KR20090101916A - 무선 이동 통신 시스템에서 송신 효율을 개선하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 이동 통신 시스템에서 송신 효율을 개선하는 방법 및 장치

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KR20090101916A
KR20090101916A KR1020097013953A KR20097013953A KR20090101916A KR 20090101916 A KR20090101916 A KR 20090101916A KR 1020097013953 A KR1020097013953 A KR 1020097013953A KR 20097013953 A KR20097013953 A KR 20097013953A KR 20090101916 A KR20090101916 A KR 20090101916A
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요나스 비. 카를손
보 괴란손
다비드 아스틀리
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텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
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Abstract

주파수 대역 내에서 무선 신호들을 송신하도록 적응된 2 이상의 송신 기기들(114)을 갖는 하나 이상의 무선 장치(105, 120)를 포함하는 무선 이동통신 시스템(100)의 성능을 개선하는 방법 및 장치가 개시된다. 상기 방법은 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들에 기반하여 2 이상의 송신 기기들의 상대적인 시간 지연을 도출하는 단계(220)를 포함하며, 서브대역 송신 가중치 벡터는 상기 주파수 대역의 서브 대역에서, 2 이상의 송신 기기들 각각에 적용 가능한 가중치 벡터들을 포함한다.

Description

무선 이동 통신 시스템에서 송신 효율을 개선하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR IMPROVING TRANSMISSION EFFICIENCY IN A MOBILE RADIO COMMUNICATIONS SYSTEM}
본 발명은 일반적으로 무선 이동 통신의 분야에 관한 것으로, 특히 하나 이상의 송신 안테나를 갖는 무선 장치들에 관한 것이다.
많은 무선 이동 통신 시스템에서, 송신 다이버시티(diversity)는 무선 기지국으로부터 사용자 기기(user equipment)로 무선 신호를 송신하는데 유리한 환경을 조성하기 위해서 사용된다. 2개 이상의 상이한 안테나들로부터 신호를 송신함으로써, 무선 기지국으로부터 사용자 기기까지 하나 이상의 송신 경로가 생성되고, 따라서 페이딩(fading) 등으로 인한 데이터의 손실할 위험성은 감소할 것이다. 더욱이, 하나 이상의 안테나들이 상관되는 안테나들에 대해 서로 충분히 가까운 거리에 위치되는 경우에 희망하는 신호 빔 형상(beam shape)은 상기 안테나들을 사용함으로써 달성될 수 있다.
송신 다이버시티를 이용한 시스템에서, 무선 기지국은 일반적으로 각각의 송신 안테나들로부터 소정의 파일럿 신호(pilot signal)를 송신하며, 이 파일럿 신호들은 사용자 기기에 의해서 인지된다. 수신된 파일럿 신호들을 측정하고 상기 측정된 파일럿 신호들을 인지된 송신 파일럿 신호들을 비교함으로써, 사용자 기기는 각각의 송신 안테나에 대한 이른바 송신 가중치(transmit weight)를 결정할 수 있다. 송신 가중치는 통상적으로 복소수이며, 송신 신호 및 수신 신호, 또는 사용자 기기에 의해 수신된 2개의 상이한 신호들 사이의 위상 및 진폭 차이를 표시한다. 이후에 이 송신 가중치들은 무선 기지국으로 피드백(feed back)되고, 신호들이 상이한 송신 안테나들로부터 이동할 때 기지국은 상기 신호에 대한 송신 경로의 차이를 보상하기 위해 송신 가중치들을 이용할 수 있다.
EP1453223에, 복수의 안테나들을 포함하는 송신 다이버시티 시스템이 개시된다. 복수의 안테나들은 복수의 안테나 그룹들로 분할된다. 공동 파일럿 신호는 각 그룹에 포함되는 기준 안테나를 통해 송신된다.
본 발명 및 본 발명의 이점에 대한 보다 완전한 이해를 위해 이제 첨부 도면과 함께 다음 설명이 언급될 것이며:
도 1a는 하나 이상의 송신 안테나를 갖는 무선 기지국을 포함하는 무선 이동 통신 시스템을 개략적으로 도시한다.
도 1b는 하나 이상의 송신 안테나를 갖는 사용자 기기를 포함하는 무선 이동 통신 시스템을 개략적으로 도시한다.
도 2는 본 발명의 방법의 한 실시예를 개략적으로 도시한 흐름도이다.
도 3a는 본 발명의 한 실시예에 따른 시간 지연 신호 생성기의 개략적인 도면이다.
도 3b는 본 발명의 한 실시예에 따른 시간 지역 신호 생성기를 포함하는 무선 송신 장치를 도시한다.
도 3c는 본 발명의 한 실시예에 따른 시간 지연 신호 생성기를 포함하는 무선 수신 장치를 도시한다.
본 발명의 문제는 무선 이동 통신 시스템의 효율을 증가시키는 방법에 관한 것이다.
이 문제는 주파수 대역 내에 무선 신호들을 송신하도록 적응된 2개 이상의 송신 기기들을 갖는 하나 이상의 무선 장치를 포함하는 무선 이동 시스템의 성능을 개선한 방법, 컴퓨터 프로그램 제품 및 장비로써 언급된다. 본 발명의 방법은 2 이상의 서브대역(sub-band) 송신 가중치 벡터들에 기반하여 2 이상의 송신 기기들의 상대적인 시간 지연을 도출하는 단계를 포함하고, 서브대역 송신 가중치 벡터는 상기 주파수 대역의 서브대역에서 2 이상의 송신 기기들에 각각 적용 가능한 가중치 벡터들을 포함한다. 도출된 상대적인 시간 지연은 2 이상의 송신 기기의 시간 비정렬(misalignment)을 보상(225)하는데 사용될 수 있다.
본 발명에 의해서 무선 기지국 또는 사용자 기기의 상이한 송신 기기들 간 상대적인 시간 지연(들)이 결정되며, 상기 상대적인 시간 지연들이 상이한 송신 기기들 사이에서 시간 비정렬을 표시하는 것이 성취된다. 희망하는 경우, 상기 결정된 상대적인 시간 지연들은 무선 장치의 송신 기기들의 시간 비정렬이 개선될 수 있도록 이 시간 비정렬에 대한 보상을 위해 사용될 수 있다. 시간 비정렬을 개선함으로써, 비트 에러율(bit error rate)이 감소될 수 있고, 따라서 송신 세션의 유효 비트율이 개선될 수 있다.
본 발명의 방법의 한 양상에서, 상기 방법은 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호를 수신하는 단계 및 상기 도출된 상대적인 시간 지연(들)을 표시하는 출력 신호를 생성하는 단계를 더 포함하고, 상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호는 상기 도출 단계에서 사용된다. 이 양상에서, 상기 도출된 시간 지연(들)을 표시하는 신호는 상이한 송신 기기들 사이에서의 시간 비정렬을 보상하는데 사용될 수 있다. 상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호는 2 이상의 송신 기기들에 의해 송신된 파일럿 신호들을 측정하여 획득되는 것이 바람직할 수 있다.
본 발명의 방법의 한 실시예에서, 상기 도출 단계는 상기 서브대역 가중치 벡터들 및 송신 경로 가중치 벡터 간 관계를 표현하는 한 세트(set)의 방정식들을 푸는 단계를 포함하며, 상기 송신 경로 가중치 벡터는 송신 경로에 의해서 생성되는 수신 신호에서 시간 지연의 보상에 대한 송신 가중치들을 표시하는 송신 가중치들을 포함한다. 본 발명의 다른 실시예에서, 도출 단계는 상기 서브대역 송신 가중치 벡터들 중 2 이상의 원소 연산(element-wise operation)을 수행하는 단계를 포함한다. 상기 원소 연산은 예를 들어 원소 위상 차일 수 있다.
