JP4452628B2 - リアル−タイムでスマート・アンテナ・アレイ・システムを較正する方法 - Google Patents

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Description

本発明は、一般に、無線通信システムのスマート・アンテナ技術に係り、より詳細には、スマート・アンテナ・アレイ・システムをリアル−タイムで較正する方法に関する。
最近の無線通信システムでは、特に符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）無線通信システムでは、スマート・アンテナは最も魅力的な技術の１つである。スマート・アンテナ・アレイ及びデジタル信号処理に基づく技術によって、送信及び受信信号両方の自己適応ビーム形成を実現でき、したがって、システム干渉が大いに低減され、システム容量が高められ、送信電力が低減され、受信感度が向上される。
「スマート・アンテナを備える時分割二重同期式符号分割多重アクセス無線通信システム」という名称の特許文献１では、スマート・アンテナを備える無線通信システム基地局の構造が開示されている。基地局は、１つ以上のアンテナ素子を備えるアンテナ・アレイと、無線周波数（ＲＦ）ケーブルと、対応して接続されたＲＦ送受信機と、を含む。アンテナ・アレイの各アンテナ素子の中のユーザー端末から受信された信号に基づいて、ベースバンド信号プロセッサは、空間ベクトル特性と、アップリンク信号の到着方向（ＤＯＡ）と、を得る。該到着方向から取得された各リンクの重みがダウンリンク送信ビーム形成のために用いられる、このようにして、時分割二重通信の結果と位置付けられる、対称的な無線周波伝播の状況下で、スマート・アンテナのすべての機能が実現される。
スマート・アンテナによって正確に信号を送受信するために、スマート・アンテナ・アレイを構成する、各アンテナ素子、ＲＦケーブル、及び送受信機が、差異なく動作することが保証されなければならない。すなわち、各送受信リンクは同じ振幅及び位相応答を有するべきである。各送受信リンクの振幅及び位相補償の処理及び方法が、本発明に係るスマート・アンテナ較正である。
電子部品、特に能動素子の特性は互いに異なるから、動作周波数及び周辺温度に対する感度は異なり、各送受信リンクの特性における変化は上記理由で異なるので、スマート・アンテナ較正は、基地局が動作中に、周期的に実行されるべきである。
「スマート・アンテナ・アレイを較正する方法及び装置」という名称の公開されている特許文献２では（図１参照）、順に接続された、アンテナ素子２０１と、結合構造２０５と、ＲＦケーブル２０６と、パイロット送受信機２０７と、によって較正リンクが設定されている。結合構造２０５は、スマート・アンテナのすべてのアンテナ素子２０１−１、２０１−２、…、２０１−Ｎによって、ＲＦ結合接続を設定し、ＲＦ信号を、必要に応じて、アレイを構成するすべてのアンテナ素子に配分する。パイロット送受信機２０７は、基地局の他の送受信機２０３−１、２０３−２、…、２０３−Ｎと同じ構造を有し、共通のローカル発振器２０８を使用する。パイロット送受信機２０７は、他の送受信機とコヒーレントに動作し、デジタル・バスを介して、ベースバンド信号プロセッサ２０４と接続する。各アンテナ素子はＲＦケーブルに、さらに、送受信機に接続し、接続されたアンテナ素子と、ＲＦケーブルと、送受信機とは、送信リンク又は受信リンクを形成する。図１のＡc，Ａ1，Ａ2，…，ＡNは、それぞれ、アンテナ素子とＲＦケーブル２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎとの間の接続点を示し、Ｂc，Ｂ1，Ｂ2，…，ＢNは、それぞれ、パイロット送受信機２０７及び無線送受信機２０３−１，２０３−２，…，２０３−Ｎとベースバンド信号プロセッサ２０４との接続点を示す。
較正を実行する時には、最初に、ネットワーク・ベクトル・アナライザを使用して較正リンクを較正し、較正リンクの受信及び送信透過係数をそれぞれ記録し、次に、受信較正及び送信較正をそれぞれ実行する。受信較正では、パイロット送受信機が所与の動作周波数で信号を送信し、基地局内のすべての他のリンクが受信状態に設定される。すべての受信リンクの出力を測定し、各リンクの受信透過係数（ベクトル）と基準リンクの透過係数（ベクトル）との比率を計算する。透過係数の振幅の比率が１に等しい時には、各受信リンクと基準リンクとの位相差を記録する。送信較正では、送受信状態の基地局のリンクの後の一のリンクを他の全てのリンクと同様に同時に設定し、パイロット送受信機は、各所与の動作周波数で各送信リンクの信号をそれぞれ受信し、送信中の各リンクの透過係数（ベクトル）と基準リンクの透過係数（ベクトル）との間の比率を計算し、透過係数の振幅の比率が１に等しい時には、各受信リンクと基準リンクとの位相差を記録する。
上記の特許文献は、送受信較正で使用される較正シーケンス及びベースバンド信号プロセッサによる計算を含む、特有の技術的実行によらないリアル−タイム較正のための方法及び装置の一般的なスキーム、及び、スマート・アンテナが動作中にリアル−タイム較正をどのように実行するか、に関連するのみである。さらに、上述の送信較正は、一度に一のリンクを送信状態にし、すべての他のリンクを受信状態にして実行されるので、迅速なリアル−タイム較正には好ましくない。
