CN101388676A - 一种电小天线宽带匹配网络的优化匹配设计及其电小天线宽带匹配网络 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电小天线宽带匹配网络的优化匹配设计及其电小天线宽带匹配网络，该宽带匹配网络结构中的R－C附加阻尼网络直接与电小天线并联，可以把天线的阻抗变换成一种新的形式，不仅改善了天线端口的阻抗特性，也明显降低了电小天线实部和虚部之间的对比，即对电小天线的阻抗进行了一定的补偿，使得电小天线易于匹配。该宽带匹配网络采用了实频数据法和直接优化法相结合的优化方法来设计。从电小天线的特性出发，对天线阻抗实测数据进行变换-滤波得到较佳匹配网络结构；然后，利用优化算法的寻优特性获得匹配网络结构中各元件值。具有本发明匹配网络结构的电小天线，其驻波比在通带内小于2.5的同时效率大于30％，使得电小天线的性能得到大幅度的提高。

Description

一种电小天线宽带匹配网络的优化匹配设计及其电小天线宽带匹配网络

技术领域

本发明涉及一种宽带匹配网络，更特别地说，是指一种适用于电小天线的、且具有可实现小阻抗变换特性的宽带匹配网络。

背景技术

随着移动通信技术、空间技术和超宽带电子技术的发展，各种电子设备均向小型化与微型化方向发展，天线作为无线电子系统必不可少的部件也必然向小型化发展，因此应用在移动平台(舰载、车载、机载等)的通信天线不断提出小型化的要求。众所周知，电小天线的阻抗特性非常恶劣，与传输线匹配相当困难，如果是宽带匹配更是难上加难，同时其使用效率非常低，针对电小天线的这种阻抗特性设计合适的匹配网络相当重要。

发明内容

本发明的目的之一是提出一种电小天线宽带匹配网络的优化匹配设计，该优化匹配设计采用了实频数据法和直接优化法相结合的优化方法。

本发明的目的之二是提出一种具有可实现小阻抗变换特性的电小天线宽带匹配网络，该宽带匹配网络结构中的R-C附加阻尼网络直接与电小天线并联，可以把天线的阻抗变换成一种新的形式，不仅改善了天线端口的阻抗特性，也明显降低了电小天线实部和虚部之间的对比，即对电小天线的阻抗进行了一定的补偿，使得电小天线易于匹配。该宽带匹配网络采用了实频数据法和直接优化法相结合的优化方法来设计。从电小天线的特性出发，对天线阻抗实测数据进行变换-滤波得到较佳匹配网络结构；然后，利用优化算法的寻优特性获得匹配网络结构中各元件值。具有本发明匹配网络结构的电小天线，其驻波比在通带内小于2.5的同时效率大于30％，使得电小天线的性能得到大幅度的提高。

本发明是一种具有可实现小阻抗变换特性的电小天线宽带匹配网络，该宽带匹配网络包括R-C附加阻尼网络、变压器和L-C网络组成；R-C附加阻尼网络直接与电小天线并联形成负载网络；变压器在R-C附加阻尼网络与L-C网络之间；L-C网络与同轴电缆相连；该宽带匹配网络连接在电小天线和同轴馈线之间。

所述具有可实现小阻抗变换特性的电小天线宽带匹配网络，与电小天线并联的R-C附加阻尼网络可以对电小天线的阻抗进行补偿；变压器可以对负载网络的阻抗进行变换；L-C网络起到滤波匹配作用，使得天线的阻抗值通过R-C附加阻尼网络、变压器和L-C网络后接近同轴线的特性阻抗值，最终达到预定的匹配。

本发明的电小天线宽带匹配网络优点在于：(1)变换-滤波结构等效电路对天线阻抗数据进行处理，使电小天线的阻抗曲线变得平坦，易于匹配。(2)采用实频数据法和直接优化法(梯度优化法)相结合设计出宽带匹配网络，仅使用了天线的阻抗值，并对该阻抗值满足转换功率增益 $\mathrm{TPG}=\underset{i=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\·\·\·,N}{\max }\left\{\frac{P_2\left({\mathrm{\ω}}_i\right)}{P_1\left({\mathrm{\ω}}_i\right)}\right\}$ $=\underset{i=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\·\·\·,N}{\max }\left\{\frac{4{\left|Z_{21}\right|}^2\left(\mathrm{Re}{Z}_c\right)\left(\mathrm{Re}{Z}_a\right)}{{|(Z_{11}+Z_c)(Z_{22}+Z_a)-Z_{12}{Z}_{21}|}^2}\right\}$ 的解析得到匹配网络结构中各元件值。(3)具有本发明匹配网络结构的电小天线，其驻波比在通带内小于2.5的同时效率大于30％，使得电小天线的性能得到大幅度的提高。(4)对天线的阻抗限制比较小，并且适用于当仅用无耗元件不能对天线进行匹配时，以及天线阻抗实部比较小的情况下，在展宽天线频带的同时可最大限度的提高天线的效率和性能。