본 발명의 한 실시예에서, 도출 단계는 복수의 상대적인 시간 지연 값들이 2 이상의 송신 기기들에 대해 생성되도록 복수 회 수행된다. 상기 복수의 상대적인 시간 지연 값들에 대한 평균은 도출된 상대적인 시간 지연(들)의 정확성을 개선하기 위해 계산된다. 상기 복수의 생성된 상대적인 시간 지연 값들은 복수의 무선 수신 장치들에 의해 수행되는 복수의 측정치들로부터, 그리고/또는 시간 내의 복수의 순간들에서 수행되는 측정치들로부터 획득될 수 있다. 복수의 값들에 대한 평균에 의해서, 상대적인 시간 지연(들)에 대한 더 양호한 추정치가 획득될 수 있다.
송신 다이버시티를 이용한 무선 이동 통신 시스템(100)이 도 1a에 개략적으로 도시된다. 도 1a의 무선 이동 통신 시스템(100)은 각각 무선 송신기들(113i 및 113ii)에 연결된 제 1 및 제 2 송신 안테나(110i 및 110ii)를 갖는 무선 기지국(RBS)(105a)을 포함한다. 송신 다이버시티를 생성하기 위해 공급된 적어도 2 이상의 기기는 이후에 송신 기기(114)로서 칭해질 것이다. 도 1a에서, 송신 기기(114i)는 송신 안테나(110i), 송신 안테나(110)가 연결된 무선 송신기(113i), 및 송신기(113i) 및 송신 안테나(110i)를 연결하는 케이블들을 포함하여 도시되어 있다. 송신 기기(114ii)는 유사하게 송신 안테나(110ii), 송신기(113ii), 및 상기 2개를 연결하는 케이블들을 포함한다. 무선 기지국(105a)의 다른 구현예들에서, 송신 다이버시티를 생성하기 위해 2 이상의 송신 기기(114)들은 다른 엔티티(entity)들을 포함할 수 있다.
도 1a의 무선 기지국(105a)은 수신기(117)에 연결된 수신 안테나(115)를 더 포함한다. 도 1의 무선 이동 통신 시스템(100)은 안테나(125)를 갖는 사용자 기기(UE)(120a)를 더 포함하고, 상기 사용자 기기는 예를 들어 무선 전화 또는 컴퓨터이다. 도 1a의 안테나(125)는 송수신기(127)와 연결된다. 무선 기지국(105a) 및 사용자 기기(120a)는 무선 링크들(130i, 130ii 및 135)을 통해 서로 간에 무선 신호들을 통신할 수 있고, 여기서 무선 링크들(130i 및 130ii)은 다운링크들인 반면에 무선 링크(135)는 업링크이다. 설명을 간소화하기 위해, 도 1a의 무선 기지국(105a)은 2개의 송신 안테나들(110) 및 하나의 수신 안테나(115)를 갖도록 도시되어 있으나, 구현예에서는 임의의 수의 송신 안테나들(110) 및 수신 안테나들(115)을 가질 수 있다. 유사하게, 사용자 기기는 도 1a에 도시된 안테나(125)보다 더 많은 안테나들(125)을 가질 수 있다. 도 1a에서 무선 기지국(105a)의 수신 안테나(115)는 송신 안테나들(110)과 분리되어 도시되어 있지만, 반면에 송신 안테나들(110)은 희망하는 경우, 송신뿐만 하니라 수신 안테나들로서 역할을 할 수 있다. 송신기들(113i 및 113) 및 수신기(117)는 동일한 유닛에서 결합될 수 있다. 도 1a에서, 송신 다이버시티는 공간 다이버시티를 사용하여 성취되도록 도시되어 있다. 그러나, 편파 다이버시티(polarisation diversity)와 같은 다른 유형의 다이버시티가 사용될 수 있다. 다음으로, 상이한 송신 안테나들(110)이 언급될 때, 이는 하나의 송신 안테나(110)가 편파 다이버시티를 통해 송신 다이버시티를 생성하기 위해서 상이한 편파 신호를 송신하는 상이한 안테나 요소들을 포함하는 경우를 포함하여, 상이한 송신 안테나 요소들로 해석되어야만 한다. 물론, 무선 이동 통신 시스템(100)은 일반적으로 복수의 무선 기지국들(105), 복수의 사용자 기기(120a)뿐만 아니라 많은 다른 노드(node)들을 포함한다.
폐루프 송신 다이버시티는 3GPP WCDMA(제 3세대 파트너십 프로젝트 광대역 코드 분할 다중 접속(Partnership Project Wideband Code Division Multiple Access)) 표준에서 표준화된다. 3GPP LTE(Long Term Evolution) 표준에서, 폐루프 송신 다이버시티는 현재 표준화되어 있으며 흔히 프리코딩(pre-coding)으로 언급된다. 본 발명은 LTE 표준의 프리코딩을 포함한, 임의의 표준의 송신 다이버시티에 적용 가능하다.
도 1a의 무선 기지국은 내부 도구인, 송신 안테나들(110i 및110ii)에 각각 공급되는 소정의 파일럿 신호들을 생성하도록 적응된 파일럿 신호 생성기(140)를 포함한다. 파일럿 신호 생성기(140)는 무선 송신기(113)(또한 무선 이동 통신 네트워크(100)에서 도시되지 않은 노드와 명백하게 연결되어 있어서, 송신된 신호는 무선 기지국(105)에 제공된다)와 연결된다. 파일럿 신호 생성기(140)는 통상적으로 상이한 송신 안테나들(110)에 공급되는 상이한 소정의 파일럿 신호들을 생성하는데 적합하여, 각각의 송신 안테나(110)는 무선 기지국(105)의 다른 송신 안테나들(110)로 공급되는 모든 파일럿 신호들과 구별될 수 있는 소정의 파일럿 신호를 송신한다. 대안으로, 신호 생성기(140)는 시간 내의 상이한 지점들에서 그리고/또는 상이한 베어러(bearer) 주파수들에서 상이한 송신 안테나들(110)에 동일한 파일럿 신호 패턴(pattern)을 송신하도록 적응될 수 있어서 상이한 송신 안테나들(110)로부터의 파일럿 신호의 송신은 시간 및/또는 주파수 도메인(domain) 내에서 구별될 수 있다.
도 1a의 사용자 기기(120a)는 내부 도구인, 송수신기(127)에 연결된 파일럿 신호 분석기(145)를 포함한다. 파일럿 신호 분석기(145)는, 무선 기지국(105)의 상이한 송신 안테나들(110)에 의해 송신되어 사용자 기기(120a)가 현재 듣고 있는 파일럿 신호들을 측정하고 그리고 상기 무선 기지국(105)의 상이한 송신 기기들(114)에 대한 송신 가중치를 결정하도록 적응된다. 송신 가중치는 통상적으로 복소수이며, 송신된 신호 및 수신된 신호 사이 또는 사용자 기기(120a)에 의해 수신된 2개의 상이한 신호들 사이의 위상 및 진폭 차를 나타낸다(2개 이상의 송신 안테나들(110)이 사용되는 경우, 송신 안테나들(110) 중 하나는 기준 송신 안테나로서 사용되는 것이 유용할 수 있다). 송신 가중치들은 사용자 기기(120a)로부터 무선 기지국(105)까지 송신될 수 있다. 도 1의 무선 기지국은 수신기(117)와 연결된 입력부 및 각각의 송신기(113)와 연결된 출력부들을 갖는 송신 신호 제어기(150)를 포함하도록 도시되어 있다. 송신 신호 제어기(150)는 상이한 송신 안테나들(110)에 의해 송신되는 신호들 사이의 위상 및 진폭 차를 결정하기 위해 송신 가중치들을 사용하도록 적응된다. 송신 다이버시티가 페이딩의 효과를 감소시키기 위해 사용될 때, 통상적으로 상이한 안테나들(110)에 의해 송신된 상이한 신호들은 사용자 기기(120a)의 안테나(125)에서의 하나의 신호로서 인식되는, 즉, 상이한 다운링크들(130) 상에서 수신된 신호들의 위상 및 바람직하게는 진폭이 가능한 유사한 상황을 달성하는 것이 바람직하다.
