JP4409000B2

JP4409000B2 - Display device and driving method thereof

Info

Publication number: JP4409000B2
Application number: JP24901599A
Authority: JP
Inventors: 光弘笠原; 光広森; 淳平橋口; 茂雄木子
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-09-02
Filing date: 1999-09-02
Publication date: 2010-02-03
Anticipated expiration: 2019-09-02
Also published as: JP2001075528A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置およびその駆動方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＤＰ（プラズマディスプレイパネル）を用いたプラズマディスプレイ装置は、薄型化および大画面化が可能であるという利点を有する。このプラズマディスプレイ装置では、画素を構成する放電セルの放電の際の発光を利用することにより画像を表示している。
【０００３】
図１６は、ＡＣ型ＰＤＰにおける放電セルの駆動方法を説明するための図である。図１６に示すように、ＡＣ型ＰＤＰの放電セルにおいては、対向する電極３０１，３０２の表面がそれぞれ誘電体層３０３，３０４で覆われている。
【０００４】
図１６の（ａ）に示すように、電極３０１，３０２間に放電開始電圧よりも低い電圧を印加した場合には、放電が起こらない。図１６の（ｂ）に示すように、電極３０１，３０２間に放電開始電圧よりも高いパルス状の電圧（書き込みパルス）を印加すると、放電が発生する。放電が発生すると、負電荷は電極３０１の方向に進んで誘電体層３０３の壁面に蓄積され、正電荷は電極３０２の方向に進んで誘電体層３０４の壁面に蓄積される。誘電体層３０３，３０４の壁面に蓄積された電荷を壁電荷と呼ぶ。また、この壁電荷により誘起された電圧を壁電圧と呼ぶ。
【０００５】
図１６の（ｃ）に示すように、誘電体層３０３の壁面には負の壁電荷が蓄積され、誘電体層３０４の壁面には正の壁電荷が蓄積される。この場合、壁電圧の極性は外部印加電圧の極性と逆向きであるため、放電の進行に従って放電空間内における実効電圧が低下し、放電は自動的に停止する。
【０００６】
図１６の（ｄ）に示すように、外部印加電圧の極性を反転させると、壁電圧の極性が外部印加電圧の極性と同じ向きになるため、放電空間内における実効電圧が高くなる。このときの実効電圧が放電開始電圧を超えると、逆極性の放電が発生する。それにより、正電荷が電極３０１の方向に進み、すでに誘電体層３０３に蓄積されている負の壁電荷を中和し、負電荷が電極３０２の方向に進み、すでに誘電体層３０４に蓄積されている正の壁電荷を中和する。
【０００７】
そして、図１６の（ｅ）に示すように、誘電体層３０３，３０４の壁面にそれぞれ正および負の壁電荷が蓄積される。この場合、壁電圧の極性が外部印加電圧の極性と逆向きであるため、放電の進行に従って放電空間内における実効電圧が低下し、放電が停止する。
【０００８】
さらに、図１６の（ｆ）に示すように、外部印加電圧の極性を反転させると、逆極性の放電が発生し、負電荷は電極３０１の方向に進み、正電荷は電極３０２の方向に進み、図１６の（ｃ）の状態に戻る。
【０００９】
このように、高い書き込みパルスを印加することにより一旦放電が開始された後は、壁電荷の働きによりこの書き込みパルスよりも低い外部印加電圧（維持パルス）の極性を反転させることにより放電を維持させることができる。書き込みパルスを変化することにより放電を開始させることをアドレス放電と呼び、交互に反転する維持パルスを印加することにより放電を維持させることを維持放電と呼ぶ。
【００１０】
上記のＰＤＰに用いられる維持パルスの一例として、特開平１０−３３３６３５号公報に開示される維持パルスがある。図１７は、上記公報に記載される維持パルスのパルス波形を示す図である。
【００１１】
図１７に示す維持パルスでは、パネル外に設置された容量素子、インダクタンス素子および抵抗素子等からなる駆動回路を用い、容量成分とインダクタンス成分とによって生じる共振によりオーバーシュート波形を形成している。この駆動波形の最初のオーバーシュートが、短時間かつ高電位の波形となり、維持放電における放電開始電圧を超える電圧となる。この結果、最初のオーバーシュートにより放電が発生し、この維持パルスを周期的に放電セルに与えることにより維持放電を行うことができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、容量素子とインダクタンス素子とのＬＣ共振による維持パルスを維持放電に用いた場合、ＰＤＰの点灯率が高くなって同時に複数の放電セルが維持放電を行うと、十分な放電電流を供給することができず、安定な維持放電を行うことができなかった。
【００１３】
本発明の目的は、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる表示装置およびその駆動方法を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
（１）第１の発明
第１の発明に係る表示装置は、容量性負荷を含む複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置であって、選択された放電セルを放電させるための駆動パルスの電圧が各放電セルの放電開始電圧以上になり最大ピーク電圧に達した後、放電開始電圧より低くなり、振動的に減衰するように、駆動パルスをオーバーシュートさせる駆動手段と、複数の放電セルの点灯率を検出する検出手段とを備え、駆動手段は、一端が容量性負荷に接続される少なくとも１つのインダクタンス素子を有するインダクタンス手段と、容量性負荷とインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせる共振駆動手段と、インダクタンス素子の他端の電圧を変化させることにより駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させる可変電圧手段とを含み、可変電圧手段は、検出手段により検出された点灯率が大きいほどオーバーシュート波形の振幅が大きくなるようにインダクタンス素子の他端の電圧を変化させるものである。
【００１５】
本発明に係る表示装置においては、駆動パルスの電圧が放電開始電圧以上になるように駆動パルスをオーバーシュートさせるとともに、放電セルの点灯率を検出し、検出された点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させている。したがって、放電セルの点灯率に応じた最適なオーバーシュート波形で駆動パルスを出力することができるので、点灯率が変化しても常に十分な放電電流を供給することができる。この結果、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００１６】
この場合、点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることにより、放電開始電圧に対する駆動パルスのオーバーシュート量を調整することができ、点灯率に応じた最適な放電電流を供給することができる。
【００１７】
また、容量性負荷とインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせているので、少ない消費電力で駆動パルスを放電開始電圧以上に遷移させることができる。
【００１８】
さらに、点灯率に応じてインダクタンス素子の他端の電圧を変化させることができるので、簡略な回路構成で駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることができる。
【００１９】
（２）第２の発明
第２の発明に係る表示装置は、容量性負荷を含む複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置であって、選択された放電セルを放電させるための駆動パルスの電圧が各放電セルの放電開始電圧以上になり最大ピーク電圧に達した後、放電開始電圧より低くなり、振動的に減衰するように、駆動パルスをオーバーシュートさせる駆動手段と、複数の放電セルの点灯率を検出する検出手段とを備え、駆動手段は、一端が容量性負荷に接続される少なくとも１つのインダクタンス素子を有するインダクタンス手段と、容量性負荷とインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせる共振駆動手段と、インダクタンス手段のインダクタンス値を変化させることにより駆動パルスのオーバーシュート波形の最大ピーク電圧から次のピーク電圧までの周期を変化させる可変インダクタンス手段とを備え、可変インダクタンス手段は、検出手段により検出された点灯率が大きいほどオーバーシュート波形の周期が大きくなるようにインダクタンス手段のインダクタンス値を変化させるものである。
【００２０】
本発明に係る表示装置においては、駆動パルスの電圧が放電開始電圧以上になるように駆動パルスをオーバーシュートさせるとともに、放電セルの点灯率を検出し、検出された点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させている。したがって、放電セルの点灯率に応じた最適なオーバーシュート波形で駆動パルスを出力することができるので、点灯率が変化しても常に十分な放電電流を供給することができる。この結果、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００２１】
この場合、点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の周期を変化させることにより、放電開始電圧を超える駆動パルスの期間の長さを調整することができ、点灯率に応じた最適な放電電流を供給することができる。
【００２２】
また、容量性負荷とインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせているので、少ない消費電力で駆動パルスを放電開始電圧以上に遷移させることができる。
【００２３】
さらに、点灯率に応じてインダクタンス値を変化させることができるので、簡略な回路構成で駆動パルスのオーバーシュート波形の周期を変化させることができる。
【００２４】
（３）第３の発明
第３の発明に係る表示装置は、容量性負荷を含む複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置であって、選択された放電セルを放電させるための駆動パルスの電圧が各放電セルの放電開始電圧以上になり最大ピーク電圧に達した後、放電開始電圧より低くなり、振動的に減衰するように、駆動パルスをオーバーシュートさせる駆動手段と、基礎駆動パルスを出力する基礎駆動手段と、複数の放電セルの点灯率を検出する検出手段とを備え、駆動手段は、基礎駆動パルスに駆動パルスを重畳して出力し、駆動手段は、一端が容量性負荷に接続される少なくとも１つの第１のインダクタンス素子を有するインダクタンス手段と、容量性負荷と第１のインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせる共振駆動手段と、第１のインダクタンス素子の他端の電圧を変化させることにより駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させる可変電圧手段とを含み、基礎駆動手段は、一端が容量性負荷に接続される第２のインダクタンス素子と、容量性負荷と第２のインダクタンス素子とのＬＣ共振により基礎駆動パルスを遷移させる共振基礎駆動手段とを含み、可変電圧手段は、検出手段により検出された点灯率が大きいほどオーバーシュート波形の振幅が大きくなるように第１のインダクタンス素子の他端の電圧を変化させることを特徴とするものである。
【００２５】
本発明に係る表示装置においては、駆動パルスの電圧が放電開始電圧以上になるように駆動パルスをオーバーシュートさせるとともに、放電セルの点灯率を検出し、検出された点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させている。したがって、放電セルの点灯率に応じた最適なオーバーシュート波形で駆動パルスを出力することができるので、点灯率が変化しても常に十分な放電電流を供給することができる。この結果、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００２６】
この場合、点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることにより、放電開始電圧に対する駆動パルスのオーバーシュート量を調整することができ、点灯率に応じた最適な放電電流を供給することができる。
【００２７】
また、容量性負荷と第１のインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせているので、少ない消費電力で駆動パルスを放電開始電圧以上に遷移させることができる。
【００２８】
また、点灯率に応じて第１のインダクタンス素子の他端の電圧を変化させることにより駆動パルスの振幅を変更することができるので、簡略な回路構成で駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることができる。
【００２９】
さらに、２段階で放電開始電圧以上に駆動パルスを遷移させることができ、消費電力を低減することができるとともに、駆動パルスおよび／または基礎駆動パルスの波形を変化させることができるので、点灯率に応じたより最適な駆動パルスを出力することができる。
【００３０】
（４）第４の発明
第４の発明に係る表示装置は、第１または３の発明に係る表示装置の構成において、１フィールドを複数のサブフィールドに分割してサブフィールドごとに選択された放電セルを放電させて階調表示を行うために、１フィールドの画像データを各サブフィールドの画像データに変換する変換手段をさらに備え、検出手段は、サブフィールドごとの点灯率を検出し、可変電圧手段は、サブフィールドごとの点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることを特徴とするものである。
【００３１】
この場合、サブフィールドごとに点灯率を検出して駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させているので、サブフィールドごとに放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００３２】
（５）第５の発明
第５の発明に係る表示装置は、第２の発明に係る表示装置の構成において、１フィールドを複数のサブフィールドに分割してサブフィールドごとに選択された放電セルを放電させて階調表示を行うために、１フィールドの画像データを各サブフィールドの画像データに変換する変換手段をさらに備え、検出手段は、サブフィールドごとの点灯率を検出し、可変インダクタンス手段は、サブフィールドごとの点灯率に応じて駆動パルスのオーバーショート波形の周期を変化させるものである。
【００３３】
この場合、サブフィールドごとに点灯率を検出して駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させているので、サブフィールドごとに放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００３４】
（６）第６の発明
第６の発明に係る表示装置の駆動方法は、容量性負荷を含む複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置の駆動方法であって、複数の放電セルの点灯率を検出するステップと、容量性負荷と一端が容量性負荷に接続される少なくとも１つのインダクタンス素子とのＬＣ共振により、選択された放電セルを放電させるための駆動パルスの電圧が各放電セルの放電開始電圧以上になり最大ピーク電圧に達した後、放電開始電圧より低くなり、振動的に減衰するように、駆動パルスをオーバーシュートさせるステップと、検出された点灯率が大きいほど駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅が大きくなるようにインダクタンス素子の他端の電圧を変化させるステップとを含むものである。
【００３５】
本発明に係る表示装置の駆動方法においては、駆動パルスの電圧が放電開始電圧以上になるように駆動パルスをオーバーシュートさせるとともに、放電セルの点灯率を検出し、検出された点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させている。したがって、放電セルの点灯率に応じた最適なオーバーシュート波形で駆動パルスを出力することができるので、点灯率が変化しても常に十分な放電電流を供給することができる。この結果、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００３６】
この場合、点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることにより、放電開始電圧に対する駆動パルスのオーバーシュート量を調整することができ、点灯率に応じた最適な放電電流を供給することができる。
【００３７】
また、容量性負荷とインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせているので、少ない消費電力で駆動パルスを放電開始電圧以上に遷移させることができる。
【００３８】
さらに、点灯率に応じてインダクタンス素子の他端の電圧を変化させることができるので、簡略な回路構成で駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることができる。
【００３９】
（７）第７の発明
第７の発明に係る表示装置の駆動方法は、容量性負荷を含む複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置の駆動方法であって、複数の放電セルの点灯率を検出するステップと、容量性負荷と一端が容量性負荷に接続される少なくとも１つのインダクタンス素子を有する可変インダクタンス手段とのＬＣ共振により、選択された放電セルを放電させるための駆動パルスの電圧が各放電セルの放電開始電圧以上になり最大ピーク電圧に達した後、放電開始電圧より低くなり、振動的に減衰するように、駆動パルスをオーバーシュートさせるステップと、検出された点灯率が大きいほど駆動パルスのオーバーシュート波形の最大ピーク電圧から次のピーク電圧までの周期が大きくなるようにインダクタンス手段のインダクタンス値を変化させるステップとを含むものである。
【００４０】
