，其电感量为2～12μH。最后一级使用电感线圈只是为了方便调试时对其电感量的调整。大功率容量的可变电感比可变电容成本低得多。

与现有的中波天调网络相比，本发明具有以下突出的优点：

1)带内通频特性：

中心频率点f₀的驻波比为1.0，±9kHz(18kHz带宽)的带内驻波比小于1.2，因此能彻底解决边带反射过大的困扰。如果用于其它频段，这个带宽约为f₀的1％～4％。

2)带外衰减特性：

当本发明的电路包含3个串并臂单元时，在保证带内通频特性的同时，只要带外在距离中心频率40kHz左右，衰减量就能达到20dB以上，因此通频特性曲线接近矩形，对本台或附近的大功率发射干扰具有截止特性。例如中心频率801kHz，带外频率大于841kHz和小于761kkHz的衰减大于20dB，这样使网络有理想的抗干扰能力，无需另加任何阻塞或吸收单元电路。因此本发明可以很好地解决上述传统方法所存在的第1个问题。

如果用于其它频段，-20dB带宽约为载波频率f₀的4％～15％。

3)带宽扩展能力：

本发明能扩展带宽最大达到4倍，因此可以轻松解决上述传统方法所存在的第2和第3个问题。对于传统天线(区别于短天线)，只要相邻载波频率的比值达到1.1，就能通过本发明顺利实现两频共塔；只要这个比值达到1.15，就能实现三频和四频共塔；而当这个比值达到1.2时(如果载波频率小于700kHz，这个比例要求达到1.3)则可以轻松解决五频和六频共塔的问题，这一技术使制造“中波多工器”的行业梦想成为现实，如果在全国推广，至少能使发射场地的占地面积减少几十万亩，具有重大的现实意义。

4)防雷电干扰能力：

雷电能量的主要频率在直流和低频(几十kHz以下)，以及高频段(几MHz以上)，因为本发明的设计只允许载频附近的窄频带能量通过，对其它频率呈现截止特性，因此能极大地衰减雷电能量，实际效果非常出色。

5)统一的电路形式：

本发明的设计使任何情况下的中波天调网络都具有统一的电路形式，有利于标准化生产。在不同的载波频率下，网络只需要调整元件参数数值，而无需改变电路形式。

如果采用2级串并臂单元的形式(参见图1，即去掉L2、C2和C5)，那么带宽扩展能力只能达到2倍，20dB衰减频率点与f₀的距离在100kHz左右。

附图说明

图1为本发明实施例的结构组成示意图。

图2为正微变特性电路组成原理图。

图3为在一定频率范围内具有负微变特性电抗的电路组成原理图。

图4为L、C、R串联电路(a)及其阻抗特性(b)。

图5为具有负微变特性电抗的电路组合(a)及其负微变特性(b)。

图6为中波天调网络的结构。

图7为Z_B轨迹图。

图8为临界补偿的Z_D轨迹图。

图9为过补偿的Z_D轨迹图。

图10为欠补偿的Z_D轨迹图。

图11为临界补偿模式调配阻抗图。

图12为过补偿模式调配阻抗图。

图13为558kHz单频单塔网络图。

图14为900kHz两频共塔网络图。

图15为1296kHz六频共塔网络图。

具体实施方式

以下实施例将结合附图对本发明作进一步的说明。

以下介绍本发明的设计原理。

传统方法仅着眼于中心频率的阻抗匹配，即使用若干电抗元件(电感、电容)，通过与天线负载的串、并联，使中心频率点的总调配阻抗等于传输线特性阻抗。此外对频带内其它频率的阻抗匹配情况没有针对性手段来保证。

本发明在传统方法的基础上，增加了对频率在中心频率附近变化时，总调配阻抗变化趋势的分析(即所谓的微变参数分析)，并采取了有效的针对性手段来抵消和减缓这种变化趋势，从而达到展宽频带同时增加带外衰减的目的。这就是微变参数设计法的总体设计思想。