도 1a의 무선 이동 통신 시스템(100)에서, 단지 무선 기지국(105)만이 송신 다이버시티를 사용하도록 도시되어 있다. 그러나, 무선 이동 통신 시스템(100)의 많은 구현예들에서, 사용자 기기(120)가 송신 다이버시티를 사용하는 것은 유사하게 장점이 될 수 있다. 도 1b는 사용자 기기(120b)가 송신 다이버시티를 이용한 무선 이동 통신 시스템(100)을 도시한다. 도 1b의 사용자 기기(120b)는 2개의 송신 안테나들(110i 및 110ii) 및 각각의 송신 기기(114i 및 114ii)의 일부인 2개의 송신기들(113i 및 113ii) 뿐만 아니라 수신 안테나(115)를 갖는다. 도 1b의 사용자 기기(120)는 내부 도구인, 각각 송신 안테나들(110i 및 110ii)에 제공되는 소정의 파일럿 신호들을 생성하는데 적합한 파일럿 신호 생성기(140)를 포함한다. 파일럿 신호 생성기(140)는 무선 송신기들(113)에 통상적으로 더 연결된다)에 연결된다(마이크로폰 또는 마이크로프로세서로부터의 출력부와 같은, 하나 이상의 다른 신호원(도시되지 않음). 도 1b의 무선 기지국(105b)은 송수신기(125)와 연결된 안테나(125) 및 송수신기(125)에 연결된 파일럿 신호 분석기(145)를 갖는다.
설명을 간소화하기 위해서, 도 1a의 사용자 기기(120a)뿐만 아니라 도 1b의 무선 기지국(105b)은, 본 발명의 많은 구현예들에서 무선 기지국(105) 및 사용자 기기들(120) 이 둘은 하나 이상의 송신 기기(114)를 가질 수 있을지라도, 어떤 송신 다이버시티도 사용하지 않는 것으로 도시되어 있다.
다음으로, 도 1a의 무선 기지국(105a) 및 도 1b의 사용자 기기(120b)와 같은, 송신 다이버시티를 이용한 무선 장치가 무선 송신 장치(105a.120b)로서 언급될 것이다. 이와 같은 무선 송신 장치(105a/120b)에 의해 송신되었던 신호를 수신하는데 사용된 무선 장치는 무선 수신 장치(120a/105b)로서 언급된다. 물론, 무선 송신 장치(105a/120b)는 신호들을 송신하도록 적응될 뿐만 아니라 무선 신호들을 수신할 수 있고, 그리고 무선 수신 장치는 신호들을 수신하도록 적응될 뿐만 아니라 무선 신호들을 송신할 수 있다. "송신" 및 "수신"은 단지 상술된 맥락에서 송신으로 사용되는 무선 장치 및 무선 수신에 사용되는 무선 장치 사이를 구별할 수 있도록 설명을 분류하기 위해서 사용된다. 무선 기지국(105)은 동시에 송신 다이버시티를 사용하도록 적응될 수 있고, 따라서 이후에 사용된 용어에 따른 송신 무선 장치(105a/120b)는 무선 송신 장치(120a/105b)에 의해 송신된 신호를 수신하도록 적응될 수 있으므로 무선 수신 장치(120a/105b)일 수 있다. 사용자 기기(120)는 유사하게 무선 송신 장치(120a/105b) 및 무선 수신 장치(120a/105b) 모두일 수 있다.
일반적인 경우에, 상이한 무선 링크들(130/135)의 송신 경로들은 송신 환경이 변함에 따라, 예를 들어 사용자 기기(120)가 이동함에 따라, 시간 및 주파수에 따라 변화한다. 그러므로, 무선 수신 장치(120a/105b)에 의해 수신된 신호에 기반하여 결정된 송신 가중치들은 시간 및 주파수에 따라 변화할 것이다. 이 편차들의 시간 및 주파수 스케일(scale)은 변할 수 있다. 송신 가중치에서의 편차에 의해 업데이트된 무선 송신 장치(104a/120b)를 효과적인 방식으로 유지하기 위해, 시간 및 주파수 도메인에서 무선 수신 장치(120a/105b)에서 무선 송신 장치(105a/120b)로의 송신 가중치들의 피드백의 세분성(granularity)이 구성될 수 있다고 계획된다. 즉, 손실 경로가 빠르게 변화하는 때에, 송신 가중치들은 근접한 시간 간격들에서 결정될 수 있고, 송신 가중치들에 있어서 주파수에 따라 변화가 예상되는 경우, 송신 가중치들은 송신에 이용 가능한 주파수 대역의 복수의 서브-대역들로 결정될 수 있다. 다른 시간에서, 송신 환경이 더 일정할 때는, 송신 가중치들의 새로운 값들이 보다 덜 빈번하게 도출될 수 있고, 송신 가중치들에 있어서 송신 주파수에 따라 보다 적은 변화가 예상될 때, 송신 가중치는 보다 적은 서브 대역들로 결정될 수 있다.
경로 변화 이외에, 상이한 송신 기기들(114)의 임의의 시간 비정렬은 송신 가중치의 주파수 변화에 있어서 더 큰 변화를 발생시킬 것이다. 이와 같은 시간 비정렬은 예를 들어 무선 송신기들(113) 또는 무선 송신에 포함된 다른 전자 기기의 시간 부정확성에 의해 또는 상이한 무선 송신기들(113)을 상이한 송신 안테나들(110)과 연결하는 상이한 길이의 케이블들에 의해 발생될 수 있다. 송신 기기(114)의 특정한 시간 비정렬은 송신 주파수 대역의 상이한 주파수들에서 상이한 위상 시프트(phase shift)들을 발생시킬 것이다. 일정한 시간 지연은 송신 주파수에 따라 변화하는 송신된 신호에서 위상 시프트를 변화시킨다. 이와 같은 종속적 위상 시프트들은 심각한 문제들을 야기할 수 있다: 예를 들어, 높은 상관 관계를 갖는 2개의 안테나들이 빔 형성을 실현하는데 사용되고 단일 세트의 송신 가중치들이 전체 주파수 대역에 대해 사용되는 경우, 송신된 신호의 대역폭의 역에 대응하는 시간 지연은 빔의 주 방향을 신호 대역폭으로 360도 회전하도록 하여 따라서 빔 형성 효과가 완전히 사라지게 될 것이다. 20 MHz 대역폭에 대해서, 대역폭의 역은 50ns에 대응하고, 그리고 다른 송신 안테나(110)에 관한 하나의 송신 안테나(110)의 지연은 50ns보다 충분히 더 작고, 통상적으로는 약 5ns일 필요가 있다. 2개 이상의 송신 안테나들(110)이 송신 다이버시티를 생성하기 위해 사용되는 무선 송신 장치(105a/120b)에 대해, 송신 안테나들(110) 사이의 시간 비정렬은 유사하게 송신된 빔의 공간 확장 시에 주파수에 따른 변화를 발생시킬 것이다.
그러므로, 송신 안테나들(110)에 대한 시간 비정렬 요건들은 무선 이동 통신 시스템(100)이 효과적으로 작동하기 위해서 높아야만 한다. 이 요건의 실현은 예를 들어 높은 시간 정확성의 무선 송신기들(113) 및 다른 전자 기기를 사용하여 달성될 수 있다. 그러나, 시간 정확성이 높은 전자 기기는 고가이며, 그러므로 더 저렴한 정확한 기기의 사용에 의한 시간 정렬을 생성하는 방법들이 요구된다.
상술한 바와 같이 시간 및 주파수 도메인에서 높은 세분성으로 송신 가중치들의(도는 송신 가중치들이 유도될 수 있는 데이터의) 피트백을 수행함으로써, 상이한 다운링크들(130) 상에서(송신 다이버시티를 사용한 무선 기지국(105)의 경우에) 또는 상이한 업링크들(135) 상에서(무선 다이버시티를 사용한 사용자 기기의 경우에) 수신된 신호들 사이에서 임의의 위상 시프트에 대하 보상이 행해질 것이다. 그러나, 송신 가중치 피드백의 세분성이 높아지면, 제어 데이터를 송신하는데 사용되는 유용한 부분이 더 커지며, 따라서 보다 적은 대역폭이 사용자 데이터의 송신에 이용가능할 것이다.