附图说明

图1是本发明电小天线宽带匹配网络的等效电路原理图。

图2是实施例中电小天线的阻抗特性曲线图。

图3是实施例中电小天线的电压驻波比曲线图。

图4是实施例中通过优化设计出的电小天线，在频段100MHz～180MHz时的电压驻波比曲线图。

图5是实施例中通过优化设计出的电小天线，在频段100MHz～180MHz时的效率曲线图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明做进一步的详细说明。

参见图1所示，本发明是一种具有可实现小阻抗变换特性的电小天线宽带匹配网络，该宽带匹配网络包括有R-C附加阻尼网络、L-C网络、变压器T0；R-C附加阻尼网络由电阻R10、第一电容C11组成，电阻R10与第一电容C11串联后并联在天线两端，R-C附加阻尼网络与天线形成负载网络；L-C网络由第一电感L11、第二电感L12、第二电容C12、第三电容C13组成，第一电感L11和第二电容C12形成一级滤波；第一电感L11、第二电容C12和第二电感L12形成二级滤波；天线的1端顺次经变压器T0、第一电感L11、第三电容C13后与同轴电缆的1端(即电缆的输入端)连接；天线的2端与同轴电缆的2端(即电缆的接地端)连接；变压器T0的3端顺次经第一电感L11、第二电容C12后接入变压器T0的4端；变压器T0的3端顺次经第一电感L11、第三电容C13、第二电感L12后接入变压器T0的4端。在本发明中，在变压器T0的副边与同轴电缆接入端之间运用两级滤波(第一电感L11和第二电容C12形成一级滤波；第一电感L11、第二电容C12和第二电感L12形成二级滤波)的处理方式对天线阻抗进行匹配，使得宽带匹配网络等效电路的结构合理。

所述具有可实现小阻抗变换特性的电小天线宽带匹配网络，与电小天线并联的R-C附加阻尼网络可以对电小天线的阻抗进行补偿；变压器可以对负载网络的阻抗进行变换；L-C网络起到滤波匹配作用，使得天线的阻抗值通过R-C附加阻尼网络、变压器和L-C网络后接近同轴线的特性阻抗值，最终达到预定的匹配。

为了对宽带匹配网络等效电路中的各元件值进行最优取值选取，本发明采用了实频数据法和直接优化法相结合的优化方法，具体优化匹配步骤如下：

步骤一：根据二端口网络理论，能够分别得到电缆的输入端至天线负载之间(端口2→端口1)的A矩阵，以及天线负载至电缆的输入端之间(端口1→端口2)的A矩阵。在本发明中，参见图1所示的端口2→端口1的矩阵A_in为：

$A_m=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{\mathrm{j\ωL}12}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{\mathrm{j\ωC}13}\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \mathrm{j\ωC}12& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\ωL}11\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{n}& 0\\ 0& n\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{\mathrm{j\ωC}11}{1+\mathrm{j\ωRC}11}& 1\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中，A₁₁表示端口2具有A矩阵模式的第一元素，A₁₂表示端口2具有A矩阵模式的第二元素，A₂₁表示端口2具有A矩阵模式的第三元素，A₂₂表示端口2具有A矩阵模式的第四元素，j表示虚数的单位，ω表示角频率，L12表示宽带匹配网络中的第二电感，C13表示宽带匹配网络中的第三电容，C12表示宽带匹配网络中的第二电容，L11表示宽带匹配网络中的第一电感，n表示宽带匹配网络中的变压器的变压比，R表示宽带匹配网络中的电阻R10的电阻值，C11表示宽带匹配网络中的第一电容。

