KR20050089853A - 스마트 안테나 어레이 시스템의 실시간 교정 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스마트 안테나 어레이 시스템을 실시간으로 교정하기 위한 방법에 관한 것이다. 교정 안테나 소자에 관한 각각의 안테나 소자의 송신 및 수신 보상 계수는 설치 이전에 스마트 안테나의 사전 교정 처리에 의해 획득된다. 안테나 어레이를 설치한 후, 송신용 교정에 있어서, 복수 개의 송신 링크가 교정 신호를 동시에 송신하고, 기저대역 신호 처리기가 교정 링크에 의해 수신된 교정 신호에 따라 각 송신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하며, 사전 교정 처리에서 얻은 송신용 보상 계수와 함께 각 송신 링크의 보상 계수를 계산하여 기지국의 다운링크 데이터를 보상하고; 수신용 교정에 있어서, 교정 링크는 신호의 교정 시퀀스를 송신하며, 기저대역 신호 처리기는 수신 링크에 의해 수신된 신호에 기초하여 각 수신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하고, 사전 교정에서 얻은 수신용 보상 계수와 함께 각 수신 링크의 보상 계수를 계산하여 기지국의 업링크 데이터를 보상한다. 각 안테나 소자의 교정 신호는 기본 교정 시퀀스를 주기적으로 순환 시프트함으로써 생성된다.

Description

스마트 안테나 어레이 시스템의 실시간 교정 방법{A METHOD FOR CALIBRATING SMART ANTENNA ARRAY SYSTEMS IN REAL TIME}
본 발명은 무선 통신 시스템의 스마트 안테나 기술에 관한 것으로서, 더 구체적으로는 스마트 안테나 어레이 시스템을 실시간으로 교정하는 방법에 관한 것이다.
최근의 무선 통신 시스템, 특히 코드분할 다중접속(CDMA) 무선 통신 시스템 분야에서는, 스마트 안테나가 가장 흥미를 끄는 기술이 되고 있다. 스마트 안테나 어레이와 디지털 신호 처리에 기초한 기술에 의해, 무선 기지국은 송신용 신호와 수신용 신호의 자기 적응형 빔 형성(self-adaptive beam forming)을 달성함으로써, 시스템의 간섭을 감소시키고, 시스템의 용량을 증가시키며, 송신 전력을 감소시키고, 수신 감도를 증가시키게 된다.
"A Time-Division Duplex Synchronous Code Division Multiple Access Wireless Communication System with Smart Antenna"(스마트 안테나를 구비한 시분할 이중화 동기형 코드분할 다중접속 무선 통신 시스템)란 명칭의 중국특허(CN 97 104039.7)에는, 스마트 안테나를 갖춘 무선 통신 시스템의 기지국에 대한 구성이 개시되어 있다. 기지국은 하나 이상의 안테나 소자, 무선 주파수(RF) 케이블 및 이에 대응하여 연결된 RF 트랜시버를 구비한 안테나 어레이를 포함하고 있다. 안테나 어레이의 각각의 안테나 소자에서의 사용자 단말기로부터 수신된 신호에 따라, 기저대역 신호 처리기는 업링크 신호의 도달 방향(DOA: direction of arrival)과 공간 벡터 특성을 획득할 수 있으며, 이 업링크 신호로부터 획득되는 모든 링크의 웨이트가 다운링크 송신용 빔 형성을 위하여 채택된다. 이에 의하면, 시분할 이중화 통신의 결과로서 특정된 대칭 무선 전파의 환경에서 스마트 안테나의 모든 기능이 달성된다.
스마트 안테나를 이용하여 신호를 정확하게 송신 및 수신하기 위해서는, 스마트 안테나 어레이가 구비하는 모든 안테나 소자, RF 케이블 및 트랜시버가 차이가 나지 않도록, 즉 모든 송신용 및 수신용 링크가 동일한 진폭과 위상 응답을 가지고 동작하도록 하는 것이 보장되어야 한다. 각각의 송신용 및 수신용 링크의 진폭 및 위상 보상(compensation)을 위한 과정과 방법이 본 발명에 의한 스마트 안테나 교정 방법이다.
전자 소자, 특히 능동 소자의 특징은 서로 상이하기 때문에, 동작 주파수와 주변 온도에 대한 이들의 감도가 달라지게 되며, 이러한 이유 때문에 모든 송신용 및 수신용 링크의 특징의 변화량도 달라지게 되므로, 스마트 안테나 교정은 기지국이 동작 중인 동안 주기적으로 수행되어야 한다.
"A method and apparatus for calibrating a smart antenna array"(스마트 안테나 어레이를 교정하기 위한 방법 및 장치)란 명칭의 중국특허(CN 99 111350.0)도 1 참조)에는, 안테나 소자(201), 결합 구조체(205), RF 케이블(206) 및 파일럿 트랜시버가 순차적으로 접속된 구성에 의해 교정용 링크가 설정되도록 되어 있다. 결합 구조체(205)는 스마트 안테나의 모든 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)와 RF 결합을 구성하고, RF 신호를 필요에 따라 어레이를 구성하는 모든 안테나 소자에 할당한다. 파일럿 트랜시버(207)는 기지국의 다른 트랜시버(203-1, 203-2, ... 203-N)와 동일한 구조를 가지며, 공용의 국부 발진기(208)를 이용한다. 파일럿 트랜시버(207)는 다른 파일럿 트랜시버와 서로 밀접하게 관련하여 동작하며, 디지털 버스를 통하여 기저대역 신호 처리기(204)에 접속된다. 각각의 안테나 소자는 RF 케이블과 트랜시버에 접속되며, 접속된 안테나 소자, RF 케이블 및 트랜시버는 송신용 링크 또는 수신용 링크를 형성하게 된다. 도 1에서의 AC, A1, A2, ... AN은 안테나 소자와 RF 케이블(201-1, 201-2, ... 201-N) 사이의 접속점을 각각 나타내고, BC, B1, B2, ... BN은 파일럿 트랜시버(207) 및 무선 트랜시버(203-1, 203-2, ... 203-N)와 기저대역 신호 처리기(204) 사이의 접속점을 각각 나타낸다.