본 발명에 따르면, 상이한 송신 기기들(114) 사이의 상대적인 시간 지연들(시간 비정렬)은 송신 대역의 상이한 서브대역들의 송신 가중치들의 분석을 수행하여 추정될 수 있다. 상이한 송신 기기들(114)의 상대적인 시간 지연들의 추정치를 획득함으로써, 따라서 송신 기기들(114)이 교정되고, 상이한 송신 기기들(114)의 시간 비정렬에 의해 발생된 희망하지 않은 위상 시프트 부분이 제거될 수 있다. 이는 시간 비정렬으로부터 발생한 수신된 신호들 사이의 위상 시프트 부분이 비교적 크기 때문에 송신 안테나들(110)이 상관되는 상황들에서 특히 유용하지만, 본 발명은 더 적은 상관된 안테나들에 대해서도 또한 유용하다.
예를 들어, 송신 가중치들이 상술한 바와 같이 시간 및 주파수 도메인에서 다양한 세분성으로 무선 수신 장치(120a/105b)로부터 무선 송신 장치(105a/120b)로 피드백되는 시스템에서, 송신 가중치들이 피드백되어야만 하는 비율은 본 발명의 적용에 의해서 크게 감소될 것이며, 따라서 더 큰 대역폭이 사용자 데이터에 대해 이용 가능할 것이다.
본 발명의 방법의 실시예를 도시하는 흐름도가 도 2에 도시되어 있다. 단계(200)에서, 파일럿 시그널들은 M ≥ 2인 무선 송신 장치(105a/120b)의 M 송신 안테나들(110)로부터 송신된다. 단계(205)에서, 송신된 파일럿 신호들은 무선 수신 장치(120a/105b)에 의해 수신된다. 단계(210)에서, 파일럿 신호들의 주파수 대역은 K ≥ 2인 K 서브대역들로 분할되고, 송신 가중치들은 수신된 파일럿 신호들에 기반하여 각각의 M 송신 안테나들(110)에 대해 결정된다. 단계(215)에서, K × M 송신 가중치들을 표시하는 신호가 무선 수신 장치(120a/105b)로부터 무선 송신 장치(105a/120b)로 송신된다. 단계(220)에서, 무선 송신 장치(105a/120b)는 K × M 송신 가중치들에 기반하여 M 송신 안테나들(110)의 상대적인 시간 비정렬을 도출한다. 단계(225)에서, 송신 안테나들(110)에 관하여 연결된 각각의 송신 기기들(114)은 송신 기기들(114)의 시간 배열을 개선하기 위해 단계(220)에서 수행된 도출에 따라 교정된다. 상이한 송신 안테나들(110)에 의해 송신된 신호들 사이의 송신 경로들에서의 차이에 대해 보상하기 위해서 도출된 서브대역 송신 가중치들이 M 송신 안테나들로부터의 무선 신호들의 송신에 사용되는 단계(230)가 이후에 진입될 수 있다. 그러나, 전체 주파수 대역에 대한 하나의 송신 가중치들의 사용이 충분히 양호한 송신 품질을 제공하는 경우에, 단계(230)는 그에 맞게 생략되거나 조정될 수 있다.
무선 기지국(105)은 통상적으로 복수의 사용자 기기들(120)에 서비스한다. M 송신 기기들(114)의 임의의 시간 비정렬은 무선 기지국(105)에 의해 서비스되는 사용자 기기들(120)에 송신된 신호의 위상에 영향을 미칠 것이다. 도출의 통계적 확실성을 개선하기 위해서, 무선 기지국(105)의 M 송신 기기들(114)(도 2의 단계(220) 참조)의 시간 비정렬의 도출은 복수의 사용자 기기들(120)로부터 획득된 송신 가중치들에 기반하는 것이 유용할 수 있다. 더욱이, 단계(220)의 도출은 송신 기기(114)의 시간 지연이 통상 더 짧은 스케일에 대해 현저하게 변화되지 않으므로 더 긴 시간 주기에 대해, 예를 들어 시간(hour) 규모의 시간에 대해 수행되는 것이 유용할 수 있다. 유사하게, 사용자 기기(120)는 시간에 대해 복수의 무선 기지국들(105)에 의해 서비스된다. 그러므로, 사용자 기기(120)의 M 송신 기기들(114)의 시간 비정렬의 도출(도 2의 단계(220)를 참조하라)은 복수의 무선 기지국들(105)로부터 획득된 송신 가중치들에 기초하는 것이 유용할 수 있다.
도 2의 단계들(200 - 220)에 따른 상대적인 시간 지연들의 순간 값들의 샘플링은 예를 들어 초당 10회 또는 다른 비율로 수행될 수 있다. 본 발명의 한 실시예에서, 시간 비정렬의 평균을 획득하기 위해서 시간에 대한 다소간의 연속 적분이 수행될 수 있다. 대안으로, 도 2의 시간 비정렬 추정은, 예를 들어 송신 기기(144)의 온도 또는 노화로의 변화에 의해 발생된 시간 지연에서의 어떤 변화들을 검출하기 위해서, 규칙적인 간격으로 또는 요구하는 대로 수행될 수 있다.
이제 본 발명의 방법의 실시예들이 더 상세하게 기술될 것이다. 송신 안테나들(110)의 수효가 M이고 송신 주파수 대역이 주파수 범위 △f의 K 서브대역들로 분할되며, 여기서 각각의 서브대역은 수치화된 k이고(k∈{1,...,K}) k=1은 가장 낮은 주파수의 주파수 대역을 나타내는 경우, 무선 수신 장치(120a/105b)에서 수신된 신호 yk는, M 송신 안테나들(110)로부터의 신호들을 포함하여, 소정의 서브대역 k에 대한 다음의 식을 따른다고 가정될 수 있다:
y k = H k C k x k + e k (1)
여기서 송신 채널 행렬 H k 는 송신 채널을 나타내고, e k 는 송신 채널에서 겪는 간섭 및 잡음을 나타내고, x k 는 송신 다이버시티를 사용하는 무선 송신 장치(105a/120b)로부터 송신된 신호이고, 그리고 C k 는 M개의 상이한 안테나들(110)의 지연들을 포착하는 대각행렬이며:
C k = diag{e- j2 π△ fk τ1 ···e- j2 π△ fk τM} (2)
여기서 τm은 m번째 송신 안테나(110)와 관련된 시간 지연이다. m번째 송신 기기(114)의 시간 지연 τm의 값은 모든 k 주파수 서브대역들에서 동일하다고 가정될 수 있다. C k 는 이후에 서브대역 k에 대한 시간 지연 행렬로서 칭해질 것이다. LTE 표준에 따라 동작하는 무선 이동통신 시스템(100)에서, 서브대역의 주파수 범위 △f는 예를 들어 180kHz(LTE 표준에 따라 임의의 어떤 시각에서 사용자에게 할당될 수 있는 가장 작은 대역폭에 대응하는)일 수 있다. 물론, △f는 다른 값들을 취할 수 있다.
식 (1)에서, y k 는 측정되고 그리고 x k 는 H k C k 의 적(product)이 추정될 수 있도록 공지된 송신 파일럿 신호 패턴을 나타내며, 여기서, H k 는 송신 채널을 나타내고 C k 는 M 송신 기기들(114)의 미지의 시간 지연들 τ1,...,τM을 나타낸다.
송신 주파수 대역이 K의 상이한 서브대역들로 분할될 때, w k 를 서브대역 k에 대한 서브대역 송신 가중치 벡터로 한다:
w k = (w k 1 ,...,w k M ) (3)
여기서 서브대역 송신 가중치들 wk 1,...,wk M은 M개의 상이한 송신 기기들(114) 사이의 임의의 시간 비정렬에 대해서뿐만 아니라 M개의 송신 안테나들(110)의 상이한 무선 링크들(130/135) 간 송신 경로의 차이들에 대한 보상을 위해 서브대역 k 내에서 M의 상이한 송신 기기들(114)에 적용되어야만 하는 각각의 송신 가중치들을 표시한다.