在本发明中，参见图1所示的端口1→端口2的矩阵A_q为：

$A_q=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}^{\′}& A_{12}^{\′}\\ A_{21}^{\′}& A_{22}^{\′}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{j\mathrm{\ωC}11}{1+\mathrm{j\ωRC}11}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}n& 0\\ 0& \frac{1}{n}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\ωL}11\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \mathrm{j\ωC}12& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{\mathrm{j\ωC}13}\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{\mathrm{j\ωL}12}& 1\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，

表示端口1具有A矩阵模式的第一元素，

表示端口1具有A矩阵模式的第二元素，

表示端口1具有A矩阵模式的第三元素，

表示端口1具有A矩阵模式的第四元素。

步骤二：对式(1)根据阻抗变换(天线的电阻值)得到端口2的输入阻抗Z_in：

$Z_m=\frac{A_{11}{Z}_a+A_{12}}{A_{21}{Z}_a+A_{22}}---\left(3\right)$

Z_a表示天线的阻抗值。

步骤三：对式(2)根据阻抗变换(天线的电阻值)得到端口1的策动点阻抗Z_q：

$Z_q=\frac{A_{11}^{\′}{Z}_c+A_{12}^{\′}}{A_{21}^{\′}{Z}_c+A_{22}^{\′}}---\left(4\right)$

Z_c表示同轴电缆的特性阻抗，一般取值为50Ω。

步骤四：对式(1)根据双口网络的参量转换关系可以得出端口2的Z矩阵：

$Z=\left[\begin{array}{cc}{Z}_{11}& Z_{12}\\ Z_{21}& Z_{22}\end{array}\right]=\frac{1}{A_{21}}\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& \left|A_{\mathrm{in}}\right|\\ 1& A_{22}\end{array}\right]---\left(5\right)$

式中，Z₁₁表示端口2具有Z矩阵模式的第一元素，Z₁₂表示端口2具有Z矩阵模式的第二元素，Z₂₁表示端口2具有Z矩阵模式的第三元素，Z₂₂表示端口2具有Z矩阵模式的第四元素，|A_in|表示端口2在A矩阵中的行列式，即|A_in|＝A₁₁A₂₂-A₁₂A₂₁。

步骤五：对式(3)根据传输线理论得到端口2的反射系数Γ_in：

${\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}=\frac{Z_{\mathrm{in}}-Z_c}{Z_{\mathrm{in}}+Z_c}---\left(6\right)$

对式(6)根据传输线理论得到端口2的电压驻波比VSWR：

$\mathrm{VSWR}=\frac{1+\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}\right|}{1-\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}\right|}$

|Γ_in|表示反射系数Γ_in的模值。

步骤六：对式(5)根据二端口网络理论得到端口2→端口1的转换功率增益TPG：

$\mathrm{TPG}=\underset{i=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\·\·\·,N}{\max }\left\{\frac{P_2\left({\mathrm{\ω}}_i\right)}{P_1\left({\mathrm{\ω}}_i\right)}\right\}$

$=\underset{i=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\·\·\·,N}{\max }\left\{\frac{4{\left|Z_{21}\right|}^2\left(\mathrm{Re}{Z}_c\right)\left(\mathrm{Re}{Z}_a\right)}{{|(Z_{11}+Z_c)(Z_{22}+Z_a)-Z_{12}{Z}_{21}|}^2}\right\}---\left(8\right)$

式中，i表示天线阻抗数据的采集个数，N表示自然数，P₁表示信号源所提供的最大平均资用功率，P₂表示天线负载吸收的平均功率，ω_i表示采集的天线阻抗数据中第i个角频率，Re Z_c表示同轴电缆的特性阻抗实部，Re Z_a表示天线阻抗实部。

在本发明中，从端口2→端口1的转换功率增益TPG的表达式中可以看出，采用实频数据法和直接优化法(梯度优化法)相结合设计出的宽带匹配网络，仅使用了电小天线的阻抗值，则有该电小天线的阻抗值满足转换功率增益TPG的表达式。

实施例：

对频段在100MHz～180MHz、高度仅为0.1λ_max的共形电小天线的阻抗进行实频数据采集，电小天线的阻抗特性曲线和电压驻波比曲线分别如图2、图3所示。图中，图2是匹配前的电小天线VSWR(电压驻波比)的曲线图，可以看出在100MHz～180MHz范围内，该电小天线的驻波比变化很大。如图3天线的阻抗曲线可知，阻抗的实部在低频端和高频端都特别低，尤其是在低频端和高频端上基本上接近为1Ω，并且在整个频带上变化非常剧烈，而阻抗虚部相对于实部来说比较大，变化也比较剧烈，这是由电小天线的固有特性决定的。