교정(calibration)을 수행할 때는, 먼저 네트워크 벡터 분석기를 이용하여 교정 링크를 교정하고, 교정 링크의 수신용 및 송신용 전송 계수를 기록한 후, 수신용 교정과 송신용 교정을 각각 수행한다. 수신용 교정에 있어서, 파일럿 트랜시버는 주어진 사용 주파수(working frequency)에서 신호를 송신하고, 기지국에서의 모든 다른 링크는 수신 상태로 설정된다. 모든 수신 링크의 출력을 측정하고, 기준 링크의 전송 계수(벡터)에 대한 각 링크의 수신용 전송 계수(벡터)의 비율을 계산한다. 전송 계수의 진폭 비율이 1이 되면, 기준 링크로부터 각각의 수신 링크의 위상차를 기록한다. 송신용 교정에 있어서는, 송신 상태에서 하나의 링크 다음에 다른 하나의 링크를 설정하고, 모든 다른 링크는 동일 시간에 폐쇄 상태로 설정하며, 파일럿 트랜시버는 주어진 사용 주파수에서 각각의 송신 링크의 신호를 수신하여, 기준 링크의 전송 계수(벡터)에 대한 송신 동안의 각 링크의 전송 계수(벡터)의 비율을 계산할 것이다. 전송 계수의 진폭 비율이 1이 되면, 기준 링크로부터 모든 수신 링크의 위상차를 기록한다.
상기 언급한 특허는 실시간 교정을 위한 방법 및 장치의 일반적인 개요에 대한 설명만 있으며 특별한 공학적인 구현에 대해서는 설명이 되어 있지 않고, 아울러 송신 및 수신 교정에 이용되는 교정 시퀀스, 기저대역 신호 처리기에 의한 계산, 및 스마트 안테나가 동작 중일 때 실시간으로 교정을 수행하는 방법에 대해서도 설명되어 있지 않다. 또한, 상기 설명한 바와 같은 송신 교정은 다른 모든 링크가 수신 상태인 경우에서 송신 상태에 있는 하나의 링크에 대해서만 수행되기 때문에, 고속의 실시간 교정에는 바람직하지 않다.
도 1은 교정 링크를 구비하는 스마트 안테나 어레이를 갖춘 기지국의 구성을 나타내는 개략도.
도 2는 스마트 안테나 어레이의 사전 교정(pre-calibration)의 레이아웃을 나타내는 개략도.
본 발명의 목적은 기지국이 동작 중일 때 스마트 안테나 어레이를 주기적으로 계산하고, 교정해야 하는 스마트 안테나 어레이의 송신 및 수신 링크에 대한 보상 계수(compensation coefficient)를 계산하기 위하여, 스마트 안테나 어레이에 대한 실시간 교정 방법과 교정 신호를 생성하는 방법을 제공하는 것이다.
이러한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 기술적인 해결책은 다음과 같다.
스마트 안테나 어레이 시스템을 실시간으로 교정하는 방법으로서, 복수 개의 송신 링크가 교정 신호를 동시에 송신하고, 송신된 신호를 조합한 신호를 교정 링크가 수신하는 송신용 교정 단계와; 상기 교정 링크가 교정 신호를 송신하고, 동시에 수신 링크가 교정 신호를 수신하는 수신용 교정 단계와; 상기 교정 링크에 의해 수신된 상기 조합 신호와 상기 수신 링크에 의해 수신된 신호를 기저대역 신호 처리기가 처리하여, 상기 스마트 안테나 어레이의 각각의 수신 링크 및 송신 링크의 보상 계수를 획득하는 단계와; 실시간 송신용 교정 단계 및 수신용 교정 단계를 수행하기 전에, 상기 스마트 안테나 어레이의 각각의 안테나 소자에 대해 사전 교정 처리를 행함으로써, 상기 교정 안테나 소자에 대해 각 안테나 소자의 수신용 보상 계수 Ck RX와 송신용 보상 계수 Ck TX를 획득하는 단계를 포함하며,
A. 각각의 안테나 소자에 대하여 기본 교정 시퀀스의 주기적인 순환 시프트를 행하여 상기 교정 신호를 생성하고, 상기 교정 신호는 화이트 노이즈를 유효하게 방지하는 특징을 가진 교정 시퀀스에 해당하며;
B. 상기 송신용 교정 단계에서, 상기 기저대역 신호 처리기는 교정 링크에 의해 수신된 조합 신호에 기초하여 각 송신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하고, 각 송신 링크의 상기 진폭 및 위상 응답에 기초한 각 송신 링크의 보상 계수와 상기 사전 교정에서 획득한 송신용 보상 계수 Ck TX를 계산하여, 상기 기지국의 모든 다운링크 데이터를 보상하며,
C. 상기 수신용 교정 단계에서, 상기 기저대역 신호 처리기는 각각의 수신 링크의 수신한 신호에 기초하여 각 수신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하고, 각 수신 링크의 상기 진폭 및 위상 응답에 기초한 각 송신 링크의 보상 계수와 상기 사전 교정에서 획득한 수신용 보상 계수 Ck RX를 계산하여, 상기 기지국의 모든 업링크 데이터를 보상하는 것을 특징으로 하는 방법.
실시간 수신 교정과 송신 교정을 수행하기 이전의 사전 교정 처리는, 네트워크 벡터 분석기의 한쪽 단부를 상기 교정 안테나 소자에 접속하고 상기 네트워크 벡터 분석기의 다른쪽 단부를 각각의 안테나 소자에 하나씩 접속시키는 단계를 포함하며, 상기 송신용 교정에서, k번째 안테나 소자는 고정된 레벨의 데이터 신호를 순차적으로 송신하고, 상기 교정 안테나 소자는 상기 신호를 수신하여, 상기 각각의 안테나 소자와 교정 안테나 소자 사이에서 송신용 보상 계수 Ck TX를 획득하며, 상기 수신용 교정에서, 상기 교정 안테나 소자는 고정된 레벨의 데이터 신호를 송신하고, k번째 안테나 소자는 상기 신호를 수신하여, 상기 교정 안테나 소자와 각각의 안테나 소자 사이에서 수신용 보상 계수 Ck RX를 획득하며, k는 1, ... N이며, N은 상기 안테나 어레이 내의 안테나 소자의 개수인 것을 특징으로 한다.