因为本发明是一种全新的设计理念，为了说明其中的原理，需要引入3个新的概念和定义：

电抗的正微变特性和负微变特性——某一电抗变量，在一定频率范围内，当频率增加时，如果其电抗值往感抗增加或容抗减少的方向变化，那么这个电抗就具有正微变特性，反之则具有负微变特性。数学表达如下：

设X(f)＝jk(f)，则 $\frac{\mathrm{dX}\left(f\right)}{\mathrm{df}}=j\frac{\mathrm{dK}\left(f\right)}{\mathrm{df}};$

若 $\frac{\mathrm{dK}\left(f\right)}{\mathrm{df}}>0,$ 则X(f)具有正微变特性；

若 $\frac{\mathrm{dK}\left(f\right)}{\mathrm{df}}<0,$ 则X(f)具有负微变特性。

负载的特性带宽——如果一负载Z(f)＝R+jX(f)(Ω)，其中X(f)在f₀附近具有正微变特性，且 $\frac{\mathrm{\&Delta;X}\left(f\right)}{\mathrm{\&Delta;f}}=m(\mathrm{\&Omega;}/\mathrm{kHz}),$ 则负载Z(f)在f₀附近的特性带宽为

其物理意义在于，这个带宽是当负载Z(f)经过简单的电路(г网络、倒г网络、T网络、π网络等)做阻抗变换后做为传输线终端负载时，所能获得的驻波比ρ≤1.2的最大带宽。这个结论可以由高频传输线理论得到证明，这里略去证明过程。

1)具有正微变特性的电抗电路

单个电感和电容的电抗分别为：

$X_C=-j\frac{1}{2\mathrm{\&pi;fc}},$ X_L＝j2πfL

因为 $\frac{{\mathrm{dX}}_C}{\mathrm{df}}=j\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}^{2}c},$ $\frac{{\mathrm{dX}}_L}{\mathrm{df}}=j2\mathrm{\&pi;L},$ 所以单个的电感、电容元件都具有正微变特性。

同理可以证明，如图2所示的电路组合A、B之间的电抗都具有正微变特性。

在图2中，图(a)在全频率范围的电抗都具有正微变特性，其它电路(图b、c、d、e、f)除个别频率点上电抗有突变外，其余频率都具有正微变特性。

实际上，在没有电阻元件参与的情况下，只由电感、电容元件组成的电路，除了个别频率点外，组合电抗都具有正微变特性

2)在一定频率范围具有负微变特性电抗的电路

要在一定频率范围内获得负微变特性电抗，必须包含电阻、电容、电感三种元件，并具有如图3所示的电路形式。

在图3中的4种电路形式的共同特征是，由一个电抗元件(电感或电容)并联上一串至少含有电阻、电容、电感(三者之间串联连接)的支路。

以上电路的分析，解析式的复数数学表达过于复杂烦琐，为了更直观地突出其物理意义，下面以图3(b)为例，用史密斯阻抗圆图来说明。

在图3(b)中，元件参数如图中所示，R1、C6、L4支路阻抗在史密斯圆图上的轨迹如图4所示。

在图4中，当频率变化时，支路阻抗在R＝30Ω的电阻圆上移动，且当频率增加时，按顺时针方向移动，呈现正微变特性的电抗特征。在L4、C6的串谐频率 $f_0=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_4{C}_6}}\&ap;1125\mathrm{kHz}$ 上支路电抗为0，如图4中三角形标记所示。

支路并联上L5之后，Z_AB的阻抗图如图5所示。

Z_AB的阻抗图依然是圆形，但已经移到了史密斯圆图的左上方，且圆形的直径减小了，如图中所示。当频率增加时，阻抗点依然是沿着小圆的顺时针方向移动。

在小圆的L-Q-H段，当频率增加时，阻抗点的移动方向是L→Q→H，对于小圆来说这还是顺时针方向，但对于史密斯圆图中邻近的电阻圆(白色虚线)而言这个方向是逆时针的。就是说，在L-Q-H段，当频率增加时，Z_AB的感抗部分反而是减小的，其电抗呈现负微变特性。本例中，f_L＝1087kHz，f_H＝1132kHz，f_O＝1109kHz(中心频率)。