根据如图1所示的宽带匹配网络结构，利用公式(1)～(8)，设定优化目标函数，采用实频数据法和直接优化法相结合的优化方法，设计出来该电小天线的宽带匹配网络结构，对该宽带匹配网络结构进行解析表达和加载处理后得出具有该匹配网络电小天线的电压驻波比(VSWR)和效率(TPG)曲线图，分别如图4、图5所示。图4可以看出，若用这个匹配网络对电小天线进行匹配，可以实现在100MHz～180MHz频带范围内VSWR≤2.5的目标。图5可以看到，在通带内电小天线的使用效率达到了30％以上，这说明加入匹配网络后显著的提高了该电小天线的使用效率，在设计中充分考虑了带宽和天线效率这两个制约因素。

本发明是一种具有可实现小阻抗变换特性的电小天线宽带匹配网络，该宽带匹配网络采用实频数据法和直接优化法相结合的优化方法。当仅用无耗元件无法对电小天线进行匹配时，尤其当天线的阻抗实部相对于其虚部很小时的情况。采用该网络拓扑结构来设计电小天线的宽带匹配网络，可以有效的展宽电小天线带宽的同时，大幅度的改善该天线的效率。该网络拓扑结构的最大优点是对天线的阻抗限制比较小并且尤其适用于当仅用无耗元件不能对天线进行匹配时的情况。本文在设计天线宽带匹配网络的过程中，同时兼顾天线带宽和使用效率这两个相互制约的因素。本文所设计的网络拓扑结构很适合该类电小天线的匹配，计算结果也证明了采用这种拓扑结构来匹配电小天线是可行的，它在设计电小天线以及其它天线的宽带匹配网络上具有很大的应用前景。

Claims (4)

1、一种电小天线宽带匹配网络的优化匹配设计，其特征在于：采用了实频数据法和直接优化法相结合的优化方法，具体优化匹配步骤如下：

步骤一：根据二端口网络理论，能够得到端口2→端口1的矩阵A_in为：

$A_{\mathrm{in}}=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right]$

   $=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{\mathrm{j\ωL}12}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{\mathrm{j\ωC}13}\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \mathrm{j\ωC}12& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\ωL}11\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{n}& 0\\ 0& n\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{\mathrm{j\ωC}11}{1+\mathrm{j\ωRC}11}& 1\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中，A₁₁表示端口2具有A矩阵模式的第一元素，A₁₂表示端口2具有A矩阵模式的第二元素，A₂₁表示端口2具有A矩阵模式的第三元素，A₂₂表示端口2具有A矩阵模式的第四元素，j表示虚数的单位，ω表示角频率，L12表示宽带匹配网络中的第二电感，C13表示宽带匹配网络中的第三电容，C12表示宽带匹配网络中的第二电容，L11表示宽带匹配网络中的第一电感，n表示宽带匹配网络中的变压器的变压比，R表示宽带匹配网络中的电阻R10的电阻值，C11表示宽带匹配网络中的第一电容；

端口1→端口2的矩阵A_q为：

$A_q=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}^{\′}& A_{12}^{\′}\\ A_{21}^{\′}& A_{22}^{\′}\end{array}\right]$

   $=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{\mathrm{j\ωC}11}{1+\mathrm{j\ωRC}11}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}n& 0\\ 0& \frac{1}{n}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\ωL}11\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \mathrm{j\ωC}12& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{\mathrm{j\ωC}13}\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{\mathrm{j\ωL}12}& 1\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中，

表示端口1具有A矩阵模式的第一元素，

表示端口1具有A矩阵模式的第二元素，

表示端口1具有A矩阵模式的第三元素，

表示端口1具有A矩阵模式的第四元素；

步骤二：对式(1)根据阻抗变换得到端口2的输入阻抗Z_in：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{A_{11}{Z}_a+A_{12}}{A_{21}{Z}_a+A_{22}}---\left(3\right)$