사전 교정은 스마트 안테나 어레이의 생성 이후에 수행된다. 획득한 송신용 및 수신용 보상 계수는 저장될 것이다. 스마트 안테나 어레이가 기지국의 적절한 위치에 설치된 후, 사전 교정 처리 단계에서 저장된 사전 교정의 송신용 및 수신용 보상 계수가 기지국의 기저대역 신호 처리기에 입력된다.
기본 교정 시퀀스의 길이는 W×N이며, 교정 시퀀스의 길이는 W×N+W-1이며, 여기서 W는 안테나 어레이에서의 안테나 소자의 개수이며, W는 송신 링크 또는 수신 링크에 대한 채널 추청에서의 윈도우 길이이다.
송신용 교정 및 수신용 교정은 이동 통신 시스템의 유휴 기간에서 주기적으로 수행된다.
TD-SCDMA 시스템에서, 송신용 교정과 수신용 교정은 업링크 파일럿 타임슬롯과 다운링크 파일럿 타임슬롯 사이의 보호 갭(GP)에서 에서 프레임 단위로 수행된다.
상기 단계 B에서의 송신용 교정에서 각각의 송신 링크의 보상 계수를 계산하는 단계는, 각 송신 링크의 채널 임펄스 응답을 획득하는 단계와; 트랜시버와 교정 링크 안테나 소자를 포함하여 각 송신 링크 사이에서의 경로의 진폭 및 위상 응답을 계산하는 단계와; 사전 교정에서 획득한 대응 링크의 송신용 보상 계수에 진폭 및 위상 응답을 승산하여, 각 링크의 송신용 보상 계수를 획득하는 단계를 포함한다.
상기 단계 C에서 수신용 교정에서의 각 수신 링크의 보상 계수를 계산하는 단계는, 각 수신 링크의 채널 임펄스 응답을 획득하는 단계와; 트랜시버와 교정 링크 안테나 소자를 포함하여 각 수신 링크 사이에서의 경로의 진폭 및 위상 응답을 계산하는 단계와; 사전 교정에서 획득한 대응 링크의 수신용 보상 계수에 진폭 및 위상 응답을 승산하여, 각 링크의 수신용 보상 계수를 획득하는 단계를 포함한다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 기술적 해결책은, 스마트 안테나 어레이의 실시간 교정을 위한 교정 신호를 생성하는 방법으로서, 기본 교정 시퀀스에 대해 주기적으로 순환 시프트시킴으로써 교정 신호르 생성하고, 길이 P를 갖는 기본 교정 시퀀스로서 이진 시퀀스 mp를 이용하며, 시퀀스 mp에 대한 위상 균등화를 수행하여 교정 시퀀스를 위한 복소 벡터 를 생성하는 단계와;를 주기적으로 확장하여 새로운 주기적 복소 벡터 을 획득하는 단계와; 으로부터 각 안테나 소자에 대한 교정 벡터를 획득하는 단계와; 각 안테나 소자에 대한 교정 벡터로부터 각 안테나 소자에 대한 교정 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시간 교정 방법은 안테나 소자, 급전 케이블 및 파일럿 트랜시버를 구성하는 교정 기능(배경 기술에서 설명한 것과 같음)을 실현하기 위하여 교정 링크를 특별하게 설정할 필요가 있다. 안테나 어레이를 출하하기 전에, 교정 안테나 소자에 대한 각 안테나 소자의 보상 계수를 획득하기 위하여 안테나 어레이를 사전 교정 처리하고; 보상 계수를 네트워크 동작 및 관리 장비에 저장하며, 스마트 안테나 어레이를 적절한 위치에 설치한 후 보상 계수를 기지국에 로딩한다.
교정은 기지국이 동작 중일 때 주기적으로 수행되며, 송신 교정에 있어서, 송신 링크는 그 조합 신호로서 교정 링크에 의해 수신되는 고정된 레벨의 교정 시퀀스를 동시에 송신하고, 수신 교정에 있어서, 교정 링크는 수신 링크에 의해 동시에 수신되는 고정된 레벨의 교정 시퀀스를 송신한다.
본 발명의 계산 방법에 따라 수신 신호를 계산함으로써, 스마트 안테나 어레이의 송신 및 수신 링크의 보상 계수를 획득하여, 실시간 교정을 달성할 수 있게 된다.
이용되는 고정된 레벨의 교정 시퀀스는 기본 교정 시퀀스에 대한 주기적 순환 시프트에 의해 발생된다.
본 발명의 방법은 계산 시간이 짧고 제어가 단순하다는 이점을 갖는다. 특히, 칩 레이트가 높은 3세대 이동 통신 시스템에서의 스마트 안테나 어레이에 적합한다.
앞서 설명한 해결책이 CDMA 무선 통신 시스템을 위한 것으로 설명되어 있지만, 본 발명의 방법은 단순한 변경으로 주파수 분할 다중접속 및 시분할 다중 액세스 무선 통신 시스템에도 완전히 적용할 수 있다. TDD 모드에서 동작하는 스마트 안테나를 교정하는 것뿐만 아니라 FDD 모드에서 동작하는 스마트 안테나에도 이용 가능하다.
본 발명의 방법을 이용하여 스마트 안테나를 교정함으로써, 스마트 안테나 어레이의 빔이 향상되며, 송신 파워가 감소하게 되어, 양호한 스마트 안테나 기술의 구현이 가능하게 된다.
본 발명의 방법은 수동 마이크로파(무선 주파수) 네트워크에 해당하는 안테나 어레이에 기초를 두고 있다. 이러한 안테나 어레이의 각각의 안테나 소자와 교정 안테나 소자 사이의 상호 결합의 특징은, 안테나 어레이 제품의 설계가 완료되고 그 구조가 확정되면, 주어진 사용 주파수에서 변경이 이루어지지 않게 된다는 것이다. 따라서, 안테나 어레이를 출하하기 전에, 안테나 어레이의 각각의 안테나 소자를 주어진 사용 주파수에서 교정용 안테나 소자와 비교하여 검사하거나 사전 교정(pre-calibration)을 행하여, 네트워크 관리 데이터베이스에 사전 교정용 데이터로서 저장되는 교정용 안테나 소자에 대한 각 안테나 소자의 보상 계수를 얻을 수 있다. 안테나 어레이를 적절하게 설치한 후에는, OMC_R 또는 LMT 등의 네트워크 동작 및 관리 장비에 의해 기지국에 안테나 어레이 사전 교정용 데이터가 로딩된다. 이에 의하면, 안테나 어레이가 동작을 개시했을 때 본 발명에 따른 실시간 교정 방법을 이용하여 안테나 어레이를 교정할 수 있게 된다.