中国特許第ＣＮ９７ １０４０３９．７号明細書 中国特許第ＣＮ９９ １１１３５０．０号明細書
本発明の目的は、基地局が動作中にスマート・アンテナ・アレイを周期的に較正して較正されるべきスマート・アンテナ・アレイの送受信リンクについての補償係数を計算する、スマート・アンテナ・アレイのリアル−タイム較正方法及び較正信号を生成する方法を提供することである。
上記目的を達成するための技術的解決策は、次の通りである。スマート・アンテナ・アレイ・システムをリアル−タイムで較正する方法であって、
較正アンテナ素子に対する各アンテナ素子の送信補償係数ｃ k TX 及び受信補償係数Ｃ k RX を得るために、スマート・アンテナ・アレイの各アンテナ素子を事前較正を含み、
送信較正処理において、複数の送信リンクが各較正信号を同時に送信し、較正リンクが該較正信号の結合信号を受信し、ベースバンド信号プロセッサが、各送信リンクの振幅と位相応答とを得るために、前記較正リンクによって受信された前記結合信号を処理し、各送信リンクの振幅及び位相応答並びに前記事前較正で得られた送信補償係数ｃ k TX に基づいて、基地局のすべてのダウンリンク・データを補償するための各送信リンクの補償係数を計算し、
受信較正では、前記較正リンクが較正信号を送信し、受信リンクが該較正信号を同時に受信し、ベースバンド信号プロセッサが、各受信リンクの振幅と位相応答とを得るために、前記受信リンクによって受信された前記較正信号を処理し、各受信リンクの振幅及び位相応答並びに前記事前較正で得られた受信補償係数Ｃ k RX に基づいて、基地局のすべてのアップリンク・データを補償するための各受信リンクの補償係数を計算し、
基本的な較正数列の周期的な循環シフトによって、各アンテナ素子についての較正信号を生成し、該較正信号は良好なアンチ・ホワイト・ノイズ特性を備える較正数列である、
ことを特徴とする。
リアル−タイム受信及び送信較正前の事前較正は、さらに、ネットワーク・ベクトル・アナライザの一端部を較正アンテナ素子に接続し、ネットワーク・ベクトル・アナライザの他の端部を各アンテナ素子に１つずつ接続することと、送信事前較正では、ｋ番目のアンテナ素子が固定レベルデータ信号を送信し、データ信号は較正アンテナ素子によって受信され、各アンテナ素子と較正アンテナ素子との間の送信補償係数ｃk TXが得られ、受信事前較正では、較正アンテナ素子は固定レベルデータ信号を送信し、データ信号はｋ番目のアンテナ素子によって受信され、較正アンテナ素子と各アンテナ素子との間の受信補償係数Ｃk RXが得られる。ｋ＝１，…，Ｎであり、Ｎはアンテナ・アレイ内のアンテナ素子の数である。
事前較正は、スマート・アンテナ・アレイの生成後に実行される。得られた送信及び受信補償係数が記憶される。スマート・アンテナ・アレイが基地局のサイトで取り付けられた後に、事前較正で得られ、記憶された事前較正送信及び受信補償係数は、基地局のベースバンド信号プロセッサ内に入力される。
基本的な較正数列の長さはＷ×Ｎであり、較正数列の長さはＷ×Ｎ＋Ｗ−１である。ここでＮはアンテナ・アレイ内のアンテナ素子の数であり、Ｗは、各送信又は受信リンクについてのチャネル推定のウィンドウ長である。
送信較正及び受信較正は、移動体通信システムのアイドル・ギャップ内で周期的に実行される。
ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおいて、送信較正及び受信較正は、フレーム内のアップリンク・パイロット・タイムスロットとダウンリンク・パイロット・タイムスロットとの間の保護ギャップ（ＧＰ）内で実行される。
送信較正の各送信リンクの補償係数の計算は、最初に、各送信リンクのチャネル・インパルス応答を得ることと、第二に、送受信機を含む各送信リンクと較正リンク・アンテナ素子との間の経路の振幅及び位相応答を計算することと、第三に、振幅及び位相応答を、事前較正で得られた対応するリンクの送信補償係数で乗算し、次に、各リンクの送信補償係数を得ることと、をさらに含む。
受信較正での各受信リンクの補償係数の計算は、最初に、各受信リンクのチャネル・インパルス応答を得ることと、第二に、較正リンク・アンテナ素子を含む各受信リンクと送受信機との間の経路の振幅及び位相応答を計算することと、第三に、振幅及び位相応答を、事前較正で得られた対応するリンクの受信補償係数で乗算し、次に、各リンクの受信補償係数を得ることと、をさらに含む。
本発明の目的を達成するための技術的解決法は、スマート・アンテナ・アレイのリアル−タイム較正のための較正信号を生成する方法を含み、該方法は、基本的な較正数列に周期的な循環シフトを実行することによって較正信号を生成することを含み、さらに、長さＰの基本的な較正数列として二進数列ｍpを採り、較正数列についての複素ベクトルであるｍ pを生成するために数列ｍpに位相等化を実行することと、新しい周期的な複素ベクトルであるｍを得るために周期的にｍ pを展開することと、各アンテナ素子についての較正ベクトルをｍから得ることと、各アンテナ素子についての較正信号を各アンテナ素子についての較正ベクトルから生成することと、を含む。
