CN104410381A - 集总参数双频阻抗匹配网络 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种集总参数双频阻抗匹配网络，集总参数双频阻抗匹配网络为Pi型网络，包括两个并联接地的双频电纳单元，所述两个双频电纳单元之间用一个电容或电感连接。本发明的集总参数双频阻抗匹配网络，可适用于任意频率相关复阻抗负载。本发明包含两个并联接地的双频电纳单元，而二者之间通过一个电容或电感级联，相比现有技术的Pi型结构具有更少的元件数量。本发明匹配网络中仅仅包含集总元件，因而跟分布电路的方案相比，其具有较小的尺寸，可以减小电路的总体积，更适合于VHF/UHF频段的应用，也易于被集成到射频集成电路之中。

Description

集总参数双频阻抗匹配网络

技术领域

本发明涉及一种双频匹配网络，尤其涉及一种集总参数双频阻抗匹配网络，属于通信技术领域。

背景技术

阻抗匹配是很多微波器件，比如放大器、天线等设计的关键问题之一，其作用在于减少反射损耗，提高功率传输效率，提高增益，降低噪声系数。当前，随着移动通信的发展，双模双频系统和终端的应用越来越广泛，而各种双频器件，比如双频放大器和双频天线也得到越来越多的需求和应用，而这些器件的设计需要解决随频率变化的复阻抗负载的双频匹配问题。

目前针对频率相关复阻抗负载的双频匹配网络，主要有：

1.Pi型传输线网络；

2.基于三节级联传输线的双频阻抗匹配网络；

3.一段传输线和一个二阶阶梯阻抗短截线组成的L型结构；

4.T型结构传输线网络；

5.两个单频匹配网络级联的网络。

以上这些双频阻抗匹配网络都是使用微波传输线实现阻抗匹配，而传输线的尺寸较大，特别当频率较低的时候，由于波长较长，整个功率分配器较大。而集总参数网络具有体积小和易于集成的优点，可以减小电路的总体积。文献“Y.Liu，Y.-J.Zhao，and Y.Zhou，“Lumpeddual-frequency impedance transformers for frequency-dependent complex loads，”Progress InElectromagnetics Research，Vol.126，121-138，2012”中采用根据两个频点的输入阻抗在Smith圆图中的位置，给出了三种网络拓扑结构，分别是正L型、倒L型以及Pi型网络。前二者分别需要两个双频电抗或电纳单元，而第三者需要三个双频电抗或电纳单元。其中只有Pi型网络是可以适用于任意频率相关复阻抗情况。

发明内容

本发明的目的在于提供一种集总参数双频阻抗匹配网络，可适用于任意频率相关复阻抗负载。解决现有双频阻抗匹配网络使用微波传输线实现阻抗匹配，造成整个功率分配器较大的技术问题。

本发明的目的通过以下技术方案予以实现：

一种集总参数双频阻抗匹配网络，集总参数双频阻抗匹配网络为Pi型网络，包括两个并联接地的双频电纳单元，所述两个双频电纳单元之间用一个电容或电感连接。

本发明的目的还可以通过以下技术措施来进一步实现：

前述集总参数双频阻抗匹配网络，其中双频电纳单元包括电容C和电感L，所述电容C和电感L并联。

前述集总参数双频阻抗匹配网络，其中双频电纳单元包括电容C和电感L，所述电容C和电感L串联。

前述集总参数双频阻抗匹配网络，其中双频电纳单元包括电容C、电感L、电感L1，所述电容C和电感L串联以后该串联电路与电感L1并联。

前述集总参数双频阻抗匹配网络，其中双频电纳单元包括电容C、电容C1、电感L，所述电容C和电感L串联以后该串联电路与电容C1并联。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：集总参数双频阻抗匹配网络可适用于任意频率相关复阻抗负载，并且相比现有技术的Pi型结构具有更少的元件数量。本发明匹配网络中仅仅包含集总元件，因而跟分布电路的方案相比，其具有更小的尺寸，可以减小电路的总体积，更适合于VHF/UHF频段的应用，也易于被集成到射频集成电路之中。