W를 공통 송신 경로 송신 가중치 벡터로 표현하면:
W = (W 1 ,...,W M ) (4)
이며, 여기서 송신 경로 송신 가중치들 W 1 ,...,W M 은 송신 경로의 차이들에 대한(상이한 송신 기기들(114)의 시간 비정렬에 의해 발생된 위상 시프트들을 포함하지 않는) 보상을 위해 M개의 상이한 송신 안테나들(110)에 적용되어야만 하는 각각의 송신 가중치들을 표시한다.
각각의 송신 경로 송신 가중치들 W m 은
(5)
로 표현되고 여기서 Am은 기준 송신 안테나(110)로부터 수신된 신호 및 송신 경로에 의해 발생된 m번째 송신 안테나(110)의 신호 간 상대적인 진폭을 나타내고, 그리고 는 송신 경로의 차이를 보상하기 위해 m번째 송신 기기들(114)에 의해 사용되어야만 하는 상대적인 위상 시프트를 나타낸다.
유사하게, 각각의 서브대역 송신 가중치들 wk m은
wk m = Bk mexp(jφk m) (6)
로 표현되고 여기서 Bm은 기준 송신 안테나(110)로부터 수신된 신호 및 m번째 송신 안테나(110)의 신호 간 상대적인 진폭을 나타내고, 그리고 φk m은 송신 경로로 인한 송신 기기(114)의 시간 비정렬 및 위상 시프트들 이 둘을 고려할 때의 m번째 안테나(110)로부터 수신된 신호의 상대적인 위상 시프트를 나타낸다. 그러므로, 송신 r여로에 의해 발생된 위상 시프트가 주파수와 독립적이라고 가정하면, φk m 및 사이의 다음 관계가 획득된다:
(7)
식 (7)은 위상 시프트들 및 φk m 사이의 항상 정확한 순시적 관계(instantaneous relation)를 제공하는 것은 아니다. 그러나, 상기 식은 보다 오랜 시간 주기에 대해 획득된 및 φk m의 값들 사이의 적당한 관계를 제공한다.
서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 에 기반하여 M개의 상이한 송신 기기들(114)의 시간 지연들 τ1,...,τM을 결정하는 본 발명의 방법의 실시예가 이제 설명될 것이다. 송신 기기(114)의 시간 딜레이 τ는 송신된 신호에서, 선형으로 주파수가 변화하는 위상 시프트를 야기할 것이고- 시간 지연 τ에 의해 야기된 위상 시프트는 보다 고주파수들에 비해 더 클 것이다. 그러므로 신호의 시간 지연 τ은 각각의 송신 안테나에 대한 인접한 서브대역들 간 위상 시프트를 추정함으로써 추정될 수 있다. 다음의 관계식들을 고려하자:
v 1 = PhaseDiff(w 2 , w 1 )2π△f
v 2 = PhaseDiff(w 3 , w 2 )2π△f (8)
v k -1 = PhaseDiff(w k , w K -1 )2π△f
여기서 함수 PhaseDiff는 연소 연산 위상차를 계산하고 △f는 서브대역들 k 및 k + 1 사이의 주파수차이다. 상술한 바와 같이, 서브대역 송신 가중치 벡터 w k 의 m번째 원소는 서브대역 k 내의 m번째 송신 기기들(114)에 적용 가능한 송신 가중치 wk m이다. 식 (6), (7) 및 (8)에서 알 수 있는 바와 같이, 벡터들 v k (k∈[1,...,K-1]) 각각의 m번째 원소는 m번째 송신 기기(114)의 시간 지연 τm의 추정치이다:
vkm τM (9)
그러므로, 시간 지연들 τ1,...,τM의 추정치는 이후에 시간 지연 벡터들 v k 로서 칭해질 벡터들 v k 의 각각으로부터 획득될 수 있다. 송신 경로 송신 가중치 벡터 W는 인접한 서브대역들 사이에서 변하지 않는다고 가정하면, 임의의 두 인접한 서브대역들 k 및 k + 1 사이의 위상차는 주파수 대역이 동일한 주파수 범위의 K 서브대역들로 분할되는 경우 모든 k ∈ [1,...,K-1]에 대해 동일할 것이다. 관계식 (8) 및 (9)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 주파수 대역을 단 2개의 서브대역들로 분한하는 것은 M개의 시간 지연들 τ1,...,τM의 추정치를 획득하는데 충분하다. 그러나, 송신 경로의 순시적 주파수 변화가 언제나 예상될 수 있다. 시간 지연들 τ1,...,τM의 추정치를 개선하기 위해서, K > 2인 K-1 시간 지연 벡터들 v k 로부터 획득된 시간 지연들의 평균이 유용하게 계산될 수 있다. 더욱이, 더 긴 시간 주기에 대한 평균을 내는 것을 수행함으로써, 그리고/또는 복수의 무선 수신 장치들(120a/105b)로부터 획득된 서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 에 기반하여, 추정된 시간 지연들 τ1,...,τM의 정확성이 개선될 수 있다.
시간 지연들 τ1,...,τM의 추정치들을 획득하는 대안적인 방법이 이제 기술될 것이다. 송신 경로 송신 가중치 벡터 W가 무선 송신 장치(105a/120b)에 의해 사용된 전체 주파수 대역에 대해서 일정하다고 가정하면, 서브대역 k에 대한 송신 가중치 벡터 w k 는 서브대역 k에 대한 시간 지연 행렬 C k 에 송신 가중치 벡터 W를 곱함으로써 결정된다고 가정될 수 있다(식 (2), (5), 및 (6)를 참조하라):
W k C k W (10)
식 (10)의 가정은 송신 안테나들(110) 사이의 상관성이 높고 빔의 형상이 시간에 따라 현저하게 변하지 않는 장기간인 경우에 더 정확한데, 왜냐하면 유한 조건들에 있는 모든 서브대역들은 동일한 장기간의 채널 공분산 행렬 E{H k H k H }을 갖기 때문이다. 식 (10)의 정확성은 송신 안테나들(110) 사이의 상관성이 감소하는 것에 따라 감소한다.
상술한 식 (2)에서 알 수 있는 바와 같이, 행렬 C k 에서 단지 미지의 양만이 M개의 상이한 송신 안테나들(110)의 M의 시간 지연들 τ1,...,τM이다. K의 상이한 서브대역들에 대한 K 서브대역 송신 가중치 벡터들을 결정함으로써, 한 세트의 방정식들이 방정식 (10)으로부터 획득된다. 이와 같은 세트의 방정식들에 의해, M 시간 딜레이들 τ1,...,τM이 결정된다:
(11)
방정식 (11)의 세트는 3M개의 미지수들을 포함한다: M개의 미지의 시간 딜레이들 τM이 존재하고 W의 M개의 원소들 각각은 2개의 미지수를 갖는 복소수이다(식 5를 참조). 그러나, 각각의 w k 는 유사하게 M개의 복소수 원소들로 구성된다. 그러므로, 서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 가 측정치들을 통해 결정될 수 있다고 가정하면, 방정식 (11)의 세트는 2MK > 3M 인 경우, 즉, K ≥ 2일 때 풀릴 수 있다. 그러므로, 송신 안테나들(110)의 수와는 관계없이, M개의 상이한 송신 안테나들(110)의 M개의 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM은 주파수 대역을 2개의 서브대역들로 분할함으로써 결정될 수 있다.
방정식 (11)의 세트는 예를 들어 최소 자승 관점(least square sense)으로, 최대 우도 관점(maximum likelihood sense)으로, 또는 다른 적절한 방법으로 풀릴 수 있다.
서브대역 송신 가중치 벡터들, w 1 ,..., w k , 및 송신 경로 송신 가중치 벡터 W 사이에 방정식 (11)에 의해 제공된 관계는 단지 예일 뿐이며, 시간 지연들 τ1,...,τM, 벡터들 w 1 ,..., w k , 및 벡터 W 사이에 다른 관계들이 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM을 도출하기 위해 사용될 수 있다.