較正リンクを設定する必要がある、本発明のリアル・タイム較正方法は、較正機能（本発明の背景に記載された）を実現するために、特に、アンテナ素子と、フィーダ・ケーブルと、パイロット送受信機と、から成り、アンテナ・アレイの配送の前に、最初に、較正アンテナ素子に対する各アンテナ素子の補償係数を得るために、アンテナ・アレイを事前較正し、次に、ネットワーク・オペレーション及びメンテナンス装置内に補償係数を記憶し、スマート・アンテナ・アレイのオンサイト取付の後に、補償係数を基地局内にロードする。
基地局が動作中に周期的に実行される較正は、送信較正では、送信リンクは固定レベル較正数列を同時に送信し、較正数列は結合信号として較正リンクによって受信され、受信較正では、較正リンクは固定レベル較正数列を送信し、較正数列は受信リンクによって同時に受信されること、をさらに含む。
リアル−タイム較正が実現できるように、本発明によって提供された計算方法によって受信信号を計算することによって、スマート・アンテナ・アレイの送受信リンクの補償係数を得ることができる。
用いられる固定レベル較正数列は、基本的較正数列への周期的な循環シフトによって生成される。
本発明の方法は、短い計算時間及び単純な制御という利点を有する。それは、高いチップ・レートを有する第三世代移動体通信システムのスマート・アンテナ・アレイに特に適している。
上記解決法は、主として、ＣＤＭＡ無線通信システムに対して提案されているが、本発明の方法は、単純な修正の後に、周波数分割多重アクセス及び時分割多重アクセス無線通信システムに完全に適用可能である。それは、ＴＤＤモードで動作するスマート・アンテナを較正するためにばかりでなく、ＦＤＤモードで動作するスマート・アンテナにも使用可能である。
本発明の方法を用いてスマート・アンテナ・アレイを較正することによって、スマート・アンテナ・アレイのビームは非常に改善されて、送信出力は減少し、スマート・アンテナ技術の良好な実施を生じさせる。
本発明の方法は、受動マイクロ波（無線周波数）ネットワークであるアンテナ・アレイに基づいて提案されている。このアンテナ・アレイの各アンテナ素子と較正アンテナ素子との間の相互結合の特性は、アンテナ・アレイ製品の設計が完了し構造が固定した場合には、所与の動作周波数において変更されないままである。したがって、アンテナ・アレイの配送前には、アンテナ・アレイの各アンテナ素子は、所与の動作周波数において、較正アンテナ素子に対して試験可能であり、あるいは、較正アンテナ素子に対する各アンテナ素子の補償係数を得るために事前較正可能であり、次に、補償数列は、事前較正データとして、ネットワーク管理データベース内に記憶される。アンテナ・アレイがサイトで取り付けられた後には、ネットワーク動作及びＯＭＣ＿Ｒ又はＬＭＴ等のメンテナンス装置によって、基地局にロードされる。このようにして、アンテナ・アレイが動作開始する時に、アンテナ・アレイは、本発明によるリアル・タイム較正方法によって較正可能である。
本発明の方法は、スマート・アンテナを備える一般的な時分割二重（ＴＤＤ）ＣＤＭＡ基地局内で用いることができる。基地局の構成を、図１に示す。基地局は、コヒーレントに動作する、Ｎ個の同一のアンテナ素子２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎと、Ｎ個の同一のフィーダ・ケーブル２０２−１，２０２−２，…，２０２−Ｎと、Ｎ個のＲＦ送受信機２０３−１，２０３−２，…，２０３−Ｎと、適切なベースバンド信号プロセッサ２０４と、を含む。較正を実行するために、較正（基準）リンクも確立され、較正リンクは、ＲＦ結合構造２０５と、較正アンテナ素子２０１と、フィーダ・ケーブル２０６と、パイロット送受信機２０７とから成り、ここでパイロット送受信機２０７は、Ｎ個の送受信機２０３−１，２０３−２，…，２０３−Ｎとコヒーレントに動作し、共通のローカル発振器２０８を使用する。Ｎ個の送受信機２０３−１，２０３−２，…，２０３−Ｎとパイロット送受信機２０７とは、データバスを介して、ベースバンド信号プロセッサ２０４と接続する。
本発明のリアル−タイム較正方法は、次の重要なステップを含む。
「第１のステップ」
スマート・アンテナ・アレイの配送前に、各アンテナ素子の較正アンテナ素子に対する補償係数を得るために、無線周波数（マイクロ波）ネットワーク・ベクトル・アナライザを使用して、各アンテナ素子を事前較正する。
図２を参照する。事前較正では、無線周波数ネットワーク・ベクトル・アナライザ２１の一端部が、較正リンクのアンテナ素子２０１に、点Ａｃを介して接続されており、他端部が、スマート・アンテナ・アレイ２０８のアンテナ素子２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎに、点Ａ1，Ａ2，…，Ａnを介して適切な順序で接続されており、無線周波数ネットワーク・ベクトル・アナライザ２１は、送信及び受信事前較正を、それぞれ実行する。
スマート・アンテナの構造が設計的にいくらか堅固な場合には、相対的な位置の混乱がないと仮定すると、各アンテナ素子２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎと較正アンテナ・ユニット２０１との間のチャネル特性は、固定した動作周波数における環境条件では、全体として変化しない。したがって、無線周波数ネットワーク・ベクトル・アナライザを使用して事前較正を実行することが可能である。