本発明に係る表示装置の駆動方法においては、駆動パルスの電圧が放電開始電圧以上になるように駆動パルスをオーバーシュートさせるとともに、放電セルの点灯率を検出し、検出された点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させている。したがって、放電セルの点灯率に応じた最適なオーバーシュート波形で駆動パルスを出力することができるので、点灯率が変化しても常に十分な放電電流を供給することができる。この結果、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００４１】
この場合、点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の周期を変化させることにより、放電開始電圧を超える駆動パルスの期間の長さを調整することができ、点灯率に応じた最適な放電電流を供給することができる。
【００４２】
また、容量性負荷とインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせているので、少ない消費電力で駆動パルスを放電開始電圧以上に遷移させることができる。
【００４３】
さらに、点灯率に応じてインダクタンス値を変化させることができるので、簡略な回路構成で駆動パルスのオーバーシュート波形の周期を変化させることができる。
【００４４】
（８）第８の発明
第８の発明に係る表示装置の駆動方法は、容量性負荷を含む複数の放電セルを選択的に放電させて画像を表示する表示装置の駆動方法であって、複数の放電セルの点灯率を検出するステップと、容量性負荷と一端が容量性負荷に接続される少なくとも１つの第１のインダクタンス素子とのＬＣ共振により、選択された放電セルを放電させるための駆動パルスの電圧が各放電セルの放電開始電圧以上になり最大ピーク電圧に達した後、放電開始電圧より低くなり、振動的に減衰するように、駆動パルスをオーバーシュートさせるステップと、容量性負荷と一端が容量性負荷に接続される第２のインダクタンス素子とのＬＣ共振により基礎駆動パルスを遷移させるステップと、基礎駆動パルスに駆動パルスを重畳して出力するステップと、検出された点灯率が大きいほど出力される駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅が大きくなるように第１のインダクタンス素子の他端の電圧を変化させるステップとを備えたものである。
【００４５】
本発明に係る表示装置の駆動方法においては、駆動パルスの電圧が放電開始電圧以上になるように駆動パルスをオーバーシュートさせるとともに、放電セルの点灯率を検出し、検出された点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させている。したがって、放電セルの点灯率に応じた最適なオーバーシュート波形で駆動パルスを出力することができるので、点灯率が変化しても常に十分な放電電流を供給することができる。この結果、放電セルの点灯率が変化しても、常に安定に放電を行うことができる。
【００４６】
この場合、点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることにより、放電開始電圧に対する駆動パルスのオーバーシュート量を調整することができ、点灯率に応じた最適な放電電流を供給することができる。
【００４７】
また、容量性負荷と第１のインダクタンス素子とのＬＣ共振により駆動パルスをオーバーシュートさせているので、少ない消費電力で駆動パルスを放電開始電圧以上に遷移させることができる。
【００４８】
また、点灯率に応じて第１のインダクタンス素子の他端の電圧を変化させることにより駆動パルスの振幅を変更することができるので、簡略な回路構成で駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることができる。
【００４９】
さらに、２段階で放電開始電圧以上に駆動パルスを遷移させることができ、消費電力を低減することができるとともに、駆動パルスおよび／または基礎駆動パルスの波形を変化させることができるので、点灯率に応じたより最適な駆動パルスを出力することができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る表示装置の一例としてＡＣ型プラズマディスプレイ装置について説明する。図１は、本発明の一実施の形態によるプラズマディスプレイ装置の構成を示すブロック図である。
【００５１】
図１のプラズマディスプレイ装置は、Ａ／Ｄコンバータ（アナログ・デジタル変換器）１、映像信号−サブフィールド対応付け器２、サブフィールド処理器３、サブフィールド点灯率測定器４、データドライバ５、スキャンドライバ６、サステインドライバ７およびＰＤＰ（プラズマディスプレイパネル）８を備える。
【００５２】
Ａ／Ｄコンバータ１には、映像信号ＶＤが入力される。Ａ／Ｄコンバータ１は、アナログの映像信号ＶＤをデジタルの画像データに変換し、映像信号−サブフィールド対応付け器２へ出力する。映像信号−サブフィールド対応付け器２は、１フィールドを複数のサブフィールドに分割して表示するため、１フィールドの画像データから各サブフィールドの画像データＳＰを作成し、サブフィールド処理器３およびサブフィールド点灯率測定器４へ出力する。サブフィールド処理器３は、サブフィールドごとの画像データＳＰ等からデータドライバ駆動制御信号ＤＳ、スキャンドライバ駆動制御信号ＣＳおよびサステインドライバ駆動制御信号ＵＳを作成し、それぞれデータドライバ５、スキャンドライバ６およびサステインドライバ７へ出力する。
【００５３】
ＰＤＰ８は、複数のアドレス電極（データ電極）１１、複数のスキャン電極（走査電極）１２および複数のサステイン電極（維持電極）１３を含む。複数のアドレス電極１１は、画面の垂直方向に配列され、複数のスキャン電極１２および複数のサステイン電極１３は、画面の水平方向に配列されている。また、複数のサステイン電極１３は、共通に接続されている。アドレス電極１１、スキャン電極１２およびサステイン電極１３の各交点には、放電セル１４が形成され、各放電セル１４が画面上の画素を構成する。
【００５４】
データドライバ５は、ＰＤＰ８の複数のアドレス電極１１に接続されている。スキャンドライバ６は、各スキャン電極１２ごとに設けられた駆動回路を内部に備え、各駆動回路がＰＤＰ８の対応するスキャン電極１２に接続されている。サステインドライバ７は、ＰＤＰ８の複数のサステイン電極１３に接続されている。
【００５５】
データドライバ２は、データドライバ駆動制御信号ＤＳに従い、書き込み期間において、画像データＳＰに応じてＰＤＰ８の該当するアドレス電極１１に書き込みパルスを印加する。スキャンドライバ６は、スキャンドライバ駆動制御信号ＣＳに従い、書き込み期間において、シフトパルスを垂直走査方向にシフトしつつＰＤＰ８の複数のスキャン電極１２に書き込みパルスを順に印加する。これにより、該当する放電セルにおいてアドレス放電が行われる。
【００５６】
また、スキャンドライバ６は、スキャンドライバ駆動制御信号ＣＳに従い、維持期間において、周期的な維持パルスをＰＤＰ８の複数のスキャン電極１２に印加する。一方、サステインドライバ７は、サステインドライバ駆動制御信号ＵＳに従い、維持期間において、ＰＤＰ８の複数のサステイン電極１３にスキャン電極１２の維持パルスに対して１８０度位相のずれた維持パルスを同時に印加する。これにより、該当する放電セル１４において維持放電が行われる。
【００５７】
サブフィールド点灯率測定器４は、サブフィールドごとの画像データＳＰから、ＰＤＰ８上で同時に駆動される放電セル１４の点灯率を検出し、サブフィールド点灯率信号ＳＬをスキャンドライバ６およびサステインドライバ７へ出力する。スキャンドライバ６およびサステインドライバ７は、後述するように、サブフィールド点灯率信号ＳＬに応じて維持パルスのオーバーシュート波形を変化させる。
【００５８】
図１に示すプラズマディスプレイ装置では、階調表示駆動方式として、ＡＤＳ（Address Display-Period Separation ：アドレス・表示期間分離）方式が用いられている。図２は、図１に示すプラズマディスプレイ装置に適用されるＡＤＳ方式を説明するための図である。
【００５９】
ＡＤＳ方式では、１フィールド（１／６０秒＝１６．６７ｍｓ）を複数のサブフィールドに時間的に分割する。例えば、８ビットで２５６階調表示を行う場合には、１フィールドを８つのサブフィールドＳＦ１〜ＳＦ８に分割する。また、各サブフィールドＳＦ１〜ＳＦ８は、セットアップ期間Ｐ１、書き込み期間Ｐ２、維持期間Ｐ３に分離され、セットアップ期間Ｐ１において各サブフィールドのセットアップ処理が行われ、書き込み期間Ｐ２において点灯される放電セル１４を選択するためのアドレス放電が行われ、維持期間Ｐ３において表示のための維持放電が行われる。
【００６０】
セットアップ期間Ｐ１において、サステイン電極１３に単一パルスが加えられ、スキャン電極１２（図２ではスキャン電極の本数としてｎ本が表示されているが、実際には、例えば４８０本のスキャン電極が用いられる）にもそれぞれ単一パルスが加えられる。これにより予備放電が行われる。
【００６１】
書き込み期間Ｐ２においては、スキャン電極１２が順次走査され、アドレス電極１１からパルスを受けた放電セル１４だけに所定の書き込み処理が行われる。これによりアドレス放電が行われる。
【００６２】
維持期間Ｐ３においては、各サブフィールドＳＦ１〜ＳＦ８に重み付けされた値に応じた維持パルスがサステイン電極１３およびスキャン電極１２へ出力される。例えば、サブフィールドＳＦ１では、サステイン電極１３に維持パルスが１回印加され、走査電極１２に維持パルスが１回印加され、書き込み期間Ｐ２において選択された放電セル１４が２回維持放電を行う。また、サブフィールドＳＦ２では、サステイン電極１３に維持パルスが２回印加され、スキャン電極１２に維持パルスが２回印加され、書き込み期間Ｐ２において選択された放電セル１４が４回維持放電を行う。
【００６３】
上記のように、各サブフィールドＳＦ１〜ＳＦ８では、サステイン電極１３およびスキャン電極１２に１回、２回、４回、８回、１６回、３２回、６４回、１２８回維持パルスが印加され、パルス数に応じた明るさで放電セルが発光する。すなわち、維持期間Ｐ３は、書き込み期間Ｐ２で選択された放電セル１４が明るさの重み付け量に応じた回数で放電する期間である。
【００６４】
このように、サブフィールドＳＦ１〜ＳＦ８では、それぞれ、１、２、４、８、１６、３２、６４、１２８の明るさの重み付けがなされ、これらのサブフィールドＳＦ１〜ＳＦ８を組み合わせることにより、明るさのレベルを０〜２５５までの２５６段階で調整することができる。なお、サブフィールドの分割数および重み付け値等は、上記の例に特に限定されず、種々の変更が可能であり、例えば、動画疑似輪郭を低減するために、サブフィールド８を二つに分割して二つのサブフィールドの重み付け値を６４に設定してもよい。
【００６５】
本実施の形態では、スキャンドライバ６およびサステインドライバ７が駆動手段および基礎駆動手段に相当し、サブフィールド点灯率測定器４が検出手段に相当し、映像信号−サブフィールド対応付け器２が変換手段に相当する。
【００６６】
次に、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第１の例について説明する。図３は、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第１の例の構成を示す回路図である。なお、スキャンドライバについても以下のサステインドライバと同様に構成することにより、スキャン電極１３に印加される維持パルスのオーバーシュート波形を制御して同様の効果を得ることができるので、スキャンドライバに関する詳細な説明を省略し、サステインドライバ７についてのみ以下詳細に説明する。
【００６７】
図３に示すサステインドライバは、オーバーシュート回路ＯＳ、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ、以下トランジスタと称する）Ｑ３を含む。オーバーシュート回路ＯＳは、トランジスタＱ１，Ｑ２、回収コンデンサＣ１、回収コイルＬ１，Ｌ２、ダイードＤ１〜Ｄ４および可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２を含む。
【００６８】
トランジスタＱ３は、一端が接地端子に接続され、他端がノードＮ１に接続され、ゲートには制御信号Ｓ３が入力される。ノードＮ１は、例えば、４８０本のサステイン電極１３に接続されているが、図３では、複数のサステイン電極１３と接地端子との間の全容量に相当するパネル容量Ｃｐが示されている。なお、この点に関しては、以下の他のサステインドライバについても同様である。
【００６９】
回収コイルＬ１の一端はノードＮ１に接続され、他端がノードＮ２に接続される。回収コイルＬ２の一端はノードＮ１に接続され、他端がダイオードＤ４のカソードに接続され、ダイオードＤ４のアノードがノードＮ２に接続される。
【００７０】
トランジスタＱ１は、一端がノードＮ３に接続され、他端がダイオードＤ１のアノードに接続され、ゲートには制御信号Ｓ１が入力される。ダイオードＤ１のカソードはノードＮ２に接続される。ダイオードＤ２のアノードはノードＮ２に接続される。トランジスタＱ２は、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がノードＮ４に接続され、ゲートには制御信号Ｓ２が入力される。
【００７１】
可変電圧源ＶＲ１は、ノードＮ３とノードＮ４との間に接続される。回収コンデンサＣ１の一端は接地端子に接続され、他端がノードＮ４に接続される。可変抵抗ＶＲ２の一端は接地端子に接続され、他端がダイオードＤ３のアノードに接続される。ダイオードＤ３のカソードはノードＮ４に接続される。可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２は、維持パルスＰｓｕの最大ピーク電圧（理論値）をＶｓｕｓとすると、初期値としてＶｓｕｓ／４の電圧を出力し、サブフィールド点灯率信号ＳＬに応じて出力電圧を変化させる。
【００７２】
本例では、回収コイルＬ１，Ｌ２およびダイオードＤ４がインダクタンス手段に相当し、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１〜Ｄ３、回収コンデンサＣ１および可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２が共振駆動手段に相当し、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２が可変電圧手段に相当し、回収コイルＬ１，Ｌ２がインダクタンス素子に相当し、回収コンデンサＣ１が第１の電荷回収手段に相当する。
【００７３】
また、本例では、回収コンデンサＣ１が電荷回収手段に相当し、回収コイルＬ１，Ｌ２、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１〜Ｄ４および可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２がオーバーシュート手段に相当し、可変電圧源ＶＲ１が電圧供給手段に相当し、可変電圧源ＶＲ２が補助電荷供給手段に相当する。
【００７４】
図４は、図３に示すサステインドライバの維持期間の動作を示すタイミング図である。図４には、図３のノードＮ１の電圧（維持パルスＰｓｕ）およびトランジスタＱ１〜Ｑ３に入力される制御信号Ｓ１〜Ｓ３が示される。なお、制御信号Ｓ１〜Ｓ３は、サステインドライバ駆動制御信号ＵＳとしてサブフィールド処理器３から出力される信号である。
【００７５】
まず、期間ＴＡにおいて、制御信号Ｓ１がハイレベルになりトランジスタＱ１がオンし、制御信号Ｓ３がロウレベルになりトランジスタＱ３がオフする。このとき、制御信号Ｓ２はロウレベルにあり、トランジスタＱ２がオフしている。したがって、可変電圧源ＶＲ１がトランジスタＱ１およびダイオードＤ１を介してノードＮ２に接続され、回収コイルＬ１，Ｌ２およびパネル容量ＣｐによるＬＣ共振によりノードＮ１の電圧が滑らかに上昇する。
【００７６】
ここで、ダイオードＤ４が回収コイルＬ２と直列に接続されているが、回収コイルＬ２に流れる電流は制限されず、回収コイルＬ１，Ｌ２がともにＬＣ共振動作に寄与する。したがって、回収コイルＬ１のインダクタンス値より小さい回収コイルＬ１，Ｌ２の合成インダクタンス値によりＬＣ共振が発生し、ＬＣ共振の周期が短くなり、ノードＮ１の電圧が急峻に上昇する。
【００７７】
また、ノードＮ３の電圧は、可変電圧源ＶＲ１の電圧Ｖｓｕｓ／４と可変電圧源ＶＲ２の電圧Ｖｓｕｓ／４とが加算され、Ｖｓｕｓ／２に設定されている。したがって、ノードＮ１の電圧が、放電開始電圧Ｖｓｔを超え、Ｖｓｕｓ／２の２倍の電圧すなわちＶｓｕｓまで理論的には上昇する。ただし、回路内の抵抗成分によるエネルギー損失により電圧降下を起こし、ノードＮ１の電圧は、Ｖｓｕｓよりやや低い値となる（なお、実際には放電により放電開始電圧Ｖｓｔをやや越える電圧までしか上昇しない）。ノードＮ１の電圧が放電開始電圧Ｖｓｔを超えると、放電セル１４の維持放電が開始され、放電電流が上昇し始める。また、このとき、回収コンデンサＣ１の電荷が放出される。
【００７８】
最大ピーク電圧に達した後、ノードＮ１の電圧は反転し、放電開始電圧Ｖｓｔより低くなる。このとき、放電電流は、ノードＮ１の電圧が最大ピーク電圧に達してからやや遅れてから極大値をとるとともに、そのタイミングにはノードＮ１の電圧がすでにピーク値より低くなっているため、従来の駆動回路による放電電流よりもその極大値が抑えられる。したがって、より少ない消費電力で維持放電を行うことが可能となる。以降、維持パルスＰｓｕは振動的に減衰しながら、Ｖｓｕｓ／２に収束する。
【００７９】
次に、期間ＴＢにおいて、制御信号Ｓ１がロウレベルになりトランジスタＱ１がオフし、制御信号Ｓ２がハイレベルになりトランジスタＱ２がオンする。したがって、可変電圧源ＶＲ１および回収コンデンサＣ１がダイオードＤ２およびトランジスタＱ２を介してノードＮ２に接続され、回収コイルＬ１およびパネル容量ＣｐによるＬＣ共振によりノードＮ１の電圧が滑らかに降下する。
【００８０】
ここで、ダイオードＤ４が回収コイルＬ２と直列に接続されているため、回収コイルＬ２に流れる電流が制限され、回収コイルＬ１のみがＬＣ共振動作に寄与する。したがって、回収コイルＬ１，Ｌ２の合成インダクタンス値より大きい回収コイルＬ１のインダクタンス値によりＬＣ共振が発生し、ＬＣ共振の周期が長くなり、ノードＮ１の電圧が緩やかに降下する。
【００８１】
また、ノードＮ４の電圧は、可変電圧源ＶＲ２の電圧すなわちＶｓｕｓ／４に設定されている。したがって、ノードＮ１の電圧は、理論的には、Ｖｓｕｓ／２から降下し接地電位に達するが、実際には、上記と同様に回路内の抵抗成分によるエネルギー損失により接地電位までは立ち下がらない。また、このとき、パネル容量Ｃｐに蓄えられた電荷は、回収コンデンサＣ１に蓄えられ、電荷の回収が行われる。
【００８２】
次に、期間ＴＣにおいて、制御信号Ｓ２がロウレベルになりトランジスタＱ２がオフし、制御信号Ｓ３がハイレベルになりトランジスタＱ３がオンする。したがって、ノードＮ１が接地端子に接続され、ノードＮ１の電圧が急激に降下し、接地電位に固定される。