본 발명의 방법은 스마트 안테나를 구비한 통상적인 시분할 이중화(TDD) CDMA 기지국에서 이용될 수 있다. 기지국의 구성은 도 1에 도시되어 있다. 기지국은 N개의 동일한 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)와, N개의 동일한 급전 케이블(202-1, 202-2, ... 202-N)과, 서로 밀접하게 관련하여 동작하는 N개의 RF 트랜시버(203-1, 203-2, ... 203-N)와, 적절한 기저대역 신호 처리기(204)를 구비한다. 교정을 수행하기 위하여, 교정(기준) 링크가 설정되며, RF 결합 구조체(205), 교정 안테나 소자(201), 급전 케이블(206) 및 파일럿 트랜시버(207)를 구비하며, 파일럿 트랜시버(207)는 N개의 트랜시버(203-1, 203-2, ... 203-N)와 밀접하게 관련하여 동작하며, 공통의 국부 발진기(208)를 이용한다. N개의 트랜시버(203-1, 203-2, ... 203-N)와 파일럿 트랜시버(207)는 데이터 버스를 통해 기저대역 신호 처리기(204)에 접속된다.
본 발명의 실시간 교정 방법은 다음의 중요 단계를 포함한다.
제1 단계 : 스마트 안테나 어레이를 출하하기 전에, 무선 주파수(마이크로파) 네트워크 벡터 분석기를 이용하여 각각의 안테나 소자를 사전 교정(pre-calibrating)함으로써, 교정 안테나 소자에 대한 각각의 안테나 소자의 보상 계수(compensation coefficient)를 획득한다.
도 2에 있어서, 사전 교정을 수행함에 있어서, 무선 주파수 네트워크 벡터 분석기(21)의 일단에 포인트(Ac)를 통하여 교정 링크(201)의 안테나 소자에 접속되며, 무선 주파수 네트워크 벡터 분석기(21)의 타단에 포인트(A1, A2, ... AN)를 통하여 적절한 순서로 스마트 안테나 어레이(208)의 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)에 접속되어, 무선 주파수 벡터 분석기(21)는 송신용 및 수신용 사전 교정을 각각 수행하게 된다.
스마트 안테나의 구조가 유효하게 설계되어 있는 경우, 각각의 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)와 교정 안테나부(201) 사이의 채널 특징은 고정된 사용 주파수에서의 환경 조건에서 전체적으로 변경 없이 유지된다는 것을 알 수 있으며, 상대적인 위치의 혼란이 없다. 따라서, 무선 주파수 네트워크 벡터 분석기를 이용하여 사전 교정 측정을 수행하는 것이 가능하게 된다.
송신용 사전 교정에 있어서는, 고정된 레벨의 디지털 신호가 각각의 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)에 의해 송신되고, 이 신호는 교정 링크(201)의 안테나 소자에 의해 수신되며, 무선 주파수 네트워크 벡터 분석기(21)는 Ai(i=1, ... N)와 Ac 사이의 송신용 보상 계수 Ci TX를 측정하여 계산함으로써, 각각의 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)와 교정 안테나 소자(201) 사이의 송신용 보상 계수 Ci TX가 얻어진다. 수신용 사전 교정에 있어서는, 교정 링크(201)의 안테나 소자가 고정된 레벨의 디지털 신호를 송신하며, 이 신호는 각각의 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N)에 의해 수신되고, 무선 주파수 네트워크 벡터 분석기(21)는 Ac와 Ai(i=1, ... N) 사이의 수신용 보상 계수 Ci RX(RX는 수신을 나타냄)를 측정하여 계산함으로써, 교정 안테나 소자(201)와 각각의 안테나 소자(201-1, 201-2, ... 201-N) 사이의 수신용 보상 계수 Ci RX가 얻어진다.
일반적으로, TDD CDMA 시스템의 기지국에서, 각각의 트랜시버는 동일한 안테나 소자에 접속되기 때문에(즉, 송신용 링크와 수신용 링크는 공통의 안테나 소자를 가짐), 각 안테나 소자의 측정된 송신용 보상 계수는 수신용 보상 계수와 같게 된다. 즉 Ci TX = Ci RX 가 된다.
그러나, FDD CDMA 시스템에 있어서, 스마트 안테나 기술을 채택한 경우, 송신용 링크를 수신용 링크로부터 분리시키기 위하여, 송신용의 안테나 어레이와 수신용의 안테나 어레이를 다른 것을 사용하는 것이 일반적이다. 따라서, 2개의 안테나 어레이의 각각의 안테나 소자는 각각 측정 및 사전 교정되어야 한다.
제2 단계 : 네트워크 동작 및 관리 장비에 상기 사전 교정의 결과(송신용 보상 계수 및 수신용 보상 계수)를 입력시키는 것. 안테나 어레이를 적절한 위치에 설치한 후, 안테나 어레이 보상 계수는, OMC_R 또는 LMT 등의 네트워크 동작 및 관리 장비에 안테나 어레이가 접속되는 기지국의 기저대역 신호 처리기에 로딩된다.
제3 단계는 기지국이 동작을 개시하거나 동작 중일 때 수행된다. 이 단계는, 교정 시퀀스를 생성하는 단계와; 송신용 교정을 수행하는 단계와; 수신용 교정을 수행하는 단계와; 송신용 보상 계수와 수신용 보상 계수를 계산하는 단계를 포함한다.
교정 시퀀스는 화이트 노이즈를 유효하게 방지하는 특징에 의해 선택된 기본적인 교정 시퀀스의 주기적인 순환 시프트(periodic cycling shift)에 의해 생성된다. 기본적인 교정 시퀀스 P의 길이는 W×N이며, 여기서 N은 안테나 어레이의 동작 중인 안테나 소자의 개수이고, W는 각 링크의 채널 추정에서의 윈도우 길이(window length)이다. 송신용 및 수신용 교정을 수행할 때의 교정 시퀀스의 길이는 W×N+W-1, 즉 P+W-1이다.