送信事前較正では、固定レベルのデジタル信号が、２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎの各アンテナ素子によってそれぞれ送信され、信号は、較正リンクのアンテナ素子２０１によって受信され、無線周波数ネットワーク・ベクトル・アナライザ２１は、Ａi（ｉ＝１，…，Ｎ）とＡcとの間の送信補償係数ｃi TX（ＴＸは送信を示す）を測定して計算し、これにより、各アンテナ素子２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎと較正アンテナ素子２０１との間の送信補償係数ｃi TXが得られる。受信事前較正では、較正リンクのアンテナ素子２０１は、固定レベルのデジタル信号を送信し、デジタル信号は各アンテナ素子２０１−１，２０１−２，…，２０１−Ｎによって受信され、無線周波数ネットワーク・ベクトル・アナライザ２１はＡcとＡiとの間の受信補償係数ｃi RX（ＲＸは受信を示す）を測定して計算し、これにより、較正アンテナ素子２０１と各アンテナ素子２０１−１，２０１−２，２０１−Ｎとの間の受信補償係数ｃi RXが得られる。
一般的に、ＴＤＤ ＣＤＭＡシステムの基地局では、各送受信機が同じアンテナ素子に接続されているから（すなわち、送信及び受信リンクは共通のアンテナ素子を有する）、各アンテナ素子の測定された送信補償係数は受信補償係数に等しい。すなわちｃi TX＝ｃi RXである。
しかしながら、ＦＤＤ ＣＤＭＡシステムでは、スマート・アンテナ技術が用いられている時には、送信リンクを受信リンクから分離するために、異なるアンテナ・アレイが、送信及び受信それぞれに、一般に使用される。したがって、２つのアンテナ・アレイの各アンテナ素子は、それぞれ、測定及び事前較正されるべきである。
「第２のステップ」
上記の事前較正結果（送信補償係数及び受信補償係数）を、ネットワーク動作及びメンテナンス装置内に、入力する。アンテナ・アレイがサイトで取り付けられた後には、ＯＭＣ＿Ｒ又はＬＭＴ等のネットワーク動作及びメンテナンス装置によってアンテナ・アレイが接続された基地局のベースバンド信号プロセッサにロードされる。
「第３のステップ」
基地局が動作を開始するか又は動作中に実行される。このステップは、較正数列を生成し、送信較正を実行し、受信較正を実行し、送信及び受信補償係数を計算する、ことを含む。
較正数列は、良好なアンチ・ホワイト・ノイズ特性によって選択された基本的な較正数列の周期的な循環シフトによって生成される。基本的な較正数列Ｐの長さはＷ×Ｎである。ここでＮはアンテナ・アレイの動作するアンテナ素子の数であり、Ｗは各リンクのチャネル推定におけるウィンドウ長である。送信及び受信較正を実行する時の較正数列の長さは、Ｗ×Ｎ＋Ｗ−１、すなわちＰ＋Ｗ−１である。
Ｗは各アンテナ素子のハードウェア時間遅延の不整合（通常非常に小さい）のみに関連するから、本発明の方法を使用することによって較正を実施する時の較正期間は非常に短い。較正期間が限定されているいくつかのシステムでは、システムについてのより大きなアンテナ利得を有するために、Ｎはより大きな値を採ることができる。
基本的な較正数列から較正数列を生成するための処理は、次の通りである。
（１）基本的な較正数列として、長さＰの２進数列ｍｖPを採り、ここでｍｖP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）であり、Ｐ＝Ｗ×Ｎ（計算を単純にするために、Ｐとして２の累乗を選ぶ）である。
（２）急な位相変化を避けて較正精度を高めるために、基本的な較正数列ｍｖPの位相等化を実行し、較正数列の複素ベクトルｍｖ Pを生成する（ｍｖ P＝（ｍ 1，ｍ 2，…，ｍ P））。ここで要素ｍ iは数列ｍｖPの対応する要素ｍiから導かれる。ｍ i＝（ｊ）i-1・ｍiであり、（ｉ＝１，…，Ｐ）であり、Ｊは（−１）の平方根である。このようにして、位相等化が実行される。
（３）各アンテナ素子についての較正数列を生成するために、基本的な較正数列が周期的に展開され、新しい複素ベクトルｍｖ（ｍｖ＝（ｍ 1，ｍ 2，…，ｍ imax）＝（ｍ 2，ｍ 3，…，ｍ P，ｍ 1，ｍ 2，…，ｍ P））を得る。
（４）各アンテナ素子の較正数列ベクトルは、この周期的な複素ベクトルから得ることができ、これにより固定レベルの較正信号が生成される。
数列ベクトルｍｖ (k)＝（ｍ 1 (k)，ｍ 2 (k)，…，ｍ Lm (k)），ｋ＝１，…，Ｎ，Ｌｍ＝Ｐ＋Ｗ−１（Ｌｍは、ウィンドウ長、すなわち送信較正数列の長さである）
数列ベクトルの要素ｍ i (k)＝ｍ i+(N-k)W，ｉ＝１，…，Ｌｍおよびｋ＝１，…，Ｎ（ｋは、動作するアンテナ・アレイの任意のアンテナ素子を示す）
同時に、基本的な較正数列に関連するベクトルＳは、本発明のために同様に計算されるべきであり、数列は、送信及び受信較正を実行する時に補償係数を計算するために、定数ベクトルとして、ベースバンド信号プロセッサ内に記憶される。
Ｓ＝１．／ｆｆｔ（ｍｖ p）＝１．／ｆｆｔ（ｍ 1，ｍ 2，…，ｍ P）
ここで、．／はポイント除算(point-division)であり、ｆｆｔは高速フーリエ変換アルゴリズムである。
基本的較正数列を選ぶステップは、Ｓが最小の規準（ｎｏｒｍ）を有し、長さＰを有するようにさせる２進数列を選ぶことに言及する。送信較正は、次のステップを含む。各アンテナ素子は、固定レベルの較正数列を同時に送信し、較正リンクは、結合信号を受信する。本発明によって提供されたアルゴリズムによって、ベースバンド信号プロセッサは較正リンクによって受信された信号データを処理し、各送信リンクの振幅及び位相応答を計算し、次に、事前較正の間に得られた補償係数（送信補償係数）に従って、各送信リンクについての補償係数（振幅及び位相補償を含む）を計算し、それによりベースバンド信号プロセッサにおいて基地局のすべてのダウンリンク・データが補償される。