【００８３】
上記の動作を維持期間において繰り返し行うことにより、オーバーシュート波形を有する周期的な維持パルスＰｓｕを複数のサステイン電極１３に印加することができる。
【００８４】
ここで、図３に示すサステインドライバについて放電効率および電荷回収効率の観点から説明する。オーバーシュート波形を駆動パルスに用いることによりＰＤＰの放電効率を向上することができるが、インダクタンス素子等を用いたオーバーシュート回路により大きなオーバーシュート波形を出力するためには、インダクタンス素子の両端の電圧差を大きくしなければならない。一方、インダクタンス素子等から構成される従来の電力回収回路による駆動パルスにオーバーシュート波形を重畳しようとすると、電力回収回路によりほぼ放電開始電圧まで電荷が放電セルに蓄積されてしまうので、大きなオーバーシュート波形を発生させることができない。このため、大きなオーバーシュート波形を生成するためには、電力回収回路の回収効率を低下させて電力回収回路からの放電セルへの電荷の蓄積を減少させる必要がある。したがって、オーバーシュート波形を用いて放電効率を向上しても、ＰＤＰの充放電電力の増大をもたらし、消費電力を増大させることとなる。
【００８５】
図３に示すサステインドライバは、上記のような課題を解消することができる。すなわち、ＰＤＰ８の放電セル１４すなわちパネル容量Ｃｐに蓄えられた電荷は、維持パルスＰｓｕの立ち下がり時にトランジスタＱ２がオンすることにより引き出されて回収コンデンサＣ１に蓄えられる。一方、維持パルスＰｓｕの立ち上がり時は、トランジスタＱ１がオンしてＰＤＰ８の放電セル１４を駆動する。このとき、回収コイルＬ１，Ｌ２には、トランジスタＱ１を介して、回収コンデンサＣ１に蓄えられた電荷による電圧と可変電圧源ＶＲ１により発生される電圧とが加算された電圧が印加される。
【００８６】
したがって、従来の電力回収回路と比較すると、可変電圧源ＶＲ１が発生する電圧が新たに加えられ、トランジスタＱ１が回収コイルＬ１，Ｌ２およびパネル容量Ｃｐを駆動することになる。この結果、可変電圧源ＶＲ１の電圧により大きなオーバーシュート波形を安定に発生されることが可能となる。また、このとき、回収コンデンサＣ１により回収された電荷も、オーバーシュート波形の生成に用いられるので、回収された電荷を有効に活用することができる。
【００８７】
また、オーバーシュート波形の印加によって放電セル１４で放電が開始したとき、十分な放電電流を流すため、回収コンデンサＣ１で回収した電荷以上の電荷が必要になる。この放電に必要な電荷は、可変電圧源ＶＲ２から供給される。したがって、放電開始後に必要な放電電流を可変電圧源ＶＲ２から供給することができ、維持放電を安定に行うことが可能となる。
【００８８】
上記の構成により、回収された電荷と電圧源から供給される電荷とを用いてオーバーシュート波形を生成することができるので、電荷の回収効率を高く維持したまま、大きなオーバーシュート波形を安定して生成することができる。この結果、放電効率の向上と電荷回収効率の向上とを両立することができるので、消費電力を著しく低減することができ、実用上極めて有用な表示装置を提供することができる。なお、点灯率に応じて電圧を変化させない場合は、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の代わりに所定の電圧を出力する電圧源を用いてもよい。
【００８９】
次に、上記のように構成されたサステインドライバの維持パルスの制御動作について説明する。図５は、図３に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図である。
【００９０】
あるサブフィールドにおいて、点灯率が大きい場合、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の出力電圧がＶｓｕｓ／４より大きくされ、図５の（ａ）に示すように駆動パルスＰｓｕの振幅が大きくなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート部分が大きくなり、十分に放電電流を供給することが可能となり、点灯率が大きくなっても、安定に維持放電を行うことが可能となる。
【００９１】
一方、点灯率が小さい場合、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の電圧がＶｓｕｓ／４より小さくされ、図５の（ｂ）に示すように駆動パルスＰｓｕの振幅が小さくなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート部分が小さくなり、点灯率が小さい場合に必要十分な放電電流を供給することができ、無駄な電力を供給することがなく、消費電力を低減することができる。
【００９２】
上記のように、図３に示すサステインドライバでは、サブフィールドごとの点灯率に応じて維持パルスＰｓｕのオーバーシュート波形の振幅を変化させることにより、点灯率が変化しても、常に安定した維持放電を行うことができるとともに、消費電力を低減することが可能となる。
【００９３】
次に、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第２の例について説明する。図６は、図１に示すプラズマディスプレイ装置に適用されるサステインドライバの第２の例の構成を示す回路図である。
【００９４】
図６に示すサステインドライバと図３に示すサステインドライバとで異なる点は、回収コイルＬ１，Ｌ２およびダイオードＤ４がサブフィールド点灯率信号ＳＬを受ける可変インダクタンス部ＶＬに変更され、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２が電圧源Ｖ１，Ｖ２に変更された点である。その他の点は図３に示すサステインドライバと同様であるので、同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略し、以下異なる部分についてのみ詳細に説明する。
【００９５】
図６に示すように、可変インダクタンス部ＶＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続され、サブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を変化させる。電圧源Ｖ１は、ノードＮ３とノードＮ４との間に接続され、電圧Ｖｓｕｓ／４を出力する。電圧源Ｖ２は、ダイオードＤ３のアノードと接地端子との間に接続され、電圧Ｖｓｕｓ／４を出力する。
【００９６】
本例では、可変インダクタンス部ＶＬの回収コイルＬＲ１〜ＬＲｎがインダクタンス手段に相当し、可変インダクタンス部ＶＬのスイッチＳＷ１〜ＳＷｎが可変インダクタンス手段に相当し、その他の点は、第１の例のサステインドライバと同様である。また、可変インダクタンス部ＶＬ、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１〜Ｄ３および電圧源Ｖ１，Ｖ２がオーバーシュート手段に相当し、電圧源Ｖ１が電圧供給手段に相当し、電圧源Ｖ２が補助電荷供給手段に相当する。
【００９７】
図７は、図６に示す可変インダクタンス部の一例を示す回路図である。図７に示す可変インダクタンス部ＶＬは、回収コイルＬＲ１〜ＬＲｎおよびスイッチＳＷ１〜ＳＷｎを含む。回収コイルＬＲ１およびスイッチＳＷ１はノードＮ２とノードＮ１との間に直列に接続され、以後同様に回収コイルＬＲ２〜ＬＲｎおよびスイッチＳＷ２〜ＳＷｎがそれぞれノードＮ２とノードＮ１との間に直列に接続される。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎは、点灯率に応じた合成インダクタンス値になるように、サブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてオンまたはオフされる。
【００９８】
回収コイルＬＲ１〜ＬＲｎのインダクタンス値としては、回収コイルＬＲ１のインダクタンス値をＬ０、回収コイルＬＲ２のインダクタンス値をＬ０／２、回収コイルＬＲ３のインダクタンス値をＬ０／４、…、回収コイルＬＲｎのインダクタンス値をＬ０／２^n-1とすると、スイッチＳＷ１〜ＳＷ２の開閉状態を種々組み合わせることにより回収コイルの数以上の種々のインダクタンス値を設定することができる。例えば、ｎ＝３の場合、Ｌ０、Ｌ０／２、Ｌ０／３、Ｌ０／４、Ｌ０／５、Ｌ０／６の６種類のインダクタンス値を設定することができる。
【００９９】
なお、可変インダクタンス部の構成は、上記の例に特に限定されず、サブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を可変できるものであれば他の構成であってもよく、可飽和リアクトルおよび電流源等を用いて１次側巻線に流れる電流を電流源により制御して２次側巻線のインダクタンス値を変化させる可変インダクタンス部等を用いてもよい。
【０１００】
上記のように構成された第２の例のサステインドライバの維持パルスＰｓｕの制御動作について説明する。図８は、図６に示すサステインドライバの維持パルスＰｓｕの制御動作を説明するための波形図である。なお、図６に示すサステインドライバの基本動作は、図４を用いて説明した図３に示すサステインドライバの基本動作と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【０１０１】
あるサブフィールドの点灯率が大きい場合、可変インダクタンス部ＶＬはサブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を大きくし、図８の（ａ）に示すように、オーバーシュート波形の周期Ｔ１が長くなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート期間が長くなり、十分に放電電流を供給することが可能となり、点灯率が大きくなっても、安定に維持放電を行うことが可能となる。
【０１０２】
一方、点灯率が小さい場合、可変インダクタンス部ＶＬはサブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を小さくし、図８の（ｂ）に示すように、オーバーシュート波形の周期Ｔ２が短くなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート期間が短くなり、点灯率が小さい場合に必要十分な放電電流を供給することができ、無駄な電力を供給することがなく、消費電力を低減することができる。
【０１０３】
上記のように、図６に示すサステインドライバでは、サブフィールドごとの点灯率に応じて維持パルスＰｓｕのオーバーシュート波形の周期を変化させることにより、点灯率が変化しても、常に安定した維持放電を行うことができるとともに、消費電力を低減することが可能となる。
【０１０４】
次に、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第３の例について説明する。図９は、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第３の例の構成を示す回路図である。
【０１０５】
図９に示すサステインドライバと、図３に示すサステインドライバとで異なる点は、トランジスタＱ３の代わりに電力回収回路ＰＲがノードＮ１に接続され、オーバーシュート回路ＯＳの可変電圧源ＶＲ２および回収コンデンサＣ１が接地電位の代わりに電力回収回路ＰＲからベース電圧Ｖｓｂを供給される点であり、その他の点は図３に示すサステインドライバと同様であるので、同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略し、以下異なる部分についてのみ詳細に説明する。
【０１０６】
図９に示すように、電力回収回路ＰＲは、トランジスタＱ４〜Ｑ７、ダイオードＤ５，Ｄ６、回収コイルＬ３および回収コンデンサＣ２を含む。
【０１０７】
電力回収回路ＰＲの出力端は、ノードＮ１に接続されている。トランジスタＱ４は、一端が電源端子Ｖ３に接続され、他端がノードＮ１に接続され、ゲートには制御信号Ｓ４が入力される。電源端子Ｖ３には、ベース電圧Ｖｓｂが印加される。電源端子Ｖ３は、ノードＮ５に接続され、オーバーシュート回路ＯＳの可変電圧源ＶＲ２および回収コンデンサＣ１にベース電圧Ｖｓｂを供給する。トランジスタＱ５は、一端がノードＮ１に接続され、他端が接地端子に接続され、ゲートには制御信号Ｓ５が入力される。
【０１０８】
回収コンデンサＣ２は、ノードＮ７と接地端子との間に接続される。ノードＮ７とノードＮ６との間にはトランジスタＱ６およびダイオードＤ５が直列に接続され、ノードＮ６とノードＮ７との間にはダイオードＤ６およびトランジスタＱ７が直列に接続されている。トランジスタＱ６のゲートには、制御信号Ｓ６が入力され、トランジスタＱ７のゲートには制御信号Ｓ７が入力される。回収コイルＬ３は、ノードＮ１とノードＮ６との間に接続される。
【０１０９】
本例では、電力回収回路ＰＲが基礎駆動手段に相当し、回収コイルＬ１，Ｌ２が第１のインダクタンス素子に相当し、トランジスタＱ６，Ｑ７、ダイオードＤ５，Ｄ６および回収コンデンサＣ２が共振基礎駆動手段に相当し、回収コイルＬ３が第２のインダクタンス素子に相当し、回収コンデンサＣ２が第２の電荷回収手段に相当し、その他の点は図３に示すサステインドライバと同様である。
【０１１０】
図１０は、図９に示すサステインドライバの維持期間の動作を示すタイミング図である。図１０には、図９のノードＮ１の電圧（維持パルスＰｓｕ）およびトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４〜Ｑ７に入力される制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４〜Ｓ７が示される。なお、制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４〜Ｓ７は、サブフィールド処理器３からサステインドライバ駆動制御信号ＵＳとして出力される信号である。
【０１１１】
まず、期間ＴＡにおいて、制御信号Ｓ５がロウレベルになりトランジスタＱ５がオフし、制御信号Ｓ６がハイレベルになりトランジスタＱ６がオンする。このとき、制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ７はそれぞれロウレベルにあり、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ７はオフしている。したがって、回収コンデンサＣ２がトランジスタＱ６およびダイオードＤ５を介してノードＮ６に接続され、回収コイルＬ３およびパネル容量ＣｐによるＬＣ共振によりノードＮ１の電圧が滑らかに上昇する。
【０１１２】
ここで、ノードＮ７の電圧は、ベース電圧Ｖｓｂの２分の１に設定され、ノードＮ１の電圧は、理論的には、ベース電圧Ｖｓｂまで上昇するが、回路内の抵抗成分によるエネルギー損失により電圧降下を起こし、実際にはＶｓｂよりやや低い電圧まで上昇する。このとき、回収コンデンサＣ２の電荷がトランジスタＱ６、ダイオードＤ５および回収コイルＬ３を介してパネル容量Ｃｐへ放出される。
【０１１３】
次に、期間ＴＢにおいて、制御信号Ｓ４がハイレベルになりトランジスタＱ４がオンし、制御信号Ｓ６がロウレベルになりトランジスタＱ６がオフする。したがって、電源端子Ｖ３がトランジスタＱ４を介してノードＮ１に接続され、ノードＮ１の電圧が急速に上昇し、ベース電圧Ｖｓｂに固定される。
【０１１４】
次に、期間ＴＣにおいて、制御信号Ｓ１がハイレベルになりトランジスタＱ１がオンし、制御信号Ｓ４がロウレベルになりトランジスタＱ４がオフする。したがって、可変電圧源ＶＲ１がトランジスタＱ１およびダイオードＤ１を介してノードＮ１に接続される。このとき、ダイオードＤ４は機能せず、回収コイルＬ１，Ｌ２がともにＬＣ共振動作に寄与する。したがって、回収コイルＬ１のインダクタンス値より小さい回収コイルＬ１，Ｌ２の合成インダクタンス値によりＬＣ共振が発生し、ＬＣ共振の周期が短く、ノードＮ１の電圧が急峻に上昇する。
【０１１５】
ここで、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の初期の出力電圧は、それぞれｖｏ／４に設定され、ノードＮ３の電圧は、ベース電圧Ｖｓｂ、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の出力電圧ｖｏ／４をそれぞれ加算した電圧（Ｖｓｂ＋ｖｏ／２）になり、ノードＮ１の電圧は、放電開始電圧Ｖｓｔを超え、理論的には、ベース電圧Ｖｓｂからさらにｖｏだけ上昇する（Ｖｓｂ＋ｖｏが上記のＶｓｕｓに相当する）。ただし、回路内の抵抗成分によるエネルギー損失により電圧降下を発生し、Ｖｓｂ＋ｖｏよりやや低い電圧まで上昇する（なお、実際には放電により放電開始電圧Ｖｓｔをやや越える電圧までしか上昇しない）。ノードＮ１の電圧が放電開始電圧Ｖｓｔを超えると、放電セル１４の維持放電が開始され、放電電流が上昇し始める。また、このとき、回収コンデンサＣ１の電荷が放出される。
【０１１６】
最大ピーク電圧に達した後、ノードＮ１の電圧は反転し、放電開始電圧Ｖｓｔより低くなる。このとき、放電電流は、ノードＮ１の電圧が最大ピーク電圧に達してからやや遅れてから極大値をとるとともに、そのタイミングにはノードＮ１の電圧がすでにピーク値より低くなっているため、従来の駆動回路による放電電流よりもその極大値が抑えられる。したがって、より少ない消費電力で維持放電を行うことが可能となる。以降、維持パルスＰｓｕは振動的に減衰しながら、ベース電圧Ｖｓｂよりｖｏ／２だけ高い電圧に収束する。
【０１１７】
次に、期間ＴＤにおいて、制御信号Ｓ１がロウレベルになりトランジスタＱ１がオフし、制御信号Ｓ２がハイレベルになりトランジスタＱ２がオンする。したがって、可変電圧源ＶＲ１および回収コンデンサＣ１がトランジスタＱ２およびダイオードＤ２を介してノードＮ２に接続される。このとき、回収コイルＬ２には直列にダイオードＤ４が接続されているため、回収コイルＬ２を流れる電流が制限され、回収コイルＬ２はＬＣ共振動作に寄与せず、回収コイルＬ１のみがＬＣ共振動作に寄与する。したがって、回収コイルＬ１，Ｌ２の合成インダクタンス値より大きい回収コイルＬ１のインダクタンス値によりＬＣ共振が発生し、ＬＣ共振の周期が長くなり、ノードＮ１の電圧が緩やかに降下する。
【０１１８】
ここで、ノードＮ４の電圧は、可変電圧源ＶＲ２によりベース電圧Ｖｓｂよりｖｏ／４だけ高い電圧に設定されている。したがって、ノードＮ１の電圧は、理論的には、ベース電圧Ｖｓｂまで降下するが、実際には、回路内の抵抗成分によりＶｓｂよりやや高い電圧まで降下する。また、このとき、パネル容量Ｃｐに蓄えられている電荷は、回収コンデンサＣ１に蓄えられ、電荷の回収が行われる。
【０１１９】
次に、期間ＴＥにおいて、制御信号Ｓ２がロウレベルになりトランジスタＱ２がオフし、制御信号Ｓ７がハイレベルになりトランジスタＱ７がオンする。したがって、回収コンデンサＣ２がトランジスタＱ７およびダイオードＤ６を介してノードＮ６に接続され、回収コイルＬ３およびパネル容量ＣｐによるＬＣ共振によりノードＮ１の電圧が滑らかに降下する。