附图说明

图1(A)是一种双频匹配网络的基本拓扑结构图；

图1(B)是另一种双频匹配网络的基本拓扑结构图；

图2是四种不同的集总参数拓扑结构图；

图3是实施例一的拓扑结构图；

图4是实施例一的仿真和测量的S11响应曲线图；

图5是实施例二的拓扑结构图；

图6是实施例二的仿真和测量的S11响应曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1(A)和(B)所示是两种双频匹配网络的基本拓扑结构，它们右端都分别连接频率相关复阻抗负载：z_i＝G1+iB1。每个双频匹配网络都分别包含两个并联接地的电纳单元和一个导纳变换器(J变换器)1。J变换器可用一个电容Pi网络或一个电感Pi网络来实现。以图1(A)为例来说明：

如图1(A)所示，一个负载经过一个J变换器，其导纳跟负载导纳的倒数成正比。该J变换器包含一个正电容C和两个负电容-C。J变换器可以工作在任意频率，但是J值随频率而变化，因为我们可以把它看作一个多频J变换器。在给定的两个频点上，J值为：

J(f_i)＝ω_iC  i＝1，2   (1)

根据图1(A)，我们有：

Y′_in(f_i)＝Z′_l(f_i)(ω_iC)²  i＝1，2   (2)

为了实现阻抗匹配，Y′_in(f_i)的实部必须为匹配导纳Y₀，所以：

Re(Z′_l(f_i))＝Y₀/(ω_iC)²＜1/G_L(f_i)  i＝1，2   (3)

C值的选择必须满足如下条件：

$G\≥\underset{i=\mathrm{1,2}}{\max }\sqrt{\frac{Y_0{G}_l\left(f_i\right)}{{\mathrm{\ω}}_i^2}}---\left(4\right)$

当C选定，我们既可以从公式(3)推导出Ba1(fi)的值，其在任一个频点上由两个解：

$B_{1a}\left(f_i\right)=\±\sqrt{\frac{G_l\left(f_i\right){\left({\mathrm{\ω}}_{i}C\right)}^2}{Y_0}-G_l^2\left(f_i\right)}-B_l\left(f_i\right),i=\mathrm{1,2}---\left(5\right)$

并联接地导纳单元jBa2适用于补偿Y′_in(f_i)的虚部，所以：

B_a2(f_i)＝-Im(Z′_l(f_i)(ω_iC)²)  i＝1，2   (6)

两个负电容不能直接实现。但是其与并联的电纳单元Ba1(fi)或jBa2可以合并，电纳值相加，所以我们有t：

$\left\{\begin{array}{cc}{B}_{\mathrm{at}1}\left(f_i\right)=B_{a1}\left(f_i\right)-{\mathrm{\ω}}_{i}C& i=\mathrm{1,2}---(7-1)\\ B_{\mathrm{at}2}\left(f_i\right)=B_{a2}\left(f_i\right)-{\mathrm{\ω}}_{i}C& i=\mathrm{1,2}---(7-2)\end{array}\right.$

类似的，对于图1(A)，利用同样的步骤，我们可以获得双频阻抗匹配网络各单元的计算公式：

$L\≤\underset{i=\mathrm{1,2}}{\min }\sqrt{\frac{1}{Y_0{G}_l\left(f_i\right){\mathrm{\ω}}_i}}---(8-1)$

$B_{b1}\left(f_i\right)=\±\sqrt{\frac{G_l\left(f_i\right)}{Y_0{\left({\mathrm{\ω}}_{i}L\right)}^2}-G_l^2\left(f_i\right)}-B_l\left(f_i\right),i=\mathrm{1,2}---(8-2)$

$B_{b2}\left(f_i\right)=-\mathrm{Im}(Z_l^{\′}\left(f_i\right)/{\left({\mathrm{\ω}}_{i}L\right)}^2),i=\mathrm{1,2}---(8-3)$

$B_{\mathrm{bt}1}\left(f_i\right)=B_{b1}\left(f_i\right)+1/{\mathrm{\ω}}_{i}L,i=\mathrm{1,2}---(8-4)$

$B_{\mathrm{bt}2}\left(f_i\right)=B_{b2}\left(f_i\right)+1/{\mathrm{\ω}}_{i}L,i=\mathrm{1,2}---(8-5)$

现在的问题是如何实现并联电纳单元jBat1，jBat2，jBbt1和jBbt2。图2给出了四种不同的集总参数拓扑结构，其中图2(a)为Bp(f1)＜0＜Bp(f2)情况；图2(b)为Bp(f1)＞0＞Bp(f2)情况；图2(c)为0＞Bp(f1)＞Bp(f2)情况；图2(d)为Bp(f1)＞Bp(f2)＞0情况。根据并联电纳单元在两个频点的电纳值的大小关系和正负特性，可选其中之一实现相应的电纳单元。根据两个频点的电纳值，联立方程组，可以求解出元件的值。