Z_a表示天线的阻抗值；

步骤三：对式(2)根据阻抗变换得到端口1的策动点阻抗Z_q：

$Z_q=\frac{A_{11}^{\′}{Z}_c+A_{12}^{\′}}{A_{21}^{\′}{Z}_c+A_{22}^{\′}}---\left(4\right)$

Z_c表示同轴电缆的特性阻抗；

步骤四：对式(1)根据双口网络的参量转换关系可以得出端口2的Z矩阵：

$Z=\left[\begin{array}{cc}{Z}_{11}& Z_{12}\\ Z_{21}& Z_{22}\end{array}\right]=\frac{1}{A_{21}}\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& \left|A_{\mathrm{in}}\right|\\ 1& A_{22}\end{array}\right]---\left(5\right)$

式中，Z₁₁表示端口2具有Z矩阵模式的第一元素，Z₁₂表示端口2具有Z矩阵模式的第二元素，Z₂₁表示端口2具有Z矩阵模式的第三元素，Z₂₂表示端口2具有Z矩阵模式的第四元素，|A_in|表示端口2在A矩阵中的行列式，即|A_in|＝A₁₁A₂₂-A₁₂A₂₁；

步骤五：对式(3)根据传输线理论得到端口2的反射系数Γ_in：

${\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}=\frac{Z_{\mathrm{in}}-Z_c}{Z_{\mathrm{in}}+Z_c}---\left(6\right)$

对式(6)根据传输线理论得到端口2的电压驻波比VSWR：

$\mathrm{VSWR}=\frac{1+\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}\right|}{1-\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{in}}\right|}---\left(7\right)$

|Γ_in|表示反射系数Γ_in的模值；

步骤六：对式(5)根据二端口网络理论得到端口2→端口1的转换功率增益TPG：

$\mathrm{TPG}=\underset{i=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\·\·\·,N}{\max }\left\{\frac{P_2\left({\mathrm{\ω}}_i\right)}{P_1\left({\mathrm{\ω}}_i\right)}\right\}$

    $=\underset{i=\mathrm{1,2,3},\·\·\·\·\·\·,N}{\max }\left\{\frac{4{\left|Z_{21}\right|}^2\left(\mathrm{Re}{Z}_c\right)\left(\mathrm{Re}{Z}_a\right)}{{|(Z_{11}+Z_c)(Z_{22}+Z_a)-Z_{12}{Z}_{21}|}^2}\right\}---\left(8\right)$

式中，i表示天线阻抗数据的采集个数，N表示自然数，P₁表示信号源所提供的最大平均资用功率，P₂表示天线负载吸收的平均功率，ω_i表示采集的天线阻抗数据中第i个角频率，ReZ_c表示同轴电缆的特性阻抗实部，ReZ_a表示天线阻抗实部。

2、根据权利要求1所述的电小天线宽带匹配网络的优化匹配设计得到的电小天线宽带匹配网络，其特征在于：该宽带匹配网络包括有R—C附加阻尼网络、L—C网络、变压器TO；R—C附加阻尼网络由电阻R10、第一电容C11组成，电阻R10与第一电容C11串联后并联在天线两端，R—C附加阻尼网络与天线形成负载网络；L—C网络由第一电感L11、第二电感L12、第二电容C12、第三电容C13组成，第一电感L11和第二电容C12形成一级滤波；第一电感L11、第二电容C12和第二电感L12形成二级滤波；天线的1端顺次经变压器TO、第一电感L11、第三电容C13后与同轴电缆的1端连接；天线的2端与同轴电缆的2端连接；变压器TO的3端顺次经第一电感L11、第二电容C12后接入变压器TO的4端；变压器TO的3端顺次经第一电感L11、第三电容C13、第二电感L12后接入变压器TO的4端。

3、根据权利要求2所述的电小天线宽带匹配网络，其特征在于：与电小天线并联的R-C附加阻尼网络可以对电小天线的阻抗进行补偿；变压器可以对负载网络的阻抗进行变换；L-C网络起到滤波匹配作用，使得天线的阻抗值通过R-C附加阻尼网络、变压器和L-C网络后接近同轴线的特性阻抗值，最终达到预定的匹配。

4、根据权利要求2所述的电小天线宽带匹配网络，其特征在于：在变压器TO的副边与同轴电缆接入端之间运用两级滤波的处理方式对天线阻抗进行匹配，使得宽带匹配网络等效电路的结构合理。

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