【０１２０】
ここで、ノードＮ７の電圧は、回収コンデンサＣ２によりＶｓｂ／２に設定されている。したがって、ノードＮ１の電圧は、理論的には、接地電位まで降下するが、回路内の抵抗成分によるエネルギー損失により接地電位よりやや高い電圧まで降下する。また、このとき、パネル容量Ｃｐに蓄えられた電荷は、回収コイルＬ３、ダイオードＤ６およびトランジスタＱ７を介して回収コンデンサＣ２に蓄えられ、電荷の回収が行われる。
【０１２１】
次に、期間ＴＦにおいて、制御信号Ｓ５がハイレベルになりトランジスタＱ５がオンし、制御信号Ｓ７がロウレベルになりトランジスタＱ７がオフする。したがって、ノードＮ１がトランジスタＱ５を介して接地端子に接続され、ノードＮ１の電圧が急激に降下し、接地電位に固定される。
【０１２２】
上記の動作を維持期間において繰り返し行うことにより、電力回収回路ＰＲによる基礎駆動パルスとオーバーシュート回路ＯＳによる駆動パルスとを重畳した周期的な維持パルスＰｓｕを複数のサステイン電極１３に印加することができる。
【０１２３】
次に、上記のように構成されたサステインドライバの維持パルスの制御動作について説明する。図１１は、図９に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図である。
【０１２４】
あるサブフィールドにおいて、点灯率が大きい場合、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の出力電圧がｖｏ／４より大きくされ、図１１の（ａ）に示すように駆動パルスＰｓｕの上段の駆動パルスの振幅が大きくなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート部分が大きくなり、十分に放電電流を供給することが可能となり、点灯率が大きくなっても、安定に維持放電を行うことが可能となる。
【０１２５】
一方、点灯率が小さい場合、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２の電圧がｖｏ／４より小さくされ、図１１の（ｂ）に示すように駆動パルスＰｓｕの上段の駆動パルスの振幅が小さくなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート部分が小さくなり、点灯率が小さい場合に必要十分な放電電流を供給することができ、無駄な電力を供給することがなく、消費電力を低減することができる。
【０１２６】
上記のように、図９に示すサステインドライバでは、サブフィールドごとの点灯率に応じて維持パルスＰｓｕの上段の駆動パルスのオーバーシュート波形の振幅を変化させることにより、点灯率が変化しても、常に安定した維持放電を行うことができるとともに、消費電力を低減することが可能となる。
【０１２７】
次に、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第４の例について説明する。図１２は、図１に示すプラズマディスプレイ装置に適用されるサステインドライバの第４の例の構成を示す回路図である。
【０１２８】
図１２に示すサステインドライバと図９に示すサステインドライバとで異なる点は、回収コイルＬ１，Ｌ２およびダイオードＤ４がサブフィールド点灯率信号ＳＬを受ける可変インダクタンス部ＶＬに変更され、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２が電圧源Ｖ１，Ｖ２に変更された点である。その他の点は図９に示すサステインドライバと同様であるので、同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略し、以下異なる部分についてのみ詳細に説明する。
【０１２９】
図１２に示すように、可変インダクタンス部ＶＬは、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続され、サブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を変化させる。電圧源Ｖ１は、ノードＮ３とノードＮ４との間に接続され、電圧ｖｏ／４を出力する。電圧源Ｖ２は、ダイオードＤ３のアノードとノードＮ５との間に接続され、電圧ｖｏ／４を出力する。可変インダクタンス部ＶＬの構成は、第２の例のサステインドライバに用いたものと同様である。
【０１３０】
本例では、可変インダクタンス部ＶＬの回収コイルＬＲ１〜ＬＲｎがインダクタンス手段に相当し、可変インダクタンス部ＶＬのスイッチＳＷ１〜ＳＷｎが可変インダクタンス手段に相当し、その他の点は、第３の例のサステインドライバと同様である。
【０１３１】
上記のように構成された第４の例のサステインドライバの維持パルスＰｓｕの制御動作について説明する。図１３は、図１２に示すサステインドライバの維持パルスＰｓｕの制御動作を説明するための波形図である。なお、図１２に示すサステインドライバの基本動作は、図１０を用いて説明した図９に示すサステインドライバの基本動作と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【０１３２】
あるサブフィールドの点灯率が大きい場合、可変インダクタンス部ＶＬはサブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を大きくし、図１３の（ａ）に示すように、維持パルスＰｓｕの上段の駆動パルスのオーバーシュート波形の周期Ｔ１が長くなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート期間が長くなり、十分に放電電流を供給することが可能となり、点灯率が大きくなっても、安定に維持放電を行うことが可能となる。
【０１３３】
一方、点灯率が小さい場合、可変インダクタンス部ＶＬはサブフィールド点灯率信号ＳＬに応じてインダクタンス値を小さくし、図１３の（ｂ）に示すように、維持パルスＰｓｕの上段の駆動パルスのオーバーシュート波形の周期Ｔ２が短くなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート期間が短くなり、点灯率が小さい場合に必要十分な放電電流を供給することができ、無駄な電力を供給することがなく、消費電力を低減することができる。
【０１３４】
上記のように、図１２に示すサステインドライバでは、サブフィールドごとの点灯率に応じて維持パルスＰｓｕの上段の駆動パルスのオーバーシュート波形の周期を変化させることにより、点灯率が変化しても、常に安定した維持放電を行うことができるとともに、消費電力を低減することが可能となる。
【０１３５】
次に、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第５の例について説明する。図１４は、図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第５の例の構成を示す回路図である。
【０１３６】
図１４に示すサステインドライバと図９に示すサステインドライバと異なる点は、可変電圧源ＶＲ１，ＶＲ２が電圧源Ｖ１，Ｖ２に変更され、電源端子Ｖ３が可変電圧源ＶＲ３に変更された点であり、その他の点は図９に示すサステインドライバと同様であるので、同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略し、以下異なる部分についてのみ詳細に説明する。
【０１３７】
図１４に示すように、可変電圧源ＶＲ３は、ノードＮ５と接地端子との間に接続され、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより出力電圧を変化させる。可変電圧源ＶＲ３は、初期の出力電圧としてベース電圧Ｖｓｂを出力する。電圧源Ｖ１は、ノードＮ３とノードＮ４との間に接続され、電圧ｖｏ／４を出力する。電圧源Ｖ２は、ダイオードＤ３のアノードとノードＮ５との間に接続され、電圧ｖｏ／４を出力する。
【０１３８】
本例において、可変電圧源ＶＲ３が可変電圧手段に相当し、その他の点は第３の例のサステインドライバと同様である。
【０１３９】
次に、上記のように構成されたサステインドライバの維持パルスの制御動作について説明する。図１５は、図１４に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図である。なお、図１４に示すサステインドライバの基本動作は、図１０を用いて説明した図９に示すサステインドライバの基本動作と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【０１４０】
あるサブフィールドにおいて、点灯率が大きい場合、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより可変電圧源ＶＲ３の出力電圧がＶｓｂより大きくされ、図１５の（ａ）に示すように駆動パルスＰｓｕ下段の基礎駆動パルスの振幅（電圧ＶＨ）が大きくなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート部分が大きくなり、十分に放電電流を供給することが可能となり、点灯率が大きくなっても、安定に維持放電を行うことが可能となる。
【０１４１】
一方、点灯率が小さい場合、サブフィールド点灯率信号ＳＬにより可変電圧源ＶＲ３の電圧がＶｓｂより小さくされ、図１５の（ｂ）に示すように駆動パルスＰｓｕの基礎駆動パルスの振幅（電圧ＶＬ）が小さくなる。したがって、放電開始電圧Ｖｓｔを超えるオーバーシュート部分が小さくなり、点灯率が小さい場合に必要十分な放電電流を供給することができ、無駄な電力を供給することがなく、消費電力を低減することができる。
【０１４２】
上記のように、図１４に示すサステインドライバでは、サブフィールドごとの点灯率に応じて維持パルスＰｓｕの下段の基礎駆動パルスの振幅を変化させることにより、点灯率が変化しても、常に安定した維持放電を行うことができるとともに、消費電力を低減することが可能となる。
【０１４３】
なお、上記の説明では、ＡＤＳ方式によるサブフィールド分割を例に説明したが、アドレス・サステイン同時駆動方式によるサブフィールド分割等であっても同時に点灯される放電セルの点灯率を検出することにより本発明を同様に適用することが可能である。また、上記の説明では、立ち上がり時に放電させる正極性の駆動パルスを用いる表示装置について説明したが、立ち下がり時に放電させる負極性の駆動パルスを用いる表示装置にも本発明を同様に適用することが可能である。
【０１４４】
また、上記の説明では、ＡＣ型プラズマディスプレイパネル装置について説明したが、ＤＣ型等のプラズマディスプレイパネル装置にも本発明を同様に適用することができ、また、放電を制御することにより画像を表示する他の表示パネルを用いた表示装置、例えば、デジタルミラーデバイス（ＤＭＤ）を用いたデジタルライトプロセッシング装置（ＤＬＰ）等にも同様に適用可能である。
【０１４５】
【発明の効果】
本発明によれば、放電セルの点灯率に応じて駆動パルスのオーバーシュート波形を変化させているので、点灯率に応じて放電セルを最適に放電させることができ、点灯率が変化した場合でも、安定に放電動作を行わせることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるプラズマディスプレイパネル装置の構成を示すブロック図
【図２】図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に用いられるＡＤＳ方式を説明するための図
【図３】図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第１の例の構成を示す回路図
【図４】図３に示すサステインドライバの維持期間の動作を示すタイミング図
【図５】図３に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図
【図６】図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第２の例の構成を示す回路図
【図７】図６に示す可変インダクタンス部の一例を示す回路図
【図８】図６に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図
【図９】図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第３の例の構成を示す回路図
【図１０】図９に示すサステインドライバの維持期間の動作を示すタイミング図
【図１１】図９に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図
【図１２】図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第４の例の構成を示す回路図
【図１３】図１２に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図
【図１４】図１に示すプラズマディスプレイパネル装置に適用されるサステインドライバの第５の例の構成を示す回路図
【図１５】図１４に示すサステインドライバの維持パルスの制御動作を説明するための波形図
【図１６】従来のプラズマディスプレイ装置の放電セルの駆動方法を説明するための図
【図１７】従来のプラズマディスプレイパネル装置の維持パルスの一例を示す波形図
【符号の説明】
１Ａ／Ｄコンバータ
２映像信号−サブフィールド対応付け器
３サブフィールド処理器
４サブフィールド点灯率測定器
５データドライバ
６スキャンドライバ
７サステインドライバ
８ＰＤＰ
１１アドレス電極
１２スキャン電極
１３サステイン電極
ＯＳオーバーシュート回路
ＰＲ電力回収回路
Ｑ１〜Ｑ７ＦＥＴ
Ｃ１〜Ｃ３回収コンデンサ
Ｔ１〜Ｔ６ダイオード
Ｌ１〜Ｌ３回収コイル
ＶＲ１〜ＶＲ３可変電圧源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a display device that displays an image by selectively discharging a plurality of discharge cells, and a driving method thereof.
[0002]
[Prior art]
A plasma display device using a PDP (plasma display panel) has an advantage that it can be made thin and have a large screen. In this plasma display device, an image is displayed by using light emission at the time of discharge of a discharge cell constituting a pixel.
[0003]
FIG. 16 is a diagram for explaining a method of driving a discharge cell in the AC type PDP. As shown in FIG. 16, in the discharge cell of the AC type PDP, the surfaces of the opposing electrodes 301 and 302 are covered with dielectric layers 303 and 304, respectively.
[0004]
As shown in FIG. 16A, when a voltage lower than the discharge start voltage is applied between the electrodes 301 and 302, no discharge occurs. As shown in FIG. 16B, when a pulse voltage (writing pulse) higher than the discharge start voltage is applied between the electrodes 301 and 302, a discharge is generated. When discharge occurs, negative charges travel in the direction of the electrode 301 and accumulate on the wall surface of the dielectric layer 303, and positive charges travel in the direction of the electrode 302 and accumulate on the wall surface of the dielectric layer 304. The charges accumulated on the wall surfaces of the dielectric layers 303 and 304 are called wall charges. The voltage induced by this wall charge is called a wall voltage.
[0005]
As shown in FIG. 16C, negative wall charges are accumulated on the wall surface of the dielectric layer 303, and positive wall charges are accumulated on the wall surface of the dielectric layer 304. In this case, since the polarity of the wall voltage is opposite to the polarity of the externally applied voltage, the effective voltage in the discharge space decreases as the discharge progresses, and the discharge automatically stops.
[0006]