상이한 송신 안테나들(110)의 시간 비정렬이 관계식 (10) 또는 방정식 (11)의 세트에 의해 결정되는 본 발명의 방법의 실시예는 서브대역 송신 가중치 벡터들 W k 가 결정될 수 있다고 가정한다. 이는 상이한 방법들로 행해질 수 있다. 예를 들어, 장기간 빔 형성 및 단일 스트림 빔 형성이 가정될 수 있는 상황에 대해, 서브대역 k에 대한 서브대역 송신 가중치 벡터는 예를 들어:
w k = argwmax(w H R k w) (12)
로서 결정된다고 가정될 수 있는데, 여기서 R k 는 유효 송신 채널 행렬 H k C k 의 장기간 채널 공분산 행렬: 서브대역 k에 대해: R k = E{C k H H k H H k C k }이고, w는 w k 와 동일한 차원을 갖는 인덱스 벡터이고, w H 는 w의 에르미트 공액(Hermitian conjugate)이고, H k H 는 H k 의 에르미트 공액이며, 그리고 C k H 는 C k 의 에르미트 공액이다. 식 (1)에 도시된 바와 같이, R k 의 값은 무선 수신 장치(120a/105b)에서 수신된 신호의 측정치들로부터 획득될 수 있다. 그러므로, w k 의 값은 w에 관한 식 w H R k 을 최대화함으로써 획득될 수 있다. w에 관한 최대화는 예를 들어 w의 노름(norm)에 대한 제한, 또는 이후에 더 설명될, 허용 가능한 송신 가중치들의 코드북(codebook)에 속해야만 하는 w의 제한과 같은 예를 들어 w에 대한 하나 또는 여러 제한들을 적용하는 것을 포함할 수 있다.
w k 의 추정치를 획득하는 대안 방식이 이제 기술될 것이다. 서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 의 단기간 추정은 예를 들어 관계식
wk m = y k , m H x k ,m (13)
으로부터 획득될 수 있고, 여기서, x k,m은 서브대역 k 내의 m번째 송신 안테나로부터의 송신된 파일럿 신호이고, y k,m은 x k,m에 대응하는 수신된 신호이다. 그러므로, k번째 서브대역 송신 가중치 벡터 w k 는 wk = [wk ,1 … wk ,M]T에 의해 제공된다. 또다른 대안은 서브대역 송신 가중치 벡터들을 예를 들어:
(14)
로 결정하는 것이며, 여기서 G k = H k C k 는 서브대역 k에 대한 유효 송신 채널의 추정치이다.
M개의 상이한 송신 안테나들(110)에 의해 송신된 파일럿 신호들이 서로 직교하는 경우, 서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 의 결정은 용이하게 된다.
상기에 확인되는 바와 같이, 상이한 송신 기기들(114)의 상대적인 시간 딜레이들은 상술한 방법들 또는 임의의 다른 적절한 방법에 따라 획득될 수 있는 적어도 2개의 서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 의 추정치들로부터 도출될 수 있다. 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM은 예를 들어 서브대역 송신 가중치 벡터들 w k 의 값을 방정식 (8) 또는 (11)의 세트들에 적용하여 획득될 수 있다. 일단 시간 지연들 τ1,...,τM이 도출되었다면, 도출된 시간 지연들 시간 지연들 τ1,...,τM에 따른 송신 기기들(114)의 교정이 유용하게 행하여질 수 있다. 이와 같은 교정은 적절한 하드웨어 및/또는 소프트웨어의 사용에 의해 종래의 방식으로 실행될 수 있다.
식 (1)에서 확인될 수 있는 바와 같이, 주파수 대역 y k에서 수신된 신호는 통상적으로 잡음-대-간섭 성분 e k 를 가지지만, 상기에서는 무시해도 된다고 가정하였다. e k 의 추정치가 획득되면, 도출된 시간 지연들의 정확성은, 예를 들어 최소 평균 제곱 오류 관점(minimum mean square error sense)에서의 공제 또는 정정에 의한 시간 지연들 τ1,...,τM의 임의의 도출을 수행하기에 앞서서, 측정된 값 y k가 잡음-대-간섭 성분에 대하여 수정되는 경우에 개선될 수 있다.
상기에서 확인되었던 바와 같이, M개의 송신 기기들(114)의 상대적인 시간 지연들은 송신 주파수 대역들을 2개 이상의 서브 대역들로 분할함으로써 도출될 수 있다. 서브대역들의 수가 적을 때 필요한 계산이 더 적고 무선 링크들(135/130)을 통해 송신되는 정보가 더 적을지라도, 서브대역들의 수를 2보다 더 큰 수로 설정하는 것이 합리적일 수 있다. 예를 들어, 무선 송신 장치(105a/120b)의 상이한 송신 기기들(114)의 시간 비정렬이 큰 경우, 각각의 서브대역의 폭은 시간 지연들 τ1,...,τM을 정확하게 식별하기 위해서 폭이 좁은 것이 유용할 수 있다. 이는 예를 들어 시간 지연들의 교정이 오랜 시간 동안 수행되지 않았을 때의 경우일 수 있다.
게다가, 송신 경로()에 의해 야기된 어떤 위상 시프트의 주파수 변화가 현저한 경우, 이와 같은 위상 시프트의 적절한 보상은 송신 가중치 벡터의 더 큰 세분성을 필요로 할 수 있다. 이와 같은 보상은 예를 들어 도 2의 단계(230)에서 설명된다. 상이한 송신 가중치들 w k m 은 동일한 송신 안테나(110)에 의해 송신된 상이한 서브대역들 k에 대해서 사용될 수 있다. 원하면, 송신 가중치 w k m 의 상대적인 위상 시프트 φk m는 송신 기기(144)의 교정이 φk m의 τM-관련 성분에 부합하도록 이미 행해졌다는 사실로 조정될 수 있다. 그러나, 일반적인 경우에, 상이한 송신 기기들(114)의 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM에서의 변화가 각각의 송신 경로들에서의 변화에 비해 느리다. 그러므로, 일단 상이한 송신 기기들(114)이 본 발명에 따라 결정된 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM에 따라 교정되었다면, 어떤 시간 비정렬로부터 φk m로의 기여도는 송신 경로에서의 변화들로부터의 기여도에 비교해서 일반적으로 작다.
본 발명의 구현예에서, 송신 가중치들에 대한 가능한 값들을 규정한 코드북이 사용될 수 있다. 이와 같은 코드북은 예를 들어 무선 수신 장치(120a/105b)로부터 무선 송신 장치(105a/120b)로의 송신 가중치들의 송신에 사용되는 대역폭을 감소시키기 위해서 사용될 수 있다. 그러므로, 예를 들어 식 (12)를 사용하거나 또는 임의의 다른 방식으로 도출된 바와 같은 서브 송신 가중치들 w 1 ,...,w k 는 허용되지 않을 수 있지만, 가장 근접한 허용 값이 대신 사용되어야만 한다. 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM의 도출이 무선 송신 장치(105a/120b)에서 수행되어야 하는 경우 w 1 ,...,w k 의 도출된 값들이 무선 송신 장치(105a/120b)에 송신되도록, 또는 대안으로, 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM의 도출이 무선 수신 장치(120a/105b)에서 수행되고 시간 지연들 τ1,...,τM의 결과 값들이 무선 송신 장치(105a/120b)로 송신되도록 하기 위해 w 1 ,...,w k 의 가능한 가장 양호한 추정이 예를 들어 관계식 (8) 및 (9) 또는 (11)의 사용 세트에 의해 수행되는 시간 지연들 τ1,...,τM의 도출에 사용될 수 있을 경우가 유용할 것이다. 그러나, 본 발명의 일부 구현예들에서, 이 시나리오들 중 어느 것이라도 가능하지 않을 것이고, 대신, w 1 ,...,w k 의 도출된 값들을 나타내는 하나 이상의 코드북 값들은 무선 링크(135/130)를 통해 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM의 도출이 발생할 무선 송신 장치(105)로 송신될 것이다. 이와 같은 구현예들에서, τ1,...,τM의 양호한 정확성의 값들이 획득될 수 있도록, 보다 긴 시간 기간에 대해 적분을 수행하여, 서브대역 송신 가중치 벡터들의 각각의 개별 세트에서의 부정확성을 보상하는 것이 유용할 것이다. 게다가, 동일한 무선 송신 장치(105a/120b)로부터 신호를 수신하는 복수의 무선 수신 장치들(120a/105b)로부터의 서브대역 송신 가중치 데이터는 또한(또는 대안적으로) 상대적인 시간 지연들의 평균 값들의 도출에 사용될 수 있다.