W는 각 안테나 소자의 하드웨어 시간 지연(일반적으로 매우 작음)이 불일치하는 경우에만 관련되기 때문에, 교정 기간은 본 발명의 방법을 이용함으로써 교정을 수행할 때 매우 짧게 된다. 교정 기간이 제한되는 일부 실시예에 있어서, N은 시스템에 대한 더 큰 안테나 이득을 얻기 위하여 더 큰 값을 취할 수 있다.
기본적인 교정 시퀀스로부터 교정 시퀀스를 생성하기 위한 과정은 다음과 같다.
(1) 기본적인 교정 시퀀스로서 P의 길이를 이용하여 이진 시퀀스 mp를 얻는다. 여기서, mp = (m1, m2, ..., mp), P = W×N(2의 제곱을 선택하여 계산을 간단하게 함).
(2) 급격한 위상 변경을 피하고, 교정의 정확성을 증가시키기 위하여, 기본적인 교정 시퀀스 mp의 위상 균등화를 행하여, 교정 시퀀스의 복소 벡터를 생성한다. 여기서 = (m1, m2, ..., mp) 이며, 는 시퀀스 mp의 대응 요소 mi로부터 유도되며,, (i=1, ... P), j는 (-1)의 제곱근이며, 이에 의하여 위상 균등화가 구현된다.
(3) 각각의 안테나 소자에 대한 교정 시퀀스를 생성하기 위하여, 기본적인 교정 시퀀스가 주기적으로 확장됨으로써, 새로운 복소 벡터 를 얻게 된다.
(4) 각 안테나 소자의 교정 시퀀스 벡터는 이러한 주기적인 복소 벡터로부터 얻을 수 있으며, 이에 따라 고정된 레벨의 교정 신호가 생성된다.
시퀀스 벡터 ,
Lm = P+W-1(Lm은 윈도우 길이, 즉 송신용 교정 시퀀스의 길이임).
시퀀스 벡터 의 엘리먼트로서, i는 1, ..., Lm이고, k는 1, ... N(k는 동작 중인 안테나 어레이의 임의의 안테나 소자를 나타냄)이다.
이와 동시에, 기본적인 교정 시퀀스에 관련된 벡터 S도 마찬가지로 본 발명에 대하여 계산되어야 하며, 송신용 및 수신용 교정을 수행할 때 보상 계수를 계산하기 위한 상수 벡터로서 기저대역 신호 처리기에 저장된다.
여기서, ./는 소수점 분할을 나타내며, fft는 고속 푸리에 변환 알고리즘을 나타낸다.
기본 교정 시퀀스를 선택하는 단계는 벡터 S가 최소의 기준과 길이 P를 갖도록 하는 이진 시퀀스를 선택하는 단계를 참조한다.
송신용 교정은 다음의 단계를 포함한다. 각각의 안테나 소자는 고정된 레벨의 교정 시퀀스를 동시에 송신하고, 교정 링크는 조합된 신호를 수신한다. 본 발명에 의해 제공된 알고리즘을 이용하여, 기저대역 신호 처리기는 교정 링크에 의해 수신된 신호 데이터를 처리하며, 각각의 송신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하고, 사전 교정 동안 얻어진 보상 계수(송신용 보상 계수)에 따른 각각의 송신 링크에 대한 보상 계수(진폭과 위상 보상을 포함)를 계산하는데, 사전 교정에 의해 기지국의 모든 다운링크 데이터가 기저대역 신호 처리기에서 보상된다.
도 1에 도시된 기지국에서, 일례로서 N개의 송신용 링크는 포인트 Bk (k=1, ... N)에서 소정의 파워 레벨로 교정 시퀀스 벡터 를 송신한다. 고정된 레벨의 신호는, 트랜시버(203-1, 203-2, ... 203-N), 급전 케이블(202-1, ... 202-N), 안테나 소자(201-1, ... 201-N), 및 안테나 어레이 결합 구조체(205)를 통해, 교정 링크 안테나 소자(201)에 의해 수신된다. 기저대역 신호 처리기는 교정 링크(201, 206, 207)로부터 수신된 데이터를 계산하여, 각각의 송신용 링크 Bk -> Ak 의 진폭 및 위상 응답을 획득할 수 있다. 사실상, 링크 Bk -> Ak -> Ac -> Bc의 진폭 및 위상 응답이 필요하다. 경로 Ak -> Ac의 진폭 및 위상 응답은 사전 교정의 수행시에 얻어진 것이며, 경로 Bk -> Ak는 계산할 필요가 있다.
안테나 소자(201-1, ... 201-N)의 각각의 송신용 교정 시퀀스 신호가 교정 링크 안테나부(201)에서 누적된 후에, R이 기저대역 신호 처리기로부터 수신된 복소 벡터라고 하면, 수신 시퀀스는 다음과 같이 된다.
R = (r1, r2, ..., rl), l = p+2×(w-1)
이 식으로부터 기본적인 시퀀스 P의 길이와 동일한 길이를 갖는 섹션, 을 인터셉트 처리한다. 이러한 인터셉트 처리(interception)는 이하의 식에서 나타내는 바와 같이 시퀀스의 중간(여러 가지 방법의 입터셉트가 가능함)에서 이루어진다고 가정한다.
길이가 P인 채널 임펄스 응답(CIR) 시퀀스는 다음의 식을 동작시킴으로써 얻을 수 있다.
.
여기서, . 은 소수점 승산을 나타내며, fft는 고속 푸리에 변환 알고리즘을 나타내고, ifft는 역 고속 푸리에 변환 알고리즘을 나타내며, S는 상기 설명한 바와 같이 얻어진 상수 벡터이다.
을 계산한다.
fmax는 k번째 송신 링크의 채널 추정 결과 C w×(k-1)+1 ~ Cw ×k 사이의 피크를 평가하기 위한 보간 함수이다(특정의 값은 요구되는 계산의 정확성에 따라 달라진다). CIRk는 k번째 링크의 경로 Bk -> Ak의 진폭과 위상 응답을 구성하는 복소수이다.
사전 교정에서 얻어진 k번째 링크의 경로 Ak -> Ac의 송신용 보상 계수 Ck TX에 CIRk를 승산하면, 다음 식이 얻어진다.