As shown in FIG. 16D, when the polarity of the externally applied voltage is reversed, the wall voltage has the same polarity as the polarity of the externally applied voltage, so that the effective voltage in the discharge space increases. When the effective voltage at this time exceeds the discharge start voltage, discharge with a reverse polarity occurs. As a result, the positive charge proceeds in the direction of the electrode 301, neutralizes the negative wall charge already accumulated in the dielectric layer 303, and the negative charge proceeds in the direction of the electrode 302, and is already accumulated in the dielectric layer 304. Neutralizes positive wall charges.
[0007]
Then, as shown in FIG. 16E, positive and negative wall charges are accumulated on the wall surfaces of the dielectric layers 303 and 304, respectively. In this case, since the polarity of the wall voltage is opposite to the polarity of the externally applied voltage, the effective voltage in the discharge space decreases as the discharge progresses, and the discharge stops.
[0008]
Further, as shown in FIG. 16 (f), when the polarity of the externally applied voltage is reversed, a discharge with a reverse polarity occurs, the negative charge proceeds in the direction of the electrode 301, and the positive charge proceeds in the direction of the electrode 302. Returning to the state of FIG.
[0009]
As described above, after the discharge is once started by applying a high address pulse, the discharge is maintained by reversing the polarity of the externally applied voltage (sustain pulse) lower than the address pulse by the action of the wall charge. be able to. Starting discharge by changing the write pulse is called address discharge, and maintaining discharge by applying sustain pulses that are alternately inverted is called sustain discharge.
[0010]
As an example of the sustain pulse used in the above PDP, there is a sustain pulse disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-333635. FIG. 17 is a diagram showing a pulse waveform of the sustain pulse described in the above publication.
[0011]
In the sustain pulse shown in FIG. 17, a drive circuit including a capacitive element, an inductance element, a resistance element, and the like installed outside the panel is used, and an overshoot waveform is formed by resonance caused by the capacitance component and the inductance component. The first overshoot of the drive waveform becomes a waveform having a high potential for a short time, and becomes a voltage exceeding the discharge start voltage in the sustain discharge. As a result, a discharge is generated by the first overshoot, and the sustain discharge can be performed by periodically applying this sustain pulse to the discharge cells.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, when a sustain pulse due to LC resonance between the capacitive element and the inductance element is used for sustain discharge, a sufficient discharge current is supplied when the lighting rate of the PDP increases and a plurality of discharge cells simultaneously perform sustain discharge. Therefore, stable sustain discharge could not be performed.
[0013]
An object of the present invention is to provide a display device that can always discharge stably even when the lighting rate of the discharge cells changes, and a driving method thereof.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
  (1) First invention
  A display device according to a first aspect of the present invention is a display device that displays an image by selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load, and a voltage of a drive pulse for discharging the selected discharge cells. After the discharge start voltage of each discharge cell reaches the maximum peak voltage, the drive means for overshooting the drive pulse so that it becomes lower than the discharge start voltage and attenuates vibrationally, and lighting of the plurality of discharge cells Detecting means for detecting the rate, and the driving means overshoots the drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the inductance element, and inductance means having at least one inductance element connected at one end to the capacitive load. Resonant drive meansWhen,Variable voltage means for changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse by changing the voltage at the other end of the inductance element, and the variable voltage means has an overshoot waveform as the lighting rate detected by the detection means increases. The voltage at the other end of the inductance element is changed so as to increase the amplitude.
[0015]
In the display device according to the present invention, the drive pulse is overshooted so that the voltage of the drive pulse is equal to or higher than the discharge start voltage, the lighting rate of the discharge cells is detected, and the driving pulse is detected according to the detected lighting rate. The overshoot waveform is changed. Accordingly, since the drive pulse can be output with an optimal overshoot waveform corresponding to the lighting rate of the discharge cells, a sufficient discharge current can always be supplied even if the lighting rate changes. As a result, even if the lighting rate of the discharge cells changes, it is possible to always discharge stably.
[0016]
In this case, by changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse according to the lighting rate, the amount of overshoot of the drive pulse with respect to the discharge start voltage can be adjusted, and the optimum discharge current according to the lighting rate is supplied can do.
[0017]
Further, since the drive pulse is overshooted by LC resonance between the capacitive load and the inductance element, the drive pulse can be shifted to the discharge start voltage or more with less power consumption.
[0018]
Furthermore, since the voltage at the other end of the inductance element can be changed according to the lighting rate, the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse can be changed with a simple circuit configuration.
[0019]
(2) Second invention
A display device according to a second invention is a display device that displays an image by selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load, and a voltage of a driving pulse for discharging the selected discharge cells. After the discharge start voltage of each discharge cell reaches the maximum peak voltage, the drive means for overshooting the drive pulse so that it becomes lower than the discharge start voltage and attenuates vibrationally, and lighting of the plurality of discharge cells Detecting means for detecting the rate, and the driving means overshoots the drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the inductance element, and inductance means having at least one inductance element connected at one end to the capacitive load. By changing the inductance value of the resonance drive means and the inductance means, the overshoot waveform of the drive pulse can be maximized. Variable inductance means for changing the period from the peak voltage to the next peak voltage, and the variable inductance means has an inductance of the inductance means such that the period of the overshoot waveform is increased as the lighting rate detected by the detection means is increased. The value is changed.
[0020]
In the display device according to the present invention, the drive pulse is overshooted so that the voltage of the drive pulse is equal to or higher than the discharge start voltage, the lighting rate of the discharge cells is detected, and the driving pulse is detected according to the detected lighting rate. The overshoot waveform is changed. Accordingly, since the drive pulse can be output with an optimal overshoot waveform corresponding to the lighting rate of the discharge cells, a sufficient discharge current can always be supplied even if the lighting rate changes. As a result, even if the lighting rate of the discharge cells changes, it is possible to always discharge stably.
[0021]
In this case, the length of the drive pulse period exceeding the discharge start voltage can be adjusted by changing the cycle of the overshoot waveform of the drive pulse according to the lighting rate, and the optimum discharge current according to the lighting rate Can be supplied.
[0022]
Further, since the drive pulse is overshooted by LC resonance between the capacitive load and the inductance element, the drive pulse can be shifted to the discharge start voltage or more with less power consumption.
[0023]
  further,Since the inductance value can be changed according to the lighting rate, the cycle of the overshoot waveform of the drive pulse can be changed with a simple circuit configuration.