코드북이 사용되는 본 발명의 구현예에서, 방정식들 (8), (11)의 세트들 또는 다른 적절한 식들이 풀리는 방식은 보다 양호한 해법을 발견하기 위해 코드북을 고려하는 것이 유용할 수 있다.
상이한 송신 기기들(114)의 상대적인 시간 지연들은 통상적으로 짧은 시간 주기에 대해 현저하게 변화하지 않으며, 특정 무선 송신 장치(105a/120b) 및 상이한 무선 수신 장치들(120a/105b) 사이에 설정된 상이한 무선 링크들(130/135)에 대해서는 대개 동일하다. 상술한 바와 같이, 상이한 무선 수신 장치들(120a/105b)에서 수행되는 측정치들은 시간 지연들의 추정치를 개선하기 위해서 시간 지연들 τ1,...,τM의 도출에 사용될 수 있고, 그리고/또는 보다 긴 시간 주기에 대해 취해진 복수의 측정치들은 설정된 시간 지연들의 정확성을 개선하는데 사용될 수 있다. 대안 또는 보완으로서, 시간에 대해 또는 몇 개의 무선 수신 장치들(120a/105b)에 대해 평균을 내어, 방정식들 (8), (11)의 세트 또는 임의의 다른 적절한 식은 하나 이상의 시간 예에서 그리고/또는 하나 이상의 무선 수신 장치(120a/105b)로부터 획득된 송신 가중치 벡터들 W k 과 공동으로 풀릴 수 있다.
얼마나 많은 사용자 기기들(120)이 무선 기지국(105)의 상이한 송신 기기들(114) 사이의 시간 지연들 τ1,...,τM의 추정치를 획득하기 위해 사용된 데이터 수집체의 일부였는지는 관계없이, 도출된 시간 지연들 τ1,...,τM은 송신 기기(114)를 교정하는데 사용하여 τm에 의해 제공된 시간 지연 보상이 m번째 송신 안테나(110)가 사용자 기기(120)가 의도된 수신기인 것과는 관계없이, 송신하고 있는 무선 링크들(130) 상에서 수행되도록 하는 것이 일반적인 관점에서 유용할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 시간 지연 신호 생성기(300)가 도 3a에 개략적으로 도시된다. 도 3a의 시간 지연 신호 생성기는 서브대역 송신 가중치 벡터들 w 1 ,...,w k 을 표시하는 신호(310)를 수신하도록 적응된 입력부(305)를 포함한다. 신호(310)는 예를 들어 각각의 신호가 서브대역 k에 적용 가능한 송신 가중치 벡터 w k 를 표시하는 K 신호들을 포함한다. 시간 지연 신호 생성기(300)는 예를 들어 방정식들 (8) 또는 (11)을 사용하여 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM을 도출하도록 적응된 시간 지연 추정기(315)를 더 포함한다. 시간 지연 추정기(315)는 상대적인 시간 지연들 τ1,...,τM의 추정치를 도출하고 그리고 도출된 시간 지연들 τ1,...,τM을 표시하는 신호를 생성하는 적절한 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 포함한다. 더욱이, 시간 지연 신호 생성기(300)는 더 오랜 시간 기간에 대해서 획득되고 그리고/또는 복수의 무선 수신 장치들(120a/105b)로부터 획득된 복수의 서브대역 송신 가중치 벡터들에 기초한 시간 지연들의 평균값을 도출하기 위한 적절한 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 포함할 수 있다. 시간 지연 신호 생성기(300)는 적절한 소프트웨어를 저장하는 메모리 수단을 포함하는 것이 유용하다. 시간 지연 추정기(315)는 시간 지연들 τ1,...,τM을 표시하는 신호(325)를 출력하는 출력부(320)에 연결된다. 시간 지연 신호 생성기(300)의 한 실시예에서, 시간 지연 추정기(315)는 각각이 m번째 송신 안테나(110)에 적용 가능한 시간 지연 τm을 표시하는 M개의 상이한 출력 신호들(320)을 생성하도록 적응된다. 시간 지연 신호 생성기(300)는 무선 송신 장치(105a/120b)에서, 또는 무선 수신 장치(120a/105b)에서 구현될 수 있다.
도 3b는 본 발명의 실시예에 따른 시간 지연 신호 생성기(300)를 포함하는 무선 송신 장치(105a/120b)를 도시한다. 도 3b에서, 시간 지연 신호 생성기(300)는, 무선 송신 장치(105a/120b)의 수신기(117)로부터 서브대역 송신 벡터들 w 1 ,...,w k 을 표시하는 신호들(310)을 수신하도록 연결되고, 도출된 시간 지연들 τ1,...,τM을 표시하는 신호(325)를 송신 신호 제어기(150)로 전달하도록 더 연결된다. 대안으로, 송신 신호 제어기(150) 및 시간 지연 신호 생성기(300)는 동일한 엔티티로서 구현될 수 있다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 입력 신호(310)는, 무선 수신 장치(120)로부터 수신될 수 있거나, 또는 무선 수신 장치(120a/105b)로부터 수신되는 신호에 기반하여 무선 송신 장치(105a/120b)에서 도출될 수 있고, 상기 신호는 측정된 수신 파일럿 신호들을 표시한다.
도 3c는 시간 지연 신호 생성기(300)를 포함하는 무선 수신 장치(120a/105b)를 도시한다. 도 3c의 시간 지연 신호 생성기는 파일럿 신호 분석기(145)로부터 서브대역 송신 벡터들 w 1 ,...,w k 을 표시하는 신호(310)를 수신하도록 연결된다. 시간 지연 신호 생성기(300)는 시간 지연들 τ1,...,τM을 표시하는 출력 신호(325)를 송수신기(127)로 전달하도록 더 연결되어, 상기 출력 신호는 업링크(135)를 통하여 무선 송신 장치(105a/120b)로 전송된다.
상기에 논의된 같이, 본 발명은 동일한 데이터를 무선 수신 장치(120a/105b)로 송신하는데 사용되는 하나 이상의 송신 안테나(110)를 갖는 무선 송신 장치(105a/120b)에 유용하게 적용될 수 있다. 이는 송신 안테나들(110)이 긴 거리(수 개의 파장들)로 분리되어 송신 안테나들이 상관되지 않는 송신 다이버시티 장치들에: 송신 다이버시티가 수직 편파에 의해서 획득된 무상관(uncorrelated) 장치들; 및 상이한 송신 안테나들(110)이 더 작은 거리(예를 들어 반파장)로 분리되고 안테나들이 상관된 빔-형성 장치들 모두에 적용한다. 본 발명은 또한 무상관 또는 상관 안테나들을 결합한 장치들에서 또한 적용될 수 있다: 예를 들어, 2개(또는 이상)의 송신 안테나들(110)의 세트가 빔-형성을 획득하는데 사용될 수 있고 2개(또는 이상)의 빔-형성 송신 안테나들(110)의 유사한 세트가 송신 다이버시티를 획득하기 위해 사용되는 상황을 고려하자. 상대적인 시간 지연 τ는 본 발명을 통해서, 이 장치의 4개(또는 이상)의 모든 송신 안테나들(110)에 대해서 획득될 수 있다.