CIRk = CIRk ×Ck TX, k = 1, ... N
여기서, CIRk는 k번째 링크의 Bk -> Ak의 진폭 및 위상 응답을 포함하는 복소수이다. 상기 진폭과 위상 응답을 이용하여, k번째 링크의 송신용 보상 계수를 얻을 수 있다.
수신 교정은 다음의 단계를 포함한다. 교정 링크는 고정된 레벨의 교정 시퀀스 신호를 송신하고, 이와 동시에 각각의 수신 링크에 의해 수신된다. 기저대역 신호 처리기는 각각의 수신 링크에서 수신된 데이터에 기초하여 각각의 수신 링크의 진폭과 위상 응답을 계산하며, 이에 의하여, 각 수신 링크의 보상 계수(진폭과 위상 보상을 포함)를 사전 교정함에 있어서 획득된 수신용 보상 계수가 계산되어 얻어진다. 이러한 보상 계수를 이용하여, 기지국의 모든 다운링크 데이터가 기저대역 신호 처리기에서 보상될 수 있다.
일예로서, 도 1의 기지국에 있어서, 교정 링크(201, 206, 207)는 포인트 Bc에서 소정의 파워 레벨 (k=1, ...N)을 가진 교정 벡터 신호를 송신한다. 신호는 결합 구조체(205), 안테나 어레이(201-1, ... 201-N), 각각의 급전 케이블(202-1, ... 202-N), 각각의 트랜시버(203-1,.. 203-N)를 통해 각각의 수신 링크에 의해 수신된다. 기저대역 신호 처리기(204)는 각각의 수신 링크로부터 수신된 데이터를 계산하여, 각각의 수신 링크(Ak -> Bk)의 진폭과 위상 응답을 얻을 수 있다. 사실상, 경로 Bc --> Ac --> Ak --> Bk의 진폭과 위상 응답이 필요하게 되는데, 이는 경로 Ac --> Ak의 진폭과 위상 응답이 사전 교정에서 얻어졌기 때문에, 경로 Ak -> Bk의 진폭 및 위상 응답만 계산하면 된다.
Rk를 기저대역 신호 처리기(204)에서 수신된 각 링크의 복소 벡터라 하면, 수신 시퀀스는 다음과 같이 된다.
Rk = (r1 k, r2 k, ..., rl k), 1 p+2×(w-1), k = 1, ... N.
기본적인 교정 시퀀스 P의 길이와 동일한 길이를 갖는 수신 시퀀스로부터 소정의 섹션
을 인터셉트 처리한다.
이러한 인터셉트 처리(interception)는 다음의 식에서 나타내는 바와 같이 시퀀스의 중간(다양한 방식의 인터셉트가 가능함)에서 이루어지는 것으로 한다.
, k = 1, ... N.
길이가 P인 채널 임펄스 응답(CIR)은 다음의 식을 동작시킴으로써 얻을 수 있다. , k = 1, ... N
여기서, . 은 소수점 승산을 나타내며, fft는 고속 푸리에 변환 알고리즘을 나타내고, ifft는 역 고속 푸리에 변환 알고리즘을 나타내며, S는 상기 설명한 바와 같이 얻어진 상수 벡터이다.
fmax는 k번째 수신 링크의 채널 추정 결과 C1 k ~ Cw × k k 사이의 피크를 평가하기 위한 보간 함수이다(특정의 값은 요구되는 계산의 정확성에 따라 달라진다). CIRk는 k번째 링크의 경로 Bk -> Ac의 진폭과 위상 응답을 구성하는 복소수이다.
사전 교정에서 얻어진 k번째 링크의 경로 Ac -> Ak의 수신용 보상 계수 Ck RX에 CIRk를 승산하면, 다음 식이 얻어진다.
CIRk = CIRk ×Ck RX, k = 1, ... N
여기서, CIRk는 k번째 링크의 Bk -> Ak의 진폭 및 위상 응답을 포함하는 복소수이다. 상기 진폭과 위상 응답을 이용하여, k번째 링크의 송신용 보상 계수를 얻을 수 있다.
보상 계수를 계산하기 위하여 본 발명에서 채택한 식은 다음과 같다.
먼저, 각 링크의 평균 파워(mean power)를 계산하고, 이 값이 송신용 링크와 수신용 링크에 대해 각각 실행된다. 즉, 다음 식에서 CIRk가 각각 송신용 교정과 수신용 교정의 결과이다.
(abs는 진폭 함수)
이에 의하여, 송신용 보상 계수와 수신용 보상 계수가 다음의 식에 의해 각각 계산될 수 있다. 수신용 링크의 보상 파워를 계산하는 동안, 수신용 교정에서 얻어진 CIRk와 수신용 링크의 평균 파워를 이용하고, 송신용 링크의 보상 파워를 계산하는 동안 송신용 교정에서 얻어진 CIRk와 송신용 링크의 평균 파워를 이용한다.
, k = 1,... N
TDD CDMA 기지국의 구조를 참조하여 설명하고 있지만, 교정 방법은 송신용 교정과 수신용 교정에 관계없이 적용되며, 본 발명의 방법은 신호를 송신 및 수신하기 위해 상이한 스마트 안테나 어레이를 이용하는 FDD CDMA 기지국에서도 구현될 수 있다.
본 발명에 있어서, 송신 및 수신된 데이터는 계산된 수신용 보상 계수와 송신용 보상 계수를 이용하는 기저대역 신호에 의해 각각 보상된다. 따라서, 스마트 안테나 어레이의 실시간 교정의 소프트웨어 교정이 달성된다.
실질적으로, 이동 통신 시스템은 항상 완전한 로딩 상태에서 동작하지는 않을 것이다. 실시간 교정을 위해 이용될 수 있는 일부 유휴 기간(idle gap)이 항상 존재할 것이다. TD-SCDMA 시스템인, 3세대 이동 통신 시스템의 경우에는, 업링크 파일럿 타임슬롯(UpPTS)과 다운링크 파일럿 타임슬롯(DwPTS) 사이의 개드 피리어드(Gad Period: GP)는 실시간 교정을 위하여 프레임 단위로 이용될 수 있다.
본 발명의 방법에 의한 교정은 기지국이 동작 중일 때 주기적으로 수행될 수 있다.