[0024]
  (3) Third invention
  A display device according to a third invention is a display device that displays an image by selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load, and a voltage of a driving pulse for discharging the selected discharge cells. After the discharge start voltage of each discharge cell reaches the maximum peak voltage and reaches the maximum peak voltage, the drive means for overshooting the drive pulse and the basic drive pulse are output so as to be lower than the discharge start voltage and attenuated vibrationally A basic driving means; and a detecting means for detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells. The driving means superimposes and outputs the driving pulse on the basic driving pulse, and the driving means has one end connected to the capacitive load. Inductance means having at least one first inductance element, and an overshooting drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the first inductance element. And a drive meansVariable voltage means for changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse by changing the voltage at the other end of the first inductance element.The basic drive means includes a second inductance element having one end connected to the capacitive load, and a resonant basic drive means for transitioning the basic drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the second inductance element.IncludingThe variable voltage means is configured so that the amplitude of the overshoot waveform increases as the lighting rate detected by the detection means increases.1Of inductance elementsThe other endThe voltage is changed.
[0025]
In the display device according to the present invention, the drive pulse is overshooted so that the voltage of the drive pulse is equal to or higher than the discharge start voltage, the lighting rate of the discharge cells is detected, and the driving pulse is detected according to the detected lighting rate. The overshoot waveform is changed. Accordingly, since the drive pulse can be output with an optimal overshoot waveform corresponding to the lighting rate of the discharge cells, a sufficient discharge current can always be supplied even if the lighting rate changes. As a result, even if the lighting rate of the discharge cells changes, it is possible to always discharge stably.
[0026]
In this case, by changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse according to the lighting rate, the amount of overshoot of the drive pulse with respect to the discharge start voltage can be adjusted, and the optimum discharge current according to the lighting rate is supplied can do.
[0027]
In addition, since the drive pulse is overshooted by LC resonance between the capacitive load and the first inductance element, the drive pulse can be shifted to the discharge start voltage or more with less power consumption.
[0028]
  Also, depending on the lighting rate1Of inductance elementsThe other endBy changing the voltage ofDrive pulseThe amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse can be changed with a simple circuit configuration.
[0029]
In addition, the drive pulse can be transitioned to the discharge start voltage or more in two stages, power consumption can be reduced, and the waveform of the drive pulse and / or the basic drive pulse can be changed. A more optimal drive pulse can be output accordingly.
[0030]
(4) Fourth invention
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a display device according to the first or third aspect of the invention, wherein one field is divided into a plurality of subfields, and discharge cells selected for each subfield are discharged to generate gradation. In order to perform display, the image forming apparatus further includes conversion means for converting the image data of one field into image data of each subfield, the detection means detects a lighting rate for each subfield, and the variable voltage means is for each subfield. It is characterized in that the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse is changed according to the lighting rate.
[0031]
In this case, since the lighting rate is detected for each subfield and the overshoot waveform of the drive pulse is changed, even if the lighting rate of the discharge cell is changed for each subfield, the discharge can always be stably performed. .
[0032]
(5) Fifth invention
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a display device according to the second aspect of the invention, wherein one field is divided into a plurality of subfields, and discharge cells selected for each subfield are discharged to perform gradation display. In order to do this, it further comprises conversion means for converting the image data of one field into image data of each subfield, the detection means detects the lighting rate for each subfield, and the variable inductance means has the lighting rate for each subfield. The period of the overshort waveform of the drive pulse is changed according to the above.
[0033]
In this case, since the lighting rate is detected for each subfield and the overshoot waveform of the drive pulse is changed, even if the lighting rate of the discharge cell is changed for each subfield, the discharge can always be stably performed. .
[0034]
(6) Sixth invention
A display device driving method according to a sixth aspect of the invention is a display device driving method for displaying an image by selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load, wherein the lighting rate of the plurality of discharge cells is determined. Due to the LC resonance between the detecting step and the capacitive load and at least one inductance element connected at one end to the capacitive load, the voltage of the driving pulse for discharging the selected discharge cell starts the discharge of each discharge cell. Overshooting the drive pulse so that it becomes higher than the voltage and reaches the maximum peak voltage, then becomes lower than the discharge start voltage and attenuates vibrationally, and the greater the detected lighting rate, the overshoot waveform of the drive pulse Changing the voltage at the other end of the inductance element so that the amplitude of the inductance element increases.
[0035]
In the display device driving method according to the present invention, the drive pulse is overshooted so that the voltage of the drive pulse is equal to or higher than the discharge start voltage, the lighting rate of the discharge cells is detected, and the detected lighting rate is determined according to the detected lighting rate. The overshoot waveform of the drive pulse is changed. Accordingly, since the drive pulse can be output with an optimal overshoot waveform corresponding to the lighting rate of the discharge cells, a sufficient discharge current can always be supplied even if the lighting rate changes. As a result, even if the lighting rate of the discharge cells changes, it is possible to always discharge stably.
[0036]
In this case, by changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse according to the lighting rate, the amount of overshoot of the drive pulse with respect to the discharge start voltage can be adjusted, and the optimum discharge current according to the lighting rate is supplied can do.
[0037]
Further, since the drive pulse is overshooted by LC resonance between the capacitive load and the inductance element, the drive pulse can be shifted to the discharge start voltage or more with less power consumption.
[0038]
Furthermore, since the voltage at the other end of the inductance element can be changed according to the lighting rate, the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse can be changed with a simple circuit configuration.
[0039]
(7) Seventh invention
A display device driving method according to a seventh aspect of the present invention is a display device driving method for displaying an image by selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load, wherein the lighting rate of the plurality of discharge cells is determined. Due to LC resonance between the detecting step and the capacitive load and the variable inductance means having at least one inductance element connected at one end to the capacitive load, the voltage of the drive pulse for discharging the selected discharge cell is After exceeding the discharge start voltage of the discharge cell and reaching the maximum peak voltage, the step of overshooting the drive pulse so that it becomes lower than the discharge start voltage and attenuates vibrationally, and the higher the lighting rate detected, the more the drive Inductance value of the inductance means so that the period from the maximum peak voltage of the pulse overshoot waveform to the next peak voltage is increased. It is intended to include the step of changing.
[0040]
In the display device driving method according to the present invention, the drive pulse is overshooted so that the voltage of the drive pulse is equal to or higher than the discharge start voltage, the lighting rate of the discharge cells is detected, and the detected lighting rate is determined according to the detected lighting rate. The overshoot waveform of the drive pulse is changed. Accordingly, since the drive pulse can be output with an optimal overshoot waveform corresponding to the lighting rate of the discharge cells, a sufficient discharge current can always be supplied even if the lighting rate changes. As a result, even if the lighting rate of the discharge cells changes, it is possible to always discharge stably.
[0041]
In this case, the length of the drive pulse period exceeding the discharge start voltage can be adjusted by changing the cycle of the overshoot waveform of the drive pulse according to the lighting rate, and the optimum discharge current according to the lighting rate Can be supplied.
[0042]
Further, since the drive pulse is overshooted by LC resonance between the capacitive load and the inductance element, the drive pulse can be shifted to the discharge start voltage or more with less power consumption.
[0043]
Further, since the inductance value can be changed according to the lighting rate, the cycle of the overshoot waveform of the drive pulse can be changed with a simple circuit configuration.
[0044]
  (8) Eighth invention
  A display device driving method according to an eighth aspect of the present invention is a display device driving method for displaying an image by selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load, wherein the lighting rate of the plurality of discharge cells is determined. A voltage of a driving pulse for discharging a selected discharge cell is detected in each discharge cell by LC resonance between the detecting step and the capacitive load and at least one first inductance element having one end connected to the capacitive load. Overshooting the drive pulse so that it drops below the discharge start voltage and attenuates oscillating after reaching the maximum peak voltage, and connecting the capacitive load and one end to the capacitive load A step of transitioning the basic drive pulse by LC resonance with the second inductance element to be output, a step of superimposing the drive pulse on the basic drive pulse, and outputting, It was first so that the amplitude of the overshoot waveform of a driving pulse lighting rate is output as the larger the1Of inductance elementsThe other endAnd a step of changing the voltage.
[0045]
In the display device driving method according to the present invention, the drive pulse is overshooted so that the voltage of the drive pulse is equal to or higher than the discharge start voltage, the lighting rate of the discharge cells is detected, and the detected lighting rate is determined according to the detected lighting rate. The overshoot waveform of the drive pulse is changed. Accordingly, since the drive pulse can be output with an optimal overshoot waveform corresponding to the lighting rate of the discharge cells, a sufficient discharge current can always be supplied even if the lighting rate changes. As a result, even if the lighting rate of the discharge cells changes, it is possible to always discharge stably.
[0046]
In this case, by changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse according to the lighting rate, the amount of overshoot of the drive pulse with respect to the discharge start voltage can be adjusted, and the optimum discharge current according to the lighting rate is supplied can do.
[0047]
In addition, since the drive pulse is overshooted by LC resonance between the capacitive load and the first inductance element, the drive pulse can be shifted to the discharge start voltage or more with less power consumption.
[0048]
  Also, depending on the lighting rate1Of inductance elementsThe other endBy changing the voltage ofDrive pulseThe amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse can be changed with a simple circuit configuration.
[0049]
In addition, the drive pulse can be transitioned to the discharge start voltage or more in two stages, power consumption can be reduced, and the waveform of the drive pulse and / or the basic drive pulse can be changed. A more optimal drive pulse can be output accordingly.
[0050]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an AC plasma display device will be described as an example of a display device according to the present invention. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a plasma display device according to an embodiment of the present invention.
[0051]
The plasma display apparatus of FIG. 1 includes an A / D converter (analog / digital converter) 1, a video signal-subfield correspondence unit 2, a subfield processor 3, a subfield lighting rate measuring device 4, a data driver 5, and a scan. A driver 6, a sustain driver 7, and a PDP (plasma display panel) 8 are provided.
[0052]
The video signal VD is input to the A / D converter 1. The A / D converter 1 converts the analog video signal VD into digital image data and outputs the digital image data to the video signal-subfield correlator 2. Since the video signal-subfield associator 2 divides and displays one field into a plurality of subfields, the image signal SP of each subfield is created from the image data of one field, and the subfield processor 3 and the subfield processor 3 Output to the field lighting rate measuring device 4. The subfield processor 3 generates a data driver drive control signal DS, a scan driver drive control signal CS, and a sustain driver drive control signal US from the image data SP for each subfield, and the data driver 5, the scan driver 6, and the sustain, respectively. Output to the driver 7.
[0053]
The PDP 8 includes a plurality of address electrodes (data electrodes) 11, a plurality of scan electrodes (scan electrodes) 12, and a plurality of sustain electrodes (sustain electrodes) 13. The plurality of address electrodes 11 are arranged in the vertical direction of the screen, and the plurality of scan electrodes 12 and the plurality of sustain electrodes 13 are arranged in the horizontal direction of the screen. The plurality of sustain electrodes 13 are connected in common. A discharge cell 14 is formed at each intersection of the address electrode 11, the scan electrode 12, and the sustain electrode 13, and each discharge cell 14 constitutes a pixel on the screen.
[0054]
The data driver 5 is connected to a plurality of address electrodes 11 of the PDP 8. The scan driver 6 includes a drive circuit provided for each scan electrode 12 inside, and each drive circuit is connected to the corresponding scan electrode 12 of the PDP 8. The sustain driver 7 is connected to the plurality of sustain electrodes 13 of the PDP 8.
[0055]
In accordance with the data driver drive control signal DS, the data driver 2 applies a write pulse to the corresponding address electrode 11 of the PDP 8 in accordance with the image data SP during the write period. In accordance with the scan driver drive control signal CS, the scan driver 6 sequentially applies write pulses to the plurality of scan electrodes 12 of the PDP 8 while shifting the shift pulse in the vertical scanning direction in the write period. As a result, address discharge is performed in the corresponding discharge cells.
[0056]
The scan driver 6 applies periodic sustain pulses to the plurality of scan electrodes 12 of the PDP 8 during the sustain period in accordance with the scan driver drive control signal CS. On the other hand, in accordance with the sustain driver drive control signal US, the sustain driver 7 simultaneously applies a sustain pulse that is 180 degrees out of phase with the sustain pulse of the scan electrode 12 to the plurality of sustain electrodes 13 of the PDP 8 in the sustain period. Thereby, the sustain discharge is performed in the corresponding discharge cell 14.
[0057]
The subfield lighting rate measuring device 4 detects the lighting rate of the discharge cells 14 driven simultaneously on the PDP 8 from the image data SP for each subfield, and sends the subfield lighting rate signal SL to the scan driver 6 and the sustain driver 7. Output. As described later, scan driver 6 and sustain driver 7 change the overshoot waveform of the sustain pulse in accordance with subfield lighting rate signal SL.
[0058]
In the plasma display device shown in FIG. 1, an ADS (Address Display-Period Separation) method is used as a gradation display driving method. FIG. 2 is a diagram for explaining an ADS method applied to the plasma display device shown in FIG.
[0059]
In the ADS system, one field (1/60 seconds = 16.67 ms) is temporally divided into a plurality of subfields. For example, when 256 gradation display is performed with 8 bits, one field is divided into eight subfields SF1 to SF8. Each subfield SF1 to SF8 is divided into a setup period P1, a write period P2, and a sustain period P3. The setup process of each subfield is performed in the setup period P1, and the discharge cells 14 that are turned on in the write period P2 are displayed. An address discharge for selection is performed, and a sustain discharge for display is performed in the sustain period P3.
[0060]
In the setup period P1, a single pulse is applied to the sustain electrode 13, and the scan electrode 12 (n is displayed as the number of scan electrodes in FIG. 2, but actually, for example, 480 scan electrodes are used. A single pulse is also applied to each. Thereby, preliminary discharge is performed.
[0061]
In the write period P2, the scan electrodes 12 are sequentially scanned, and a predetermined write process is performed only on the discharge cells 14 that have received pulses from the address electrodes 11. As a result, address discharge is performed.
[0062]
In sustain period P3, sustain pulses corresponding to values weighted in subfields SF1 to SF8 are output to sustain electrode 13 and scan electrode 12. For example, in the subfield SF1, the sustain pulse is applied once to the sustain electrode 13, the sustain pulse is applied once to the scan electrode 12, and the discharge cell 14 selected in the writing period P2 performs sustain discharge twice. In the subfield SF2, the sustain pulse is applied twice to the sustain electrode 13, the sustain pulse is applied twice to the scan electrode 12, and the discharge cell 14 selected in the writing period P2 performs sustain discharge four times.