图1为本发明实施例的结构组成示意图，R1、jX1为负载阻抗，3个串并臂单元分别为L1、C1、C4，L2、C2、C5和L3、C3、L4。图中A、B、C、D、E、F为测试参考点。串臂单元主要用来对电抗微变参数进行调整和补偿，并臂的主要作用是阻抗匹配(最后一级并臂如L4)和把电路的电抗偏置成中心频率对称的负微变特性(前2级并臂如C4、C5)

以下给出应用本发明的方法进行中波天调网络设计的所有步骤。按本发明的方法设计的中波天调网络有如图6的一般性结构，在图6中，R、L0、C0为天线等效阻抗，L5、L6为预调网络，多频共塔阻塞单元用来阻塞除本频以外的其它共塔频率，从阻塞f1(由L7、C7构成)到阻塞fn(由Lk、Ck构成)，T、Q为电路的测试参考点，其它部分与图1相同。

下面的方法需要计算机仿真软件来参与辅助设计，以Multisim 2001电路仿真软件(此软件可以通过互联网很方便地下载到)为例。软件中网络分析仪设置为：归一化阻抗值50Ω，扫描宽度设置成f₀左右各200～400kHz，线性频率扫描，取相应数量的扫描点，使观察时最小频率增量为1kHz。

设天线在载波中心频率f₀(kHz)的阻抗为Z＝R+jX₀(Ω)。在f₀附近±10kHz范围内，电抗X₀具有正微变特性，设其随频率的平均变化率为X_W0(Ω/kHz)，传输电缆特性阻抗为Z₀(Ω)。

步骤1：算出天线负载的微变参数等效电路模型。

即用X₀和X_W0求出L0、C0。

X_L0-X_C0＝X₀；

$\frac{X_{L0}+X_{C0}}{f_0}=X_{W0}.$

以上方程组可求出X_L0、X_C0(单位：Ω)，其中f₀的单位是kHz，X_W0的单位是Ω/kHz，X₀的单位为Ω。进一步求出

$L0=\frac{X_{L0}}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0};$ $C0=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0{X}_{C0}};$

步骤2：确定天线预调网络元件参数。

X₀为容抗且在150Ω以上时， $L5=\frac{\left|X_0\right|}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0};$ 否则取L5＝0，即取消L5。

L6的选值要同时满足以下要求：

1)无论是单频单塔还是多频共塔，使从T点往天线看过去的阻抗的实部在20Ω以上(如果原天线阻抗的实部R小于20Ω，则尽量接近原天线阻抗的实部)。

2)如果是多频共塔，使所有频率在T点的阻抗实部大小尽量接近。

3)使当频率在载波频率±10kHz变化时，从T往天线看过去的阻抗的实部变化尽量小。如图6所示，一般取值为5～50μH。

步骤3：确定多频共塔时阻塞单元的元件参数。如图6，每个阻塞单元由Lk、Ck并联电路构成，Lk、Ck并联谐振于所阻塞的共塔频率fn，其中Lk的取值范围一般为5～30μH。

Lk的取值越大，Lk、Ck并联电路对fn的阻塞电抗值越高，效果就越好。

Lk的取值要同时满足以下原则：

1)对于两频共塔，阻塞单元对所阻塞频率正、负9kHz两个频点处的阻塞电抗值不小于1kΩ；对于三频和四频共塔，这个值不小于1.5kΩ；对于五频以上共塔，这个值不小于2kΩ。

2)使 $\frac{0.18R_Q}{X_{\mathrm{WQ}}}\&GreaterEqual;2.5\mathrm{kHz}.$ R_Q为工作频率f₀下Q点的阻抗实部，X_WQ为Q点阻抗的虚部在f₀±10kHz的平均变化率，单位是Ω/kHz。