下面我们给出了两个具体实施例。

实施例一：基于电容J变换器的双频匹配网络设计。

如图3所示，其负载由一段传输线端接一个电阻组成。两个匹配频点为f1＝1GHz和f2＝2.05GHz，在这两个频点上，复负载的阻抗和导纳值分别为：

Z_l(f₁)＝14.42-j21.54；Z_l(f₂)＝9.4+j6.03

Y_l(f₁)＝0.0215+j0.0321；Y_l(f₂)＝0.0754-j0.0483

我们使用图1(A)的拓扑结构.根据公式(4)我们选择电容值为C＝3.2972pF，接着我们就可以计算两个并联电纳单元在两个频点上的电纳值，分别为：

B_at1(f₁)＝-0.0528；B_at1(f₂)＝0.0393.

B_at2(f₁)＝-0.0207；B_at2(f₂)＝-0.0336.

根据图2，我们可知jBat1单元可以用一个并联LC电路实现，如图3所示，而jBat2电路单元可用如图2(c)所示的一个三元件电路实现。求解出这些元件的值为：L1＝1.6852nH；L2＝4.9996nH；L3＝10.101nH；C1＝6.6279pF and C2＝1.0383pF。

图4给出了仿真和测量的S11响应曲线。其中的电容使用贴片电容实现，而电感使用手绕电感实现。当然其他任意可能的电容和电感形式都可以使用。

实施例二：基于电感J变换器的双频匹配网络的实现。

使用如图1(B)所示的电路拓扑来实现同一个负载的双频匹配问题。这里的f1＝0.3GHz而f2＝0.8GHz。在这两个频点上，负载的阻抗和导纳值分别为：

Z_l(f₁)＝59.62-j45.21；Z_l(f₂)＝19.314-j28.85

Y_l(f₁)＝0.0106+j0.0081；Y_l(f₂)＝0.016+j0.0239

根据公式(8-1)电感L必须满足限定条件：L≤11.112nH，我们选L＝11.112nH。然后利用公式(8-2，8-3，8-4，8-5)获得：

B_bt1(f₁)＝0.0065；B_bt1(f₂)＝-0.0060.

B_bt2(f₁)＝-0.0146；B_bt2(f₂)＝0.0179.

这里jBbt1单元可以用一个串联LC来实现，而jBbt2单元可用一个并联LC电路实现，结构如图5所示。可以计算出各个元件的值为：L1＝51.94nH；L2＝21.39nH；C1＝2.1073pF；C2＝5.4113pF。

图6给出了测量和仿真的S11曲线.根据图4和图6可知，10dB匹配带宽一般都达到几百MHz，可以满足很多实际应用的需要。

另外我们可以知道，图1(A)中的C和图1(B)中的L都由选择的自由度。选择不同的C或L可以产生不同的jBa1和jBb1，因此该匹配网络是多解的，有可能从中选取匹配带宽最宽的设计。

因为这些匹配网络中仅仅包含集总元件，因而跟分布电路的方案相比，其具有较小的尺寸，更适合与VHF/UHF频段的应用，也易于被集成到射频集成电路芯片之中。

除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围内。

Claims (5)

1.一种集总参数双频阻抗匹配网络，其特征在于，集总参数双频阻抗匹配网络为Pi型网络，包括两个并联接地的双频电纳单元，所述两个双频电纳单元之间用一个电容或电感连接。

2.如权利要求1所述的集总参数双频阻抗匹配网络，其特征在于，所述双频电纳单元包括电容C和电感L，所述电容C和电感L并联。

3.如权利要求1所述的集总参数双频阻抗匹配网络，其特征在于，所述双频电纳单元包括电容C和电感L，所述电容C和电感L串联。

4.如权利要求1所述的集总参数双频阻抗匹配网络，其特征在于，所述双频电纳单元包括电容C、电感L、电感L1，所述电容C和电感L串联以后该串联电路与电感L1并联。

5.如权利要求1所述的集总参数双频阻抗匹配网络，其特征在于，所述双频电纳单元包括电容C、电容C1、电感L，所述电容C和电感L串联以后该串联电路与电容C1并联。