[0063]
As described above, in each of the subfields SF1 to SF8, a sustain pulse is applied to the sustain electrode 13 and the scan electrode 12 once, twice, four times, eight times, sixteen times, thirty-two times, sixty-four times, and 128 times. The discharge cell emits light with brightness according to the number of pulses. That is, the sustain period P3 is a period in which the discharge cells 14 selected in the writing period P2 are discharged at a number corresponding to the weighting amount of brightness.
[0064]
Thus, in the subfields SF1 to SF8, the brightness weights of 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, and 128 are weighted, and the brightness is obtained by combining these subfields SF1 to SF8. Can be adjusted in 256 steps from 0 to 255. Note that the number of subfield divisions, the weighting values, and the like are not particularly limited to the above example, and various changes are possible. For example, in order to reduce the moving image pseudo contour, the subfield 8 is divided into two. The weight values of the two subfields may be set to 64.
[0065]
In this embodiment, the scan driver 6 and the sustain driver 7 correspond to drive means and basic drive means, the subfield lighting rate measuring device 4 corresponds to detection means, and the video signal-subfield correlator 2 is conversion means. It corresponds to.
[0066]
Next, a first example of a sustain driver applied to the plasma display panel apparatus shown in FIG. 1 will be described. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a first example of a sustain driver applied to the plasma display panel apparatus shown in FIG. Since the scan driver is configured in the same manner as the sustain driver described below, the same effect can be obtained by controlling the overshoot waveform of the sustain pulse applied to the scan electrode 13. Description is omitted, and only the sustain driver 7 will be described in detail below.
[0067]
The sustain driver shown in FIG. 3 includes an overshoot circuit OS and an FET (field effect transistor, hereinafter referred to as transistor) Q3. The overshoot circuit OS includes transistors Q1 and Q2, a recovery capacitor C1, recovery coils L1 and L2, diodes D1 to D4, and variable voltage sources VR1 and VR2.
[0068]
The transistor Q3 has one end connected to the ground terminal, the other end connected to the node N1, and the gate to which the control signal S3 is input. The node N1 is connected to, for example, 480 sustain electrodes 13, but FIG. 3 shows a panel capacitance Cp corresponding to the total capacitance between the plurality of sustain electrodes 13 and the ground terminal. In this regard, the same applies to the other sustain drivers described below.
[0069]
One end of the recovery coil L1 is connected to the node N1, and the other end is connected to the node N2. One end of the recovery coil L2 is connected to the node N1, the other end is connected to the cathode of the diode D4, and the anode of the diode D4 is connected to the node N2.
[0070]
The transistor Q1 has one end connected to the node N3, the other end connected to the anode of the diode D1, and the gate to which the control signal S1 is input. The cathode of the diode D1 is connected to the node N2. The anode of the diode D2 is connected to the node N2. The transistor Q2 has one end connected to the cathode of the diode D2, the other end connected to the node N4, and the gate to which the control signal S2 is input.
[0071]
Variable voltage source VR1 is connected between nodes N3 and N4. One end of the recovery capacitor C1 is connected to the ground terminal, and the other end is connected to the node N4. One end of the variable resistor VR2 is connected to the ground terminal, and the other end is connected to the anode of the diode D3. The cathode of diode D3 is connected to node N4. The variable voltage sources VR1 and VR2 output a voltage of Vsus / 4 as an initial value when the maximum peak voltage (theoretical value) of the sustain pulse Psu is Vsus, and change the output voltage according to the subfield lighting rate signal SL. .
[0072]
  In this example, the recovery coils L1 and L2 and the diode D4 correspond to inductance means, the transistors Q1 and Q2, the diodes D1 to D3, the recovery capacitor C1 and the variable voltage sources VR1 and VR2 correspond to resonance drive means, and the variable voltage source VR1 and VR2 correspond to variable voltage means, and recovery coils L1 and L2Inductance elementThe recovery capacitor C1 corresponds to the first charge recovery means.
[0073]
In this example, the recovery capacitor C1 corresponds to charge recovery means, the recovery coils L1 and L2, the transistors Q1 and Q2, the diodes D1 to D4, and the variable voltage sources VR1 and VR2 correspond to overshoot means, and the variable voltage source VR1 corresponds to voltage supply means, and the variable voltage source VR2 corresponds to auxiliary charge supply means.
[0074]
FIG. 4 is a timing chart showing an operation during the sustain period of the sustain driver shown in FIG. FIG. 4 shows the voltage at node N1 (sustain pulse Psu) in FIG. 3 and control signals S1-S3 input to transistors Q1-Q3. The control signals S1 to S3 are signals output from the subfield processor 3 as the sustain driver drive control signal US.
[0075]
First, in the period TA, the control signal S1 becomes high level and the transistor Q1 is turned on, and the control signal S3 becomes low level and the transistor Q3 is turned off. At this time, the control signal S2 is at a low level, and the transistor Q2 is off. Therefore, the variable voltage source VR1 is connected to the node N2 via the transistor Q1 and the diode D1, and the voltage at the node N1 rises smoothly due to LC resonance caused by the recovery coils L1 and L2 and the panel capacitance Cp.
[0076]
Here, the diode D4 is connected in series with the recovery coil L2, but the current flowing through the recovery coil L2 is not limited, and the recovery coils L1 and L2 both contribute to the LC resonance operation. Therefore, LC resonance occurs due to the combined inductance value of the recovery coils L1 and L2, which is smaller than the inductance value of the recovery coil L1, the LC resonance cycle is shortened, and the voltage at the node N1 rises sharply.
[0077]
The voltage at the node N3 is set to Vsus / 2 by adding the voltage Vsus / 4 of the variable voltage source VR1 and the voltage Vsus / 4 of the variable voltage source VR2. Therefore, the voltage at the node N1 exceeds the discharge start voltage Vst, and theoretically rises to a voltage twice Vsus / 2, that is, Vsus. However, a voltage drop occurs due to energy loss due to a resistance component in the circuit, and the voltage of the node N1 becomes a value slightly lower than Vsus (in fact, it only rises to a voltage slightly exceeding the discharge start voltage Vst due to discharge). . When the voltage at the node N1 exceeds the discharge start voltage Vst, the sustain discharge of the discharge cell 14 is started and the discharge current starts to rise. At this time, the charge of the recovery capacitor C1 is released.
[0078]
After reaching the maximum peak voltage, the voltage at the node N1 is inverted and becomes lower than the discharge start voltage Vst. At this time, the discharge current takes a local maximum after the voltage at the node N1 reaches a maximum peak voltage, and the voltage at the node N1 is already lower than the peak value at that timing. The maximum value is suppressed more than the discharge current by the drive circuit. Therefore, it is possible to perform the sustain discharge with less power consumption. Thereafter, the sustain pulse Psu converges to Vsus / 2 while being attenuated vibrationally.
[0079]
Next, in the period TB, the control signal S1 becomes low level and the transistor Q1 is turned off, and the control signal S2 becomes high level and the transistor Q2 is turned on. Therefore, the variable voltage source VR1 and the recovery capacitor C1 are connected to the node N2 via the diode D2 and the transistor Q2, and the voltage at the node N1 smoothly drops due to LC resonance by the recovery coil L1 and the panel capacitance Cp.
[0080]
Here, since the diode D4 is connected in series with the recovery coil L2, the current flowing through the recovery coil L2 is limited, and only the recovery coil L1 contributes to the LC resonance operation. Therefore, LC resonance occurs due to the inductance value of the recovery coil L1 that is larger than the combined inductance value of the recovery coils L1 and L2, the period of the LC resonance becomes longer, and the voltage at the node N1 gradually drops.
[0081]
The voltage at the node N4 is set to the voltage of the variable voltage source VR2, that is, Vsus / 4. Therefore, the voltage of the node N1 theoretically drops from Vsus / 2 and reaches the ground potential, but actually does not fall to the ground potential due to energy loss due to the resistance component in the circuit as described above. At this time, the charge stored in the panel capacitor Cp is stored in the recovery capacitor C1, and the charge is recovered.
[0082]
Next, in the period TC, the control signal S2 becomes low level and the transistor Q2 is turned off, and the control signal S3 becomes high level and the transistor Q3 is turned on. Therefore, the node N1 is connected to the ground terminal, and the voltage of the node N1 drops rapidly and is fixed to the ground potential.
[0083]
By repeating the above operation in the sustain period, a periodic sustain pulse Psu having an overshoot waveform can be applied to the plurality of sustain electrodes 13.
[0084]
Here, the sustain driver shown in FIG. 3 will be described in terms of discharge efficiency and charge recovery efficiency. Although the discharge efficiency of the PDP can be improved by using the overshoot waveform for the drive pulse, in order to output a large overshoot waveform by an overshoot circuit using an inductance element or the like, a voltage difference between both ends of the inductance element is required. Must be increased. On the other hand, if an overshoot waveform is to be superimposed on a drive pulse by a conventional power recovery circuit composed of an inductance element or the like, a large overshoot is caused because the power recovery circuit accumulates charge in the discharge cell to almost the discharge start voltage. The waveform cannot be generated. For this reason, in order to generate a large overshoot waveform, it is necessary to reduce the collection efficiency of the power recovery circuit to reduce the charge accumulation from the power recovery circuit to the discharge cells. Therefore, even if the discharge efficiency is improved by using the overshoot waveform, the charge / discharge power of the PDP is increased and the power consumption is increased.
[0085]
The sustain driver shown in FIG. 3 can solve the above problems. That is, the electric charge stored in the discharge cell 14 of the PDP 8, that is, the panel capacitance Cp, is extracted when the transistor Q2 is turned on when the sustain pulse Psu falls, and is stored in the recovery capacitor C1. On the other hand, when the sustain pulse Psu rises, the transistor Q1 is turned on to drive the discharge cell 14 of the PDP 8. At this time, a voltage obtained by adding the voltage due to the charge stored in the recovery capacitor C1 and the voltage generated by the variable voltage source VR1 is applied to the recovery coils L1 and L2 via the transistor Q1.
[0086]
Therefore, as compared with the conventional power recovery circuit, a voltage generated by the variable voltage source VR1 is newly added, and the transistor Q1 drives the recovery coils L1 and L2 and the panel capacitance Cp. As a result, a large overshoot waveform can be stably generated by the voltage of the variable voltage source VR1. At this time, the charge recovered by the recovery capacitor C1 is also used to generate the overshoot waveform, so that the recovered charge can be used effectively.
[0087]
Further, when a discharge is started in the discharge cell 14 by application of an overshoot waveform, a sufficient discharge current is passed, so that a charge greater than the charge recovered by the recovery capacitor C1 is required. The electric charge necessary for this discharge is supplied from the variable voltage source VR2. Therefore, a necessary discharge current can be supplied from the variable voltage source VR2 after the start of discharge, and the sustain discharge can be stably performed.
[0088]
With the above configuration, an overshoot waveform can be generated using the collected charge and the charge supplied from the voltage source, so that a large overshoot waveform can be stably maintained while maintaining a high charge collection efficiency. Can be generated. As a result, both improvement in discharge efficiency and improvement in charge recovery efficiency can be achieved, so that power consumption can be significantly reduced and a display device that is extremely useful in practice can be provided. When the voltage is not changed according to the lighting rate, a voltage source that outputs a predetermined voltage may be used instead of the variable voltage sources VR1 and VR2.
[0089]
Next, the sustain pulse control operation of the sustain driver configured as described above will be described. FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG.
[0090]
When the lighting rate is high in a certain subfield, the output voltage of the variable voltage sources VR1 and VR2 is made larger than Vsus / 4 by the subfield lighting rate signal SL, and the amplitude of the drive pulse Psu is shown in FIG. Becomes larger. Therefore, the overshoot portion exceeding the discharge start voltage Vst is increased, and a sufficient discharge current can be supplied. Even when the lighting rate is increased, the sustain discharge can be stably performed.
[0091]
On the other hand, when the lighting rate is small, the voltages of the variable voltage sources VR1 and VR2 are made smaller than Vsus / 4 by the subfield lighting rate signal SL, and the amplitude of the drive pulse Psu is reduced as shown in FIG. Therefore, the overshoot portion exceeding the discharge start voltage Vst is reduced, and a necessary and sufficient discharge current can be supplied when the lighting rate is low, so that wasteful power is not supplied and power consumption can be reduced. it can.
[0092]
As described above, in the sustain driver shown in FIG. 3, even if the lighting rate changes, the sustain discharge is always stable by changing the amplitude of the overshoot waveform of the sustain pulse Psu in accordance with the lighting rate for each subfield. And power consumption can be reduced.
[0093]
Next, a second example of the sustain driver applied to the plasma display panel apparatus shown in FIG. 1 will be described. FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a second example of the sustain driver applied to the plasma display device shown in FIG.
[0094]
The difference between the sustain driver shown in FIG. 6 and the sustain driver shown in FIG. 3 is that the recovery coils L1 and L2 and the diode D4 are changed to the variable inductance part VL that receives the subfield lighting rate signal SL, and the variable voltage sources VR1 and VR2 are changed. Is changed to the voltage sources V1 and V2. Since the other points are the same as those of the sustain driver shown in FIG. 3, the same parts are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different parts will be described in detail below.
[0095]
As shown in FIG. 6, the variable inductance portion VL is connected between the node N1 and the node N2, and changes the inductance value according to the subfield lighting rate signal SL. The voltage source V1 is connected between the node N3 and the node N4 and outputs the voltage Vsus / 4. The voltage source V2 is connected between the anode of the diode D3 and the ground terminal, and outputs the voltage Vsus / 4.