스마트 안테나 교정의 기본적인 원리를 알고 있는 당업자라면, 본 발명의 방법을 이용하여 스마트 안테나 어레이의 실시간 교정을 용이하게 구현할 수 있다.

Claims (13)

  1. 스마트 안테나 어레이 시스템을 실시간으로 교정하는 방법으로서,
    복수 개의 송신 링크가 교정 신호를 동시에 송신하고, 송신된 신호를 조합한 신호를 교정 링크가 수신하는 송신용 교정 단계와;
    상기 교정 링크가 교정 신호를 송신하고, 동시에 수신 링크가 교정 신호를 수신하는 수신용 교정 단계와;
    상기 교정 링크에 의해 수신된 상기 조합 신호와 상기 수신 링크에 의해 수신된 신호를 기저대역 신호 처리기가 처리하여, 상기 스마트 안테나 어레이의 각각의 수신 링크 및 송신 링크의 보상 계수를 획득하는 단계와;
    실시간 송신용 교정 단계 및 수신용 교정 단계를 수행하기 전에, 상기 스마트 안테나 어레이의 각각의 안테나 소자에 대해 사전 교정 처리를 행함으로써, 상기 교정 안테나 소자에 대해 각 안테나 소자의 수신용 보상 계수 Ck RX와 송신용 보상 계수 Ck TX를 획득하는 단계
    를 포함하며,
    A. 각각의 안테나 소자에 대하여 기본 교정 시퀀스의 주기적인 순환 시프트를 행하여 상기 교정 신호를 생성하고, 상기 교정 신호는 화이트 노이즈를 유효하게 방지하는 특징을 가진 교정 시퀀스에 해당하며;
    B. 상기 송신용 교정 단계에서, 상기 기저대역 신호 처리기는 교정 링크에 의해 수신된 조합 신호에 기초하여 각 송신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하고, 각 송신 링크의 상기 진폭 및 위상 응답에 기초한 각 송신 링크의 보상 계수와 상기 사전 교정에서 획득한 송신용 보상 계수 Ck TX를 계산하여, 상기 기지국의 모든 다운링크 데이터를 보상하며,
    C. 상기 수신용 교정 단계에서, 상기 기저대역 신호 처리기는 각각의 수신 링크의 수신한 신호에 기초하여 각 수신 링크의 진폭 및 위상 응답을 계산하고, 각 수신 링크의 상기 진폭 및 위상 응답에 기초한 각 송신 링크의 보상 계수와 상기 사전 교정에서 획득한 수신용 보상 계수 Ck RX를 계산하여, 상기 기지국의 모든 업링크 데이터를 보상하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 실시간 수신 교정과 송신 교정을 수행하기 이전의 사전 교정 처리는, 네트워크 벡터 분석기의 한쪽 단부를 상기 교정 안테나 소자에 접속하고 상기 네트워크 벡터 분석기의 다른쪽 단부를 각각의 안테나 소자에 하나씩 접속시키는 단계를 포함하며,
    상기 송신용 교정에서, k번째 안테나 소자는 고정된 레벨의 데이터 신호를 순차적으로 송신하고, 상기 교정 안테나 소자는 상기 신호를 수신하여, 상기 각각의 안테나 소자와 교정 안테나 소자 사이에서 송신용 보상 계수 Ck TX를 획득하며,
    상기 수신용 교정에서, 상기 교정 안테나 소자는 고정된 레벨의 데이터 신호를 송신하고, k번째 안테나 소자는 상기 신호를 수신하여, 상기 교정 안테나 소자와 각각의 안테나 소자 사이에서 수신용 보상 계수 Ck RX를 획득하며, k는 1, ... N이며, N은 상기 안테나 어레이 내의 안테나 소자의 개수인 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 단계 A에서, 상기 기본 교정 시퀀스를 주기적으로 순환 시프트함으로써 교정 신호를 생성하는 단계는,
    길이가 P인 이진 시퀀스 mp를 기본 교정 시퀀스로서 이용하는 단계와;
    상기 이진 시퀀스 mp에 대하여 위상 균등화를 수행하여 교정 시퀀스의 복소 벡터를 생성하는 단계와;
    상기 교정 시퀀스를 주기적으로 확장하여 새로운 주기적 복소 벡터 을 획득하는 단계와;
    상기 주기적 복소 벡터 으로부터 각각의 안테나 소자에 대한 교정 벡터를 획득하는 단계와;
    각각의 안테나 소자에 대한 교정 벡터로부터 각각우ㅏ 안테나 소자에 대한 상기 교정 신호를 생성하는 단계
    를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 P는 2의 제곱으로서 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 단계 B와 단계 C에서의 송신용 교정과 수신용 교정은 이동 통신 시스템의 유휴 기간에서 주기적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    TD-SCDMA 시스템에서, 상기 단계 B와 단계 C에서의 송신용 교정과 수신용 교정은 업링크 파일럿 타임슬롯과 다운링크 파일럿 타임슬롯 사이의 보호 기간에서 프레임 단위로 주기적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 단계 B에서의 송신용 교정에서 각각의 송신 링크의 보상 계수를 계산하는 단계는,
    b1. 상기 교정 링크에 의해 수신된 조합 신호의 복소 벡터 R = (r1, r2, ..., rl)를 획득하는 단계로서, 상기 l=P+2×(w-1)이고, P = w×N 은 상기 기본 교정 시퀀스의 길이를 나타내며, N은 스마트 안테나 어레이의 안테나 소자의 개수를 나타내고, w는 각 송신 링크의 채널 추정의 윈도우 길이를 나타내는 복소 벡터 획득 단계와;
    b2. 상기 벡터로부터 상기 기본 교정 시퀀스 P의 길이와 동일한 길이를 갖는 섹션 을 추출하는 단계와;
    b3. 식 을 이용하여 길이 P를 갖는 채널 임펄스 응답 시퀀스를 계산하고, 상기 식에서 S는 상수 벡터이며, 식 를 이용하여 길이 P를 갖는 채널 임펄스 응답 시퀀스를 계산하는데, 상기 식에서 k=1, ... N이고, S는 상수 벡터인 채널 임펄스 응답 시퀀스 계산 단계와;
    b4. 상기 k번째 송신 링크의 채널 추정 결과 Cw×(k-1)+1 ~ Cw×k 사이에서의 피크값의 보간 함수 CIRk = fmax(Cw×(k-1)+1, ..., Cw×k)를 계산하고, 상기 교정 링크의 안테나 소자와 송신기 사이의 경로를 포함하는 상기 k번째 링크의 진폭 및 위상 응답을 획득하는 단계와;