図１の基地局を例とすると、Ｎ個の送信リンクが、点Ｂk（ｋ＝１，…，Ｎ）において、ある出力レベルで較正数列ベクトルｍｖ (k)を送信する。送受信機２０３−１，…，２０３−Ｎと、フィーダ・ケーブル２０２−１，…，２０２−Ｎと、アンテナ素子２０１−１，…，２０１−Ｎと、アンテナ・アレイ結合構造２０５と、を介して、固定レベルの信号が、較正リンク・アンテナ素子２０１によって受信される。ベースバンド信号プロセッサは、較正リンク（２０１，２０６，及び２０７）から受信データを計算し、各送信リンクＢk→Ａkの振幅及び位相応答を得る。実際は、リンクＢk→Ａk→Ａc→Ｂcの振幅及び位相応答が必要である。経路Ａk→Ａcの振幅及び位相応答が事前較正で得られたから、経路Ｂk→Ａkの振幅及び位相応答のみが計算される必要がある。
アンテナ素子２０１−１，…，２０１−Ｎの各送信較正数列信号が較正リンク・アンテナ・ユニット２０１内で累積された後にベースバンド信号プロセッサから受信された複素ベクトルがＲであると仮定すると、受信数列は、
Ｒ＝（ｒ1，ｒ2，…，ｒl） ｌ＝ｐ＋２×（ｗ−１）
であり、そこから一部が基本的な数列の長さＰと等しい長さで切り取られることができる。すなわち、Ｒ p＝(ｒ 1，ｒ 2，…，ｒ p）。数式Ｒ p＝(ｒw-1，ｒw，…，ｒw+p-2）で示されるように、数列の中央で切断される（種々の切断方法があってもよい）と仮定する。
次の式の演算によって、長さＰのチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）数列を得ることができる（ＣＩＲ＝（ｃ1，ｃ2，…，ｃp）＝ｉｆｆｔ（ｆｆｔ（Ｒ p．Ｓ））。ここで、．はポイント乗算(point multiplication)を示し、ｆｆｔは高速フーリエ変換アルゴリズムを示し、ｉｆｆｔは逆高速フーリエ変換アルゴリズムを示し、Ｓは上述のように得られた定数ベクトルである。
ＣＩＲk＝ｆｍａｘ（ｃw×(k-1)+1，…，ｃw×k），ｋ＝１，…,Ｎを計算する
ｆｍａｘは、ｋ番目の送信リンクのチャネル推定結果ｃw×(k-1)+1〜ｃw×kの間のピークを評価するための補間関数であり(特定値は必要な計算精度による)、ＣＩＲkは、ｋ番目のリンクの経路Ｂk→Ａcの振幅及び位相応答を含む複素数である。
ＣＩＲkを、事前較正で得られたｋ番目のリンクの経路Ａk→Ａcの送信補償係数ｃk TXで乗算し、
ＣＩＲ’k＝ＣＩＲk×ｃk TX，ｋ＝１，…,Ｎ
を得る。ここで、ＣＩＲ’kも複素数であり、ｋ番目のリンクの経路Ｂk→Ａkの振幅及び位相応答を含む。上記振幅及び位相応答を使用することによって、ｋ番目のリンクの送信補償係数が得られる。
受信較正は、次のステップを含む。較正リンク送信が固定レベルの較正数列信号を送信し、数列信号は各受信リンクによって同時に受信される。ベースバンド信号プロセッサが、各受信リンクにおいて、受信データに基づいて、各受信リンクの振幅及び位相応答を計算し、それにより、事前較正で得られた受信補償係数及び各受信リンクの補償係数（振幅及び位相補償を含む）が計算され、得られる。補償係数により、基地局のすべてのダウンリンク・データが、ベースバンド信号プロセッサ内で計算できる。
図１の基地局を例とすると、較正リンク（２０１，２０６及び２０７）は、点Ｂcにおいて、ある出力レベルｍｖ (k)（ｋ＝１，…，Ｎ）で、較正ベクトル信号を送信する。この信号は、結合構造２０５と、アンテナ・アレイ２０１−１の各アンテナ素子と、各フィーダ・ケーブル２０２−１，…，２０２−Ｎと、各送受信機２０３−１，…，２０３−Ｎと、を介して、各受信リンクによって受信される。各受信リンク（Ａk→Ｂk）の振幅及び位相応答を得るために、ベースバンド信号プロセッサ２０４は、各受信リンクから受信されたデータを計算する。実際、経路Ｂc→Ａc→Ａk→Ｂkの振幅及び位相応答が必要であり、経路Ａc→Ａkの振幅及び位相応答が事前較正で得られたから、経路Ａk→Ｂkの振幅及び位相応答のみが計算される必要がある。
Ｒkがベースバンド信号プロセッサ２０４内で受信される各リンクの複素ベクトルであると仮定すると、受信数列は、
Ｒk＝（ｒ1 k，ｒ2 k，…，ｒl k），ｌ＝ｐ＋２×（ｗ−１），ｋ＝１，…，Ｎ
である。
受信数列から、基本的な較正数列Ｐの長さに等しい長さの部分を切り取る（Ｒ P k＝（ｒ 1 k，ｒ 2 k，…，ｒ p k））。式Ｒ p k＝（ｒw-1 k，ｒw k，…，ｒw+p-2 k）（ｋ＝１，…，Ｎ）で示されるように、数列の中央で切断される（種々の切断方法があってもよい）と仮定する。
次の式の演算によって、長さＰのチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）数列を得ることができる。ＣＩＲk＝（ｃ1 k，ｃ2 k，…，ｃp k）＝ｉｆｆｔ（ｆｆｔ（Ｒ p k．Ｓ）、ｋ＝１，…，Ｎである。ここで、．はポイント乗算を示し、ｆｆｔは高速フーリエ変換アルゴリズムを示し、ｉｆｆｔは逆高速フーリエ変換アルゴリズムを示し、Ｓは上述のように得られた定数ベクトルである。