步骤4：确定C1，粗选L1取值。

设测得的Q点在f₀处的阻抗Z_Q＝R_Q+jX_Q，以及X_Q在f₀左右10kHz内的平均微变量X_WQ。

由下列方程求出X_L1、X_C1：

$\frac{0.18R_Q}{X_{\mathrm{WQ}}+\frac{2X_{C1}}{f_0}}=B---\left(1\right)$

X_L1＝X_C1-X_Q+10                                                (2)

然后求出： $C1=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0{X}_{C1}};$ $L1=\frac{X_{L1}}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0}$

B取2.4～3，f₀的单位为kHz，X_WQ单位Ω/kHz，R_Q和X_Q单位是Ω。

步骤5：找出L1、C4的精确值。

L1按步骤2所取的值，进行小范围调整，同时选择C4(在f₀的容抗一般为5～15Ω)的值，使Z_B的实部在f₀时为最大，并处在6～8Ω。

调整规律：C4容量越大，Z_B的实部最大值越小。对于某一C4取值，微调L1可使Z_B实部在f₀最大。Z_B在仿真网络分析仪中得到的频率扫描图如图7所示。

调好后，f₀应处于图中圆轨迹的右上角的三角形标记处，如图7所示。这一点也是轨迹圆与史密斯圆图其中一个电阻圆(图7中的电阻圆为R＝0.15，归一化电阻)的相切点。

步骤6：确定C2，粗选L2数值。

先测出频率为f₀时的Z_B＝R_B+jX_B，以及X_B在f₀正、负5KHz范围内的平均微变参数的绝对值X_WB。则频率为f₀时的电抗X_C2和X_L2由下列方程确定：

$\frac{X_{L2}+X_{C2}}{f_0}=n{X}_{\mathrm{WB}}$

X_L2＝X_C2-X_B+10

f₀的单位kHz，X_WB的单位Ω/kHz，n为补偿系数，经验取值范围1.3～1.5，得到的X_C2、X_L2单位为Ω。

$C_2=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0{X}_{C2}},$ $L_2=\frac{X_{L2}}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0}$

步骤7：找出L2、C5的精确值。

C5的容量按容抗7～10Ω(f₀频率下)估算，并以中间值做为试验值。在其它参数不动的情况下，微调L2电感量，使Z_D的频变轨迹图如图8所示。

轨迹图应呈现指向右上方的双峰，且双峰刚好与同一个史密斯电阻圆相切。而双峰之间的谷底就是f₀所对应的阻抗点，这一点阻抗的实部应该在8～15Ω之间，否则应该改变C5的电容量，并重复L2的调整过程，直到满足要求。

如果在步骤6中n的取值比较大，那么调出来的Z_D轨迹图为过补偿模式，参见图9。

而如果在步骤6中n的取值比较小，那么调出来的Z_D轨迹图为欠补偿模式，参见图10。

临界补偿的模式可以获得最大的带宽，但带外衰减性能不是最好的；过补偿模式可以获得最好的带外衰减性能，但带宽不是最大的；欠补偿则是应该避免的模式，它所能获得的带宽和带外衰减性能都差于前两者。

步骤8：确定L4的精确值，以及L3、C3取值。

完成步骤7后，测得在f₀处，Z_D＝R_D+jX_D(Ω)。

$L4=\frac{X_{L4}}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0}=\frac{50}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0\sqrt{\frac{Z_0}{R_D}-1}}$

$X_{C3}-(X_D+X_{L3})=R_D\&times;\sqrt{\frac{Z_0}{R_D}-1}$

C3和L3只要得到其中一个参数，另一个就可以根据以上方程求出来。以下是调试方法：

取C3≈C2，并在其左右每隔50～100pf取若干个数值，并算出各自对应的L3，得到几组C3、L3的试验数据，然后输入仿真图，最后取带宽最大的那一组。这时Z_F的轨迹图参见图11和12。