본 발명은 또한 이른바 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 구조에서, 상이한 데이터를 무선 수신 장치(120a/105b)로 송신하는데 사용되는 하나 이상의 송신 안테나들(110)을 갖는 무선 송신 장치들(105a/120b)에 적용될 수 있다.
본 발명은 소프트웨어의 사용으로 유용하게 구현될 수 있기 때문에, 본 발명은 송신 다이버시티를 사용하는 무선 기지국(105)의 송신 기기들 또는 사용자 기기(120)의 시간 정렬을 개선하는 비용 효율적인 방법을 제공한다.
당업자는 본 발명이 단지 설명의 목적으로 제공된 첨부 도면들 및 상술한 상세한 설명에 개시된 실시예들로 제한되지 않고, 많은 상이한 방법들로 구현될 수 있음을 인식할 것이다.

Claims (17)

  1. 주파수 대역 내에서 무선 신호들을 송신하도록 적응된 2 이상의 송신 기기들(114)을 갖는 하나 이상의 무선 장치(105, 120)를 포함하는 무선 이동통신 시스템(100)의 성능을 개선하는 방법에 있어서:
    2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들에 기반하여 상기 2 이상의 송신 기기들 사이의 상대적인 시간 지연을 도출하는 단계로서, 서브대역 송신 가중치 벡터는 상기 주파수 대역의 서브대역에서 2 이상의 송신 기기들에 각각 적용 가능한 가중치 벡터들을 포함하는, 도출하는 단계(220)를 포함하고,
    상기 도출된 상대적인 시간 지연은 상기 2 이상의 송신 기기들의 시간 비정렬을 보상하는데(225) 사용될 수 있는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호(310)를 수신하는 단계(215); 및
    상기 도출된 상대적인 시간 지연(들)을 표시하는 출력 신호(325)를 생성하는 단계를 더 포함하고,
    상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호는 상기 도출 단계에서 사용되는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 도출 단계는 상기 서브대역 가중치 벡터들 및 송신 경로 가중치 벡터 간 관계를 표현하는 한 세트(set)의 방정식들을 푸는 단계를 포함하며, 상기 송신 경로 가중치 벡터는 송신 경로에 의해서 생성되는 수신 신호에서 시간 지연의 보상에 대한 송신 가중치들을 표시하는 송신 가중치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 세트의 방정식들은 다음 세트의 방정식들:
    에 대응하며, 여기서 w 1 ,...,w k 는 서브대역 송신 가중치 벡터들이고, W는 송신 경로 가중치 벡터이고, 그리고 C 1 ,...,C k 는 상기 각각의 서브대역들에 각각 적용가능한 시간 지연 행렬들이며, 각각의 시간 지연 행렬들은 상기 송신 기기들 각각의 상대적인 시간 지연을 반영하는 원소들을 포함하는 행렬인 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  5. 제1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 도출 단계는 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들의 원소 연산을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 원소 연산은 원소의 위상차인 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호(310)는 상기 2 이상의 송신 기기들에 의해 송신된 파일럿 신호들을 측정하여 획득되었고, 상기 상이한 송신 기기들에 의해 송신된 상기 파일럿 신호들은 서로 직교하는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호(310)는 각각의 무선 송신 채널들에 대한 상기 2 이상의 송신 기기들에 의해 송신된 파일럿 신호들을 측정하여 획득되었고, 상기 서브대역 송신 가중치 벡터들은 다음의 관계식:
    w k = argwmax(w H R k w),
    로부터 도출되었고, 여기서 w k 는 특정 서브대역에 대한 서브대역 송신 벡터이고, w는 w k 와 동일한 차원을 갖는 인덱스 벡터이고, R k = E{C k H H k H H k C k }는 전체 송신 채널의 공분산 행렬이고, C k 는 상기 송신 기기들의 각각의 상기 상대적인 시간 지연을 반영하는 원소들을 갖는 특정 서브대역에 적용 가능한 시간 지연 함수이고, 그리고 H k 는 상기 무선 송신 채널을 나타내는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 도출 단계는 복수의 상대적인 시간 지연 값들이 상기 2 이상의 송신 기기들에 대해 생성되도록 복수 회 수행되고; 그리고
    상기 복수의 상대적인 시간 지연 값들은 상기 도출된 시간 지연(들)의 정확성을 개선하기 위해 평균을 내는 것을 특징으로 하는 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는 방법.
  10. 무선 이동통신 시스템(100)의 성능을 개선하는 컴퓨터 프로그램 제품으로서, 상기 무선 이동통신 시스템이 주파수 대역 내에서 무선 신호들을 송신하도록 적응된 2 이상의 송신 기기들(114)을 갖는 하나 이상의 무선 장치(105, 120)를 포함하는, 컴퓨터 프로그램 제품에 있어서,
    프로세싱 수단(315) 상에서 운영될 때, 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들에 기반하여 상기 2 이상의 송신 기기들 사이의 상대적인 시간 지연을 도출(220)하도록 동작 가능한 컴퓨터 프로그램 코드를 포함하고, 서브대역 송신 가중치 벡터는 상기 주파수 대역의 서브대역에서 상기 2 이상의 송신 기기들 각각에 적용 가능한 가중치 벡터들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제품.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 상대적인 시간 지연을 도출하도록 동작 가능한 컴퓨터 프로그램 코드는 상기 서브대역 송신 가중치 벡터들 및 송신 경로 가중치 벡터 사이의 관계를 표시하는 방정식의 세트를 풀도록 동작가능한 컴퓨터 프로그램 코드를 포함하고, 상기 송신 경로 가중치 벡터는 송신 경로에 의해 생성된 수신 신호에서 시간 지연의 보상에 대한 송신 가중치들을 표시하는 송신 가중치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제품.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 상대적인 시간 지연을 도출하도록 동작가능한 컴퓨터 프로그램 코드는 상기 서브대역 송신 가중치 벡터들 중 2개의 원소 연산을 수행하도록 동작가능한 컴퓨터 프로그램 코드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제품.
  13. 제 10 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 상대적인 시간 지연을 도출하도록 동작가능한 컴퓨터 프로그램 코드는:
    복수의 상대적인 시간 지연 값들이 상기 2 이상의 송신 기기들에 대해서 생성되도록 상기 시간 지연의 도출을 복수 회 수행하고, 그리고
    상기 도출된 상대적인 시간 지연(들)의 정확성을 개선하기 위해 상기 복수의 상대적인 시간 지연 값의 평균을 내도록 동작 가능한 것을 특징으로 하는 컴퓨터 프로그램 제품.
  14. 사용자 기기(120) 또는 무선 기지국(120)에 적합하도록 배열된 메모리 수단(300)으로서, 제 10 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항의 컴퓨터 프로그램 제품을 저장하는 것을 특징으로 하는 메모리 수단.
  15. 무선 이동통신 시스템(100)에서 사용하는 시간 지연 신호 생성기(300)에서, 상기 이동통신 무선 시스템이 주파수 대역 내에서 무선 신호들을 송신하도록 적응된 2 이상의 송신 기기들(114)을 갖는 하나 이상의 무선 장치(105, 120)를 포함하는, 시간 지연 신호 생성기에 있어서:
    적어도 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들을 표시하는 신호(310)를 수신하도록 배열된 입력부(305);
    상기 2 이상의 서브대역 송신 가중치 벡터들에 기반하여 상기 2 이상의 송신 기기들 사이의 상대적인 시간 지연을 도출하고 그리고 상기 도출된 시간 지연(들)을 표시하는 신호(325)를 생성하도록 배열된 시간 지연 신호 생성기(315); 및
    상기 도출된 시간 지연(들)을 표시하는 상기 신호(325)를 출력하도록 배열된 출력부(320)를 포함하고,
    도출된 상대적인 시간 지연은 상기 무선 이동통신 시스템의 성능을 개선하는데 사용될 수 있는 것을 특징으로 하는 시간 지연 신호 생성기.
  16. 제 15 항에 따른 시간 지연 신호 생성기(300)를 포함하는 무선 기지국(105).
  17. 제 15 항에 따른 시간 지연 발생기(300)를 포함하는 사용자 기기(120).
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