ＣＩＲk＝ｆｍａｘ（ｃ1 k，ｃ2 k，…，ｃp k）（ｋ＝１，…,Ｎ）を計算する。ｆｍａｘは、ｋ番目の受信リンクのチャネル推定結果のｃ1 k〜ｃw×k kの間のピークを評価するための補間関数であり(特定値は、必要な計算精度による)、ＣＩＲkは、ｋ番目のリンクの経路Ｂk→Ａcの振幅及び位相応答を含む複素数である。
ＣＩＲkを、事前較正で得られたｋ番目のリンクの経路Ａc→Ａkの受信補償係数Ｃk RXで乗算し、
ＣＩＲk '＝ＣＩＲk×ｃk RX，ｋ＝１，…,Ｎ
を得る。ここで、ＣＩＲk 'も複素数であり、ｋ番目のリンクの経路Ａk→Ｂkの振幅及び位相応答を含み、これにより、ｋ番目のリンクの受信補償係数が得られる。
補償係数を計算するために本発明で採用されている式は、次の通りである。
最初に、各リンクの平均出力を計算する。これは、送信リンク及び受信リンクそれぞれについて実行される。すなわち、次の式中のＣＩＲk 'は送信較正及び受信較正それぞれの結果である。
Figure 0004452628
 （ａｂｓは振幅関数である）
このようにして、送信補償係数及び受信補償係数は次の式によってそれぞれ計算できる。受信リンクの補償出力を計算している間は、受信リンクの平均出力及び受信較正で得られたＣＩＲ’kを使用し、送信リンクの補償出力を計算している間は、送信リンクの平均出力及び送信較正で得られたＣＩＲ’kを使用する。
Ｃｏｒｒ＿ｆａｃｔｏｒk＝ｓｑｒｔ（Ｍｅａｎ＿ｐｏｗｅｒ）／ＣＩＲk '、
ｋ＝１，…，Ｎ
上記の記載はＴＤＤ ＣＤＭＡ基地局の構造を参照して与えられるが、較正方法は送信較正と受信較正とが独立している。したがって、本発明の方法は、信号を送受信するために異なるスマート・アンテナ・アレイを使用するＦＤＤ ＣＤＭＡ基地局でも実行できる。
本発明では、送受信されたデータは、計算された送信補償係数及び受信補償係数を使用して、ベースバンド信号プロセッサによって、それぞれ補償される。このようにして、スマート・アンテナ・アレイのリアル−タイム較正のソフトウェアによる実施が実現される。
実際には、移動体通信システムは、常にフルロードで動作するわけではない。リアル・タイム較正のために使用できるいくつかのアイドル・ギャップが常にある。第三世代移動体通信システムであるＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムについては、フレーム内のアップリンク・パイロット・タイムスロット（ＵｐＰＴＳ）とダウンリンク・パイロット・タイムスロット（ＤｗＰＴＳ）との間のギャップ期間（ＧＰ）を、リアル−タイム較正に使用できる。
本発明による較正は、基地局が動作している間に、周期的に実行できる。
基本原理を理解しているスマート・アンテナ較正の分野の当業者であれば、本発明の方法を参照することによって、スマート・アンテナ・アレイのリアル・タイム較正を容易に実行できる。
Figure 0004452628
較正リンクを含むスマート・アンテナ・アレイを備える基地局の構成の概略図である。 スマート・アンテナ・アレイの事前較正のレイアウトの概略図である。

Claims (12)

  1. スマート・アンテナ・アレイ・システムをリアル−タイムで較正する方法であって、
    較正アンテナ素子に対する各アンテナ素子の送信補償係数ｃk TX及び受信補償係数Ｃk RXを得るために、スマート・アンテナ・アレイの各アンテナ素子の事前較正を含み、
    送信較正処理において、複数の送信リンクが各較正信号を同時に送信し、較正リンクが該較正信号の結合信号を受信し、ベースバンド信号プロセッサが、各送信リンクの振幅と位相応答とを得るために、前記較正リンクによって受信された前記結合信号を処理し、各送信リンクの振幅及び位相応答並びに前記事前較正で得られた送信補償係数ｃk TXに基づいて、基地局のすべてのダウンリンク・データを補償するための各送信リンクの補償係数を計算し、
    受信較正処理では、前記較正リンクが較正信号を送信し、受信リンクが該較正信号を同時に受信し、ベースバンド信号プロセッサが、各受信リンクの振幅と位相応答とを得るために、前記受信リンクによって受信された前記較正信号を処理し、各受信リンクの振幅及び位相応答並びに前記事前較正で得られた受信補償係数Ｃk RXに基づいて、基地局のすべてのアップリンク・データを補償するための各受信リンクの補償係数を計算し、
    基本的な較正数列の周期的な循環シフトによって、各アンテナ素子についての較正信号を生成し、該較正信号は良好なアンチ・ホワイト・ノイズ特性を備える較正数列であり、
    前記送信較正における各送信リンクの補償係数を計算することが、さらに、
    前記較正リンクＲによって受信された結合信号の複素ベクトルＲ＝（ｒ 1 ，ｒ 2 ，…，ｒ l ）（ｌ＝Ｐ＋２×（ｗ−ｌ）、Ｐ＝ｗ×Ｎは前記基本的な較正数列の長さを示し、Ｎは前記スマート・アンテナ・アレイの前記アンテナ素子の数であり、ｗは各送信リンクのチャネル推定におけるウィンドウ長である）を得ることと、
    前記ベクトルから前記基本的な較正数列Ｐの長さに等しい長さの部分Ｒ p ＝（ｒ 1 ，ｒ 2 ，…ｒ p ）を切り取ることと、