设Z_F＝R_F+jX_F，且做为传输线(特性阻抗Z₀)终端负载所造成的反射系数和驻波比分别为г和ρ，则有

$\mathrm{\&Gamma;}=\sqrt{\frac{{(R_F-Z_0)}^2+{X_F}^2}{{(R_F+Z_0)}^2+{X^2}_F}};$ $\mathrm{\&rho;}=\frac{1+\mathrm{\&Gamma;}}{1-\mathrm{\&Gamma;}}$

以上关系可以用来判断调配阻抗轨迹图，达到ρ≤1.2的带宽是否达到f₀±9kHz。

实际调试过程中，要在步骤7和步骤8之间反复调整几次，才能达到理想效果。

以下给出设计实例。

例1、某边宽50cm，高度76m的铁塔天线，在频率558kHz的阻抗15-j173(Ω)，在558kHz附近频率每增加1kHz阻抗的虚部容抗减少0.5Ω。该例的设计结果参见图13。

对比图6的通用形式，图13因为没有共塔频率的存在而少了阻塞单元。

在图13中，Z_A的特性带宽被设置为3.1kHz，临界补偿方式，调配总带宽略大于±11kHz，距离载波频率(558kHz)28kHz以上的频点，衰减量大于20dB。

例2、边宽50cm，高度64m的铁塔天线，900kHz和819kHz两频共塔。天线阻抗分别为：31.1-j29.07(Ω)和24.00-j68.01(Ω)。天线阻抗在载波频率±10kHz内的变化很小。

其中900kHz的设计参数如下：

天线等效阻抗C0为6083pF，R为31.1Ω；阻塞819：C7为4000pF，L7为9.44μH，L6为7μH；L1为44.5μH，C4为10000pF，C2为600pF，L2为56.55μH，C5为23000pF，C3为667pF，L3为44.8μH，L4为4.01μH；入口F：900kHz。

图14与图6的通用形式相比，省去L0，因为天线阻抗在载波频率附近变化很小，所以直接用C0来等效天线中的电抗分量就可以。因为天线容抗较小，所以省去L5；C1也省去，因为上述按步骤4的计算得出的C1容抗非常小。图中Z_A的特性带宽被设置成2.47kHz，阻塞单元在900kHz正负9kHz(即891kHz、909kHz)上的电抗值都在2.2kΩ左右，临界补偿方式，调配总带宽略大于±10kHz，距离载波频率39kHz以上的频点，衰减量大于20dB。

例3、边宽50cm，高度64m的铁塔天线。6频共塔。共塔频率为(单位：kHz)567、747、900、1080、1296、1557。其中1296kHz的设计如下：

在图15中，L6取值较大，是按步骤2的要求并同时满足6个共塔频率的情况而折中选取的；因为是6频共塔，所以设置了5个阻塞单元。对所有共塔频率带宽内(±9kHz)的阻塞电抗值都在4kΩ以上；Z_A的特性带宽被设置成2.42kHz，临界补偿方式，调配总带宽略大于±11kHz，距离载波频率36kHz以上的频点，衰减量大于20dB。

Claims (5)

1.集总参数矩形带通滤波器，其特征在于设有至少2级串并臂单元，每1级串并臂单元由1个串臂和1个并臂组成，串臂由电容与电感串接而成，并臂为电抗元件。

2.如权利要求1所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于第1级串并臂单元的串臂中的电容为200～1000pf，电感为1～100μH，并臂的电抗值为5～15Ω。

3.如权利要求1所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于从第2级串并臂单元起的串臂中的电容为200～2000pf，电感为10～70μH，并臂的电抗值为5～20Ω。

4.如权利要求1所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于并臂为电抗元件，电抗元件为电感线圈，电容器，电容器与电感线圈的串联回路，或电容器与电感线圈的并联回路。

5.如权利要求1所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于最后一级串并臂单元中并臂为电感线圈，电感线圈的电感量为2～12μH。 

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