    b5. 상기 사전 교정에서 얻은 k번째 링크의 송신용 보상 계수 Ck TX를 CIRk 에 승산하여, 상기 송신기와 안테나 소자 사이의 경로를 포함하는 k번째 링크의 진폭 및 위상 응답
    CIR'k = CIRk×Ck TX, 여기서 k = 1, ..., N
    을 획득하는 단계와;
    b6. 식 을 이용하여 송신 링크의 평균 파워를 계산하는 단계와;
    b7. 식 을 이용하여 각 송신 링크의 송신용 보상 계수를 계산하는 단계로서, 상기 식에서 sqrt()는 제곱근 함수를 나타내는 보상 계수 계산 단계
    를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 단계 b2는 식 에 의해 표현되는 바와 같이 상기 시퀀스의 일부를 인터셉트 처리함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 단계 b3에서의 상수 벡터 S는 식 에 의해 계산되고, 여기서 상기 교정 시퀀스의 복소 벡터 는 기본 교정 시퀀스 mp =(m1, m2, ... mp)에 대한 위상 균등화에 의해 생성되고, 상기 시퀀스 의 엘리먼트로서, i는 1, ... P이고, P = w×N은 상기 기본 교정 시퀀스의 길이를 나타내며, N은 스마트 안테나 어레이의 안테나 소자의 수이고, w는 각 송신 링크의 채널 추정값에서의 윈도우 길이를 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 단계 C에서 수신 교정에서의 각각의 수신 링크의 보상 계수를 계산하는 단계는,
    c1. 각각의 수신 링크에 의해 수신된 신호의 복소 벡터 시퀀스 Rk = (r1 k, r2 k, ... rl k)를 획득하는 단계로서, l=P+2×(w-1)이고, k는 1, ... N이며, P = w×N은 기본 교정 시퀀스의 길이를 나타내며, N은 스마트 안테나 어레이의 안테나 소자의 개수이고, w는 각각의 수신 링크의 채널 추정값의 윈도우 길이인 복소 벡터 시퀀스 획득 단계와;
    c2. 상기 시퀀스로부터 상기 기본 교정 시퀀스 P의 길이와 동일한 길이를 갖는 섹션 을 인터셉트 처리하는 단계로서, k는 1, ... N인 인터셉트 처리 단계와;
    c3. 식 에 의해 길이 P를 갖는 채널 임펄스 응답 시퀀스를 획득하는 단계로서, k=1, ... N이고, S는 상수 벡터인 채널 임펄스 응답 시퀀스 획득 단계와;
    c4. 를 가진 k번째 수신 링크의 채널 추정 결과 C1 k ~ Cw×k k 사이의 피크값의 보간 함수를 계산하고, 교정 링크의 안테나 소자와 RF 수신기 사이의 경로를 포함하는 k번째 수신 링크의 진폭 및 위상 응답을 획득하는 단계로서, 여기서 k는 1, ... N인 보간 함수 계산 단계와;
    c5. 상기 사전 교정에서 획득한 k번째 링크의 수신용 보상 계수 Ck RX를 CIRk에 승산하여, 상기 안테나 소자와 RF 수신기 사이의 경로를 포함하는 k번째 수신 링크의 진폭 및 위상 응답
    CIR'k = CIRk×Ck RX, k = 1, ... N
    을 획득하는 단계와;
    c6. 식을 이용하여 수신 링크의 평균 파워
    를 계산하는 단계와;
    c7. 식 을 이용하여 각 수신 링크의 수신용 보상 계수를 계산하는 단계로서, k = 1, ... N이고, sqrt()는 제곱근 함수를 나타내는 보상 계수 계산 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 단계 c2는 식 에 의해 표현되는 바와 같이 상기 시퀀스의 일부를 인터셉트 처리함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 단계 c3에서 상기 상수 벡터 S는 식 를 이용하여 계산되며, 상기 교정 시퀀스 의 복소 벡터는 기본 교정 시퀀스 mp = (m1, m2, ..., mp)에 대한 위상 균등화에 의해 생성되고,
    시퀀스 의 엘리먼트로서, i = 1, ... P이고, P=w×N은 기본 교정 시퀀스의 길이를 나타내며, N은 스마트 안테나 어레이의 안테나 소자의 개수이고, w는 각 수신 링크의 채널 추정의 윈도우 길이를 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 기본 교정 시퀀스를 주기적으로 순환 시프트함으로써 스마트 안테나 어레이의 실시간 교정을 위한 신호의 교정 시퀀스를 생성하는 방법으로서,
    a1. 기본 교정 시퀀스로서 길이 P를 갖는 이진 시퀀스 mp를 이용하는 단계로서, mp = (m1, m2, ... mp), 여기서 P = w×N이고, N은 스마트 안테나 어레이의 안테나 소자의 개수이며, w는 각각의 송신 또는 수신 링크의 채널 추정의 윈도우 길이를 나타내는 이진 시퀀스 mp의 이용 단계와;
    a2. 상기 시퀀스 mp에 대한 위상 균등화를 수행하는 단계로서, 상기 교정 시퀀스 의 복소 벡터 를 생성하고, 여기서 시퀀스 의 엘리먼트로서 i = 1, ... P이고, j는 -1의 제곱근인 위상 균등화 수행 단계와;
    a3. 를 주기적으로 확장하고, 새로운 주기적 복소 벡터 , 을 획득하는 단계와;
    a4. 주기적 복소 벡터 으로부터 각 안테나 소자에 대한 길이 Lm=P+w-1의 길이를 갖는 교정 시퀀스 벡터를 획득하는 단계로서, , 여기서 k=1, ...N이고, 교정 시퀀스 벡터 의 엘리먼트로서, i=1, ... Lm이고, k = 1, ... N인 교정 시퀀스 벡터 획득 단계와;
    a5. 교정 요구에 기초하여 상기 교정 시퀀스 벡터로부터 고정된 파워를 가진 신호의 교정 시퀀스를 생성하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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