    式ＣＩＲ＝（ｃ 1 ，ｃ 2 ，…，ｃ p ）＝ｉｆｆｔ（ｆｆｔ（Ｒ P ．Ｓ））（Ｓは定数ベクトルである）を使用して長さＰのチャネル・インパルス応答数列を計算し、式ＣＩＲ k ＝（ｃ 1 k ，ｃ 2 k ，…，ｃ p k ）＝ｉｆｆｔ（ｆｆｔ（Ｒ P k ．Ｓ）（ｋ＝１，…，Ｎ、Ｓは定数ベクトルである）を使用して長さＰのチャネル・インパルス応答数列を計算することと、
    ｋ番目の送信リンクのチャネル推定結果ｃ w × (k-l)+1 〜ｃ w × k の間のピーク値の補間関数を計算し（ＣＩＲ k ＝ｆｍａｘ（ｃ w × (k-l)+1 ，…，ｃ w × k ）、前記較正リンクの前記送信機と前記アンテナ素子との間の経路を含むｋ番目（ｋ＝１，…，Ｎ）の振幅及び位相応答を得ることと、
    前記事前較正で得られたｋ番目のリンクの前記送信補償係数ｃ k TX でＣＩＲ k を乗算し、前記送信機と前記アンテナ素子との間の経路を含むｋ番目のリンクの振幅及び位相応答を得ることと（ＣＩＲ' k ＝ＣＩＲ k ×ｃ k TX 、ｋ＝１，…，Ｎ）、
    次の式によって送信リンクの平均出力を計算することと、
    Figure 0004452628
     式Ｃｏｒｒ＿ｆａｃｔｏｒ k ＝ｓｑｒｔ（Ｍｅａｎ＿ｐｏｗｅｒ）／ＣＩＲ' k （ｓｑｒｔ（）は平方根関数を示す）によって各送信リンクの送信補償係数を計算することと、
    を含む、
    ことを特徴とする、
    方法。
  2. 前記リアル−タイム受信及び送信較正を実行する前の前記事前較正が、さらに、
    ネットワーク・ベクトル・アナライザの一端部を前記較正アンテナ素子に、ネットワーク・ベクトル・アナライザの他の端部を各アンテナ素子に１つずつ、接続することと、
    前記送信事前較正では、ｋ番目のアンテナ素子が固定レベルデータ信号を順次送信し、前記較正アンテナ素子が前記信号を受信し、次に、各アンテナ素子と前記較正アンテナ素子との間の送信補償係数ｃk TXを得ることと、
    前記受信事前較正では、前記較正アンテナ素子が固定レベルデータ信号を送信し、ｋ番目のアンテナ素子が前記信号を受信し、次に、前記較正アンテナ素子と各アンテナ素子との間の受信補償係数Ｃk RX（ｋ＝１，…，Ｎであり、Ｎはアンテナ・アレイ内のアンテナ素子の数である）を得ることと、
    を含む、
    請求項１に記載の方法。
  3. 基本的な較正数列の周期的な循環シフトによる較正信号の生成が、さらに、
    基本的較正数列として、長さＰの二進数列ｍpを採ることと、
    較正数列の複素ベクトルｍpを生成するために、数列ｍpに位相等化を実行することと、
    新しい周期的な複素ベクトルｍを得るために、ｍpを周期的に展開することと、
    前記ｍから各アンテナ素子についての較正ベクトルを得ることと、
    各アンテナ素子についての前記較正ベクトルから、各アンテナ素子についての前記較正信号を生成することと、
    を含む、
    請求項１に記載の方法。
  4. 前記Ｐが２の累乗として選ばれる、請求項３に記載の方法。
  5. 前記送信較正及び前記受信較正が移動体通信システムのアイドル・ギャップ内で周期的に実行される、請求項１に記載の方法。
  6. ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおいて、前記送信較正及び前記受信較正が、フレーム内のアップリンク・パイロット・タイムスロットとダウンリンク・パイロット・タイムスロットとの間のガード周期内で周期的に実行される、請求項１に記載の方法。
  7. 前記ベクトルから前記基本的な較正数列Ｐの長さに等しい長さの部分Ｒp＝（ｒ1，ｒ2，…ｒp）を切り取ることが、式Ｒp＝（ｒw-1，ｒw，…，ｒw+p-2）によって表される数列の一部を切り取ることによって実行される、請求項１に記載の方法。
  8. 定数ベクトルＳが式Ｓ＝１．／ｆｆｔ（ｍｖP）＝１．／ｆｆｔ（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）によって計算され、前記較正数列の複素ベクトルｍｖP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）が基本的な較正数列ｍｖP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）への位相等化によって生成され、前記数列の要素がｍi＝（ｊ）i-1・ｍiであり、ｉ＝１，…，Ｐ、Ｐ＝ｗ×Ｎが前記基本的な較正数列の長さを示し、Ｎが前記スマート・アンテナ・アレイのアンテナ素子の数であり、ｗが各送信リンクのチャネル推定のウィンドウ長である、請求項１に記載の方法。
  9. スマート・アンテナ・アレイ・システムをリアル−タイムで較正する方法であって、
    較正アンテナ素子に対する各アンテナ素子の送信補償係数ｃk TX及び受信補償係数Ｃk RXを得るために、スマート・アンテナ・アレイの各アンテナ素子の事前較正を含み、
    送信較正処理において、複数の送信リンクが各較正信号を同時に送信し、較正リンクが該較正信号の結合信号を受信し、ベースバンド信号プロセッサが、各送信リンクの振幅と位相応答とを得るために、前記較正リンクによって受信された前記結合信号を処理し、各送信リンクの振幅及び位相応答並びに前記事前較正で得られた送信補償係数ｃk TXに基づいて、基地局のすべてのダウンリンク・データを補償するための各送信リンクの補償係数を計算し、
    受信較正処理では、前記較正リンクが較正信号を送信し、受信リンクが該較正信号を同時に受信し、ベースバンド信号プロセッサが、各受信リンクの振幅と位相応答とを得るために、前記受信リンクによって受信された前記較正信号を処理し、各受信リンクの振幅及び位相応答並びに前記事前較正で得られた受信補償係数Ｃk RXに基づいて、基地局のすべてのアップリンク・データを補償するための各受信リンクの補償係数を計算し、
    基本的な較正数列の周期的な循環シフトによって、各アンテナ素子についての較正信号を生成し、該較正信号は良好なアンチ・ホワイト・ノイズ特性を備える較正数列であり、
    前記受信較正における各受信リンクの前記補償係数を計算することが、さらに、
    各受信リンクによって受信された信号の複素ベクトル数列Ｒ k ＝（ｒ 1 k ，ｒ 2 k ，…，ｒ l k ）を得ることと（ｌ＝Ｐ＋２×（ｗ−１）、ｋ＝１，…，Ｎ、Ｐ＝ｗ×Ｎは基本的な較正数列の長さを示し、Ｎは前記スマート・アンテナ・アレイのアンテナ素子の数であり、ｗは各受信リンクのチャネル推定のウィンドウ長である）、
    前記基本的な較正数列Ｐの長さに等しい長さの部分Ｒ P k ＝（ｒ 1 k ，ｒ 2 k ，…ｒ p k ）（ｋ＝１，…，Ｎ）を前記数列から切り取ることと、
    式ＣＩＲ k ＝（ｃ 1 k ，ｃ 2 k ，…，ｃ p k ）＝ｉｆｆｔ（ｆｆｔ（Ｒ p k ．Ｓ））（ｋ＝１，…，Ｎ、Ｓは定数ベクトルである）によって、長さＰのチャネル・インパルス応答数列を得ることと、
    ｋ番目の受信リンクのチャネル推定結果ｃ 1 k 〜ｃ w × k k の間のピーク値の補間関数を、ＣＩＲ k ＝ｆｍａｘ（ｃ 1 k ，ｃ 2 k ，…，ｃ p k ) （ｋ＝１，…，Ｎ）によって計算し、前記較正リンクの前記アンテナ素子と前記ＲＦ受信機との間の経路を含むｋ番目の受信リンクの前記振幅及び位相応答を得ることと、
    ＣＩＲ k を前記事前較正で得られたｋ番目のリンクの受信補償係数Ｃ k RX で乗算し、前記アンテナ素子と前記ＲＦ受信機との間の経路を含むｋ番目の受信リンクの振幅及び位相応答を得ることと（ＣＩＲ' k ＝ＣＩＲ k ×ｃ k RX 、ｋ＝１，…，Ｎ）、
    次の式で受信リンクの平均出力を計算することと、
    Figure 0004452628
     式Ｃｏｒｒ＿ｆａｃｔｏｒ k ＝ｓｑｒｔ（Ｍｅａｎ＿ｐｏｗｅｒ）／ＣＩＲ' k （ｋ＝１，…，Ｎであり、ｓｑｒｔ（）は平方根関数を示す）によって各受信リンクの受信補償係数を計算することと、
    を含む、
    ことを特徴とする、
    方法。
  10. 前記基本的な較正数列Ｐの長さに等しい長さの部分を前記数列から切り取ることが、式Ｒk p＝（ｒw-1 k，ｒw k，…，ｒw+p-2 k）（ｋ＝１，…，Ｎ）によって表される数列の一部を切り取ることによって実行される、
    請求項９に記載の方法。
  11. 前記定数ベクトルＳが式Ｓ＝１．／ｆｆｔ（ｍｖP）＝１．／ｆｆｔ（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）によって計算され、前記較正数列の複素ベクトルｍｖP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）が基本的な較正数列ｍP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）への位相等化によって生成され、前記数列の要素がｍi＝（ｊ）i-1・ｍi（ｉ＝１，…，Ｐ）であり、Ｐ＝ｗ×Ｎが前記基本的な較正数列の長さを示し、Ｎが前記スマート・アンテナ・アレイの前記アンテナ素子の数であり、ｗが各受信リンクのチャネル推定のウィンドウ長である、
    請求項９に記載の方法。
  12. 前記較正信号は、
    基本的な較正数列として、長さＰの二進数列ｍp（ｍｖP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）（Ｐ＝ｗ×Ｎ、Ｎは前記スマート・アンテナ・アレイの前記アンテナ素子の数であり、ｗは各送信又は受信リンクのチャネル推定のウィンドウ長である））を採ることと、
    前記数列ｍpに位相等化を実行し、較正数列の複素ベクトルｍp（ｍｖP＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍP）、数列の要素ｍi＝（ｊ）i-1・ｍi、ｉ＝１，…，Ｐ、ｊは−１の平方根である）を生成することと、
    ｍpを周期的に展開し、新しい周期的な複素ベクトルｍ（ｍｖ＝（ｍ1，ｍ2，…，ｍimax）＝（ｍ2，ｍ3，…，ｍp，ｍ1，ｍ2，…，ｍp））を得ることと、
    前記周期的な複素ベクトルｍから各アンテナ素子についての長さＬｍ＝Ｐ+ｗ−１の較正数列ベクトル（ｍｖ(k)＝（ｍ1 (k)，ｍ2 (k)，…，ｍLm (k)） 、ｋ＝１，…，Ｎ）及び前記較正数列ベクトルの要素ｍi (k)＝ｍi+(N-k)W（ｉ＝１，…，Ｌｍ、ｋ＝１，…，Ｎ）を得ることと、
    較正要求に基づいて、前記較正数列ベクトルから固定出力の信号の較正数列を生成することと、
    により生成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
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