[0096]
  In this example, the variable inductance portion VLRecovery coils LR1 to LRn correspond to inductance means, and switches SW1 to SWn of the variable inductance section VL correspond to variable inductance means,Other points are the same as the sustain driver of the first example. The variable inductance section VL, the transistors Q1 and Q2, the diodes D1 to D3, and the voltage sources V1 and V2 correspond to overshoot means, the voltage source V1 corresponds to voltage supply means, and the voltage source V2 serves as auxiliary charge supply means. Equivalent to.
[0097]
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of the variable inductance section shown in FIG. The variable inductance portion VL shown in FIG. 7 includes recovery coils LR1 to LRn and switches SW1 to SWn. The recovery coil LR1 and the switch SW1 are connected in series between the node N2 and the node N1, and thereafter the recovery coils LR2 to LRn and the switches SW2 to SWn are connected in series between the node N2 and the node N1, respectively. . The switches SW1 to SWn are turned on or off according to the subfield lighting rate signal SL so as to have a combined inductance value corresponding to the lighting rate.
[0098]
As the inductance values of the recovery coils LR1 to LRn, the inductance value of the recovery coil LR1 is L0, the inductance value of the recovery coil LR2 is L0 / 2, the inductance value of the recovery coil LR3 is L0 / 4, ..., the inductance value of the recovery coil LRn. L0 / 2^n-1Then, various inductance values more than the number of recovery coils can be set by variously combining the open / close states of the switches SW1 and SW2. For example, when n = 3, six types of inductance values L0, L0 / 2, L0 / 3, L0 / 4, L0 / 5, and L0 / 6 can be set.
[0099]
The configuration of the variable inductance section is not particularly limited to the above example, and other configurations may be used as long as the inductance value can be varied according to the subfield lighting rate signal SL. A variable inductance unit or the like that changes the inductance value of the secondary winding by controlling the current flowing through the primary winding by a current source using a source or the like may be used.
[0100]
The control operation of the sustain pulse Psu of the sustain driver of the second example configured as described above will be described. FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the control operation of sustain pulse Psu of the sustain driver shown in FIG. The basic operation of the sustain driver shown in FIG. 6 is the same as the basic operation of the sustain driver shown in FIG. 3 described with reference to FIG.
[0101]
When the lighting rate of a certain subfield is large, the variable inductance section VL increases the inductance value according to the subfield lighting rate signal SL, and the period T1 of the overshoot waveform becomes longer as shown in FIG. . Therefore, the overshoot period exceeding the discharge start voltage Vst becomes longer, it is possible to supply a sufficient discharge current, and it is possible to perform sustain discharge stably even when the lighting rate is increased.
[0102]
On the other hand, when the lighting rate is small, the variable inductance section VL decreases the inductance value according to the subfield lighting rate signal SL, and the period T2 of the overshoot waveform is shortened as shown in FIG. Therefore, the overshoot period exceeding the discharge start voltage Vst is shortened, and a necessary and sufficient discharge current can be supplied when the lighting rate is small, so that unnecessary power is not supplied and power consumption can be reduced. it can.
[0103]
As described above, in the sustain driver shown in FIG. 6, by changing the period of the overshoot waveform of the sustain pulse Psu in accordance with the lighting rate for each subfield, even if the lighting rate changes, the sustain discharge is always stable. And power consumption can be reduced.
[0104]
Next, a third example of the sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1 will be described. FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a third example of the sustain driver applied to the plasma display panel apparatus shown in FIG.
[0105]
The difference between the sustain driver shown in FIG. 9 and the sustain driver shown in FIG. 3 is that the power recovery circuit PR is connected to the node N1 instead of the transistor Q3, and the variable voltage source VR2 and the recovery capacitor C1 of the overshoot circuit OS are The base voltage Vsb is supplied from the power recovery circuit PR instead of the ground potential, and the other points are the same as those of the sustain driver shown in FIG. Omitted, only the different parts will be described in detail below.
[0106]
As shown in FIG. 9, the power recovery circuit PR includes transistors Q4 to Q7, diodes D5 and D6, a recovery coil L3, and a recovery capacitor C2.
[0107]
The output terminal of the power recovery circuit PR is connected to the node N1. The transistor Q4 has one end connected to the power supply terminal V3, the other end connected to the node N1, and the gate to which the control signal S4 is input. A base voltage Vsb is applied to the power supply terminal V3. The power supply terminal V3 is connected to the node N5 and supplies the base voltage Vsb to the variable voltage source VR2 and the recovery capacitor C1 of the overshoot circuit OS. The transistor Q5 has one end connected to the node N1, the other end connected to the ground terminal, and a gate to which the control signal S5 is input.
[0108]
The recovery capacitor C2 is connected between the node N7 and the ground terminal. A transistor Q6 and a diode D5 are connected in series between the node N7 and the node N6, and a diode D6 and a transistor Q7 are connected in series between the node N6 and the node N7. A control signal S6 is input to the gate of the transistor Q6, and a control signal S7 is input to the gate of the transistor Q7. The recovery coil L3 is connected between the node N1 and the node N6.
[0109]
  In this example, the power recovery circuit PR corresponds to the basic drive means,The recovery coils L1 and L2 correspond to the first inductance element,Transistors Q6 and Q7, diodes D5 and D6, and recovery capacitor C2 correspond to the resonance basic drive means, and recovery coil L3SecondIt corresponds to an inductance element, the recovery capacitor C2 corresponds to the second charge recovery means, and the other points are the same as the sustain driver shown in FIG.
[0110]
FIG. 10 is a timing chart showing an operation during the sustain period of the sustain driver shown in FIG. FIG. 10 shows the voltage at node N1 (sustain pulse Psu) in FIG. 9 and control signals S1, S2, S4 to S7 input to transistors Q1, Q2, Q4 to Q7. The control signals S1, S2, S4 to S7 are signals output from the subfield processor 3 as the sustain driver drive control signal US.
[0111]
First, in the period TA, the control signal S5 becomes low level and the transistor Q5 is turned off, and the control signal S6 becomes high level and the transistor Q6 is turned on. At this time, the control signals S1, S2, S4 and S7 are at a low level, and the transistors Q1, Q2, Q4 and Q7 are off. Therefore, the recovery capacitor C2 is connected to the node N6 via the transistor Q6 and the diode D5, and the voltage at the node N1 rises smoothly due to LC resonance caused by the recovery coil L3 and the panel capacitance Cp.
[0112]
Here, the voltage at the node N7 is set to one-half of the base voltage Vsb, and the voltage at the node N1 theoretically rises to the base voltage Vsb, but the voltage due to energy loss due to the resistance component in the circuit. A drop occurs and the voltage actually rises to a voltage slightly lower than Vsb. At this time, the charge of the recovery capacitor C2 is discharged to the panel capacitor Cp via the transistor Q6, the diode D5, and the recovery coil L3.
[0113]
Next, in the period TB, the control signal S4 becomes high level and the transistor Q4 is turned on, and the control signal S6 becomes low level and the transistor Q6 is turned off. Therefore, the power supply terminal V3 is connected to the node N1 via the transistor Q4, and the voltage at the node N1 rapidly rises and is fixed to the base voltage Vsb.
[0114]
Next, in the period TC, the control signal S1 becomes high level and the transistor Q1 is turned on, and the control signal S4 becomes low level and the transistor Q4 is turned off. Therefore, variable voltage source VR1 is connected to node N1 through transistor Q1 and diode D1. At this time, the diode D4 does not function, and the recovery coils L1 and L2 both contribute to the LC resonance operation. Therefore, LC resonance occurs due to the combined inductance value of the recovery coils L1 and L2, which is smaller than the inductance value of the recovery coil L1, the LC resonance cycle is short, and the voltage at the node N1 rises sharply.
[0115]
Here, the initial output voltages of the variable voltage sources VR1 and VR2 are respectively set to vo / 4, and the voltage of the node N3 is obtained by adding the base voltage Vsb and the output voltages vo / 4 of the variable voltage sources VR1 and VR2, respectively. The voltage at the node N1 exceeds the discharge start voltage Vst and theoretically rises further by vo from the base voltage Vsb (Vsb + vo corresponds to the above Vsus). However, a voltage drop occurs due to energy loss due to a resistance component in the circuit, and the voltage drops to a voltage slightly lower than Vsb + vo (in practice, it only rises to a voltage slightly exceeding the discharge start voltage Vst due to discharge). When the voltage at the node N1 exceeds the discharge start voltage Vst, the sustain discharge of the discharge cell 14 is started and the discharge current starts to rise. At this time, the charge of the recovery capacitor C1 is released.
[0116]
After reaching the maximum peak voltage, the voltage at the node N1 is inverted and becomes lower than the discharge start voltage Vst. At this time, the discharge current takes a local maximum after the voltage at the node N1 reaches a maximum peak voltage, and the voltage at the node N1 is already lower than the peak value at that timing. The maximum value is suppressed more than the discharge current by the drive circuit. Therefore, it is possible to perform the sustain discharge with less power consumption. Thereafter, the sustain pulse Psu converges to a voltage higher by vo / 2 than the base voltage Vsb while being attenuated in an oscillating manner.
[0117]
Next, in the period TD, the control signal S1 becomes low level and the transistor Q1 is turned off, and the control signal S2 becomes high level and the transistor Q2 is turned on. Therefore, variable voltage source VR1 and recovery capacitor C1 are connected to node N2 via transistor Q2 and diode D2. At this time, since the diode D4 is connected in series to the recovery coil L2, the current flowing through the recovery coil L2 is limited, the recovery coil L2 does not contribute to the LC resonance operation, and only the recovery coil L1 is in the LC resonance operation. Contribute. Therefore, LC resonance occurs due to the inductance value of the recovery coil L1 that is larger than the combined inductance value of the recovery coils L1 and L2, the period of the LC resonance becomes longer, and the voltage at the node N1 gradually drops.
[0118]
Here, the voltage of the node N4 is set to a voltage higher by vo / 4 than the base voltage Vsb by the variable voltage source VR2. Therefore, the voltage at the node N1 theoretically drops to the base voltage Vsb, but actually drops to a voltage slightly higher than Vsb due to the resistance component in the circuit. At this time, the charge stored in the panel capacitance Cp is stored in the recovery capacitor C1, and the charge is recovered.
[0119]
Next, in the period TE, the control signal S2 becomes low level and the transistor Q2 is turned off, and the control signal S7 becomes high level and the transistor Q7 is turned on. Therefore, the recovery capacitor C2 is connected to the node N6 via the transistor Q7 and the diode D6, and the voltage at the node N1 smoothly drops due to LC resonance caused by the recovery coil L3 and the panel capacitance Cp.
[0120]
Here, the voltage of the node N7 is set to Vsb / 2 by the recovery capacitor C2. Therefore, the voltage of the node N1 theoretically drops to the ground potential, but drops to a voltage slightly higher than the ground potential due to energy loss due to the resistance component in the circuit. At this time, the charge stored in the panel capacitor Cp is stored in the recovery capacitor C2 via the recovery coil L3, the diode D6, and the transistor Q7, and the charge is recovered.
[0121]
Next, in the period TF, the control signal S5 becomes high level and the transistor Q5 is turned on, and the control signal S7 becomes low level and the transistor Q7 is turned off. Therefore, the node N1 is connected to the ground terminal via the transistor Q5, and the voltage of the node N1 drops rapidly and is fixed to the ground potential.
[0122]
By repeating the above operation in the sustain period, a periodic sustain pulse Psu in which the basic drive pulse by the power recovery circuit PR and the drive pulse by the overshoot circuit OS are superimposed can be applied to the plurality of sustain electrodes 13. .
[0123]
Next, the sustain pulse control operation of the sustain driver configured as described above will be described. FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG.
[0124]
When the lighting rate is large in a certain subfield, the output voltages of the variable voltage sources VR1 and VR2 are made larger than vo / 4 by the subfield lighting rate signal SL, and the upper stage of the drive pulse Psu as shown in FIG. The drive pulse amplitude increases. Therefore, the overshoot portion exceeding the discharge start voltage Vst is increased, and a sufficient discharge current can be supplied. Even when the lighting rate is increased, the sustain discharge can be stably performed.
[0125]
On the other hand, when the lighting rate is small, the voltages of the variable voltage sources VR1 and VR2 are made smaller than vo / 4 by the subfield lighting rate signal SL, and the upper drive pulse of the drive pulse Psu as shown in FIG. The amplitude is reduced. Therefore, the overshoot portion exceeding the discharge start voltage Vst is reduced, and a necessary and sufficient discharge current can be supplied when the lighting rate is low, so that wasteful power is not supplied and power consumption can be reduced. it can.
[0126]
As described above, in the sustain driver shown in FIG. 9, even if the lighting rate changes by changing the amplitude of the overshoot waveform of the upper drive pulse of the sustain pulse Psu according to the lighting rate for each subfield, It is possible to always perform a stable sustain discharge and to reduce power consumption.
[0127]
Next, a fourth example of the sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1 will be described. FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a fourth example of the sustain driver applied to the plasma display device shown in FIG.
[0128]
The difference between the sustain driver shown in FIG. 12 and the sustain driver shown in FIG. 9 is that the recovery coils L1 and L2 and the diode D4 are changed to the variable inductance part VL that receives the subfield lighting rate signal SL, and the variable voltage sources VR1 and VR2 are changed. Is changed to the voltage sources V1 and V2. Since the other points are the same as those of the sustain driver shown in FIG. 9, the same parts are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different parts will be described in detail below.
[0129]
As shown in FIG. 12, the variable inductance portion VL is connected between the node N1 and the node N2, and changes the inductance value according to the subfield lighting rate signal SL. The voltage source V1 is connected between the node N3 and the node N4, and outputs a voltage vo / 4. The voltage source V2 is connected between the anode of the diode D3 and the node N5, and outputs a voltage vo / 4. The configuration of the variable inductance part VL is the same as that used in the sustain driver of the second example.
[0130]
  In this example, the variable inductance portion VLRecovery coils LR1 to LRn correspond to inductance means, and switches SW1 to SWn of the variable inductance section VL correspond to variable inductance means,Other points are the same as the sustain driver of the third example.
[0131]
A control operation of the sustain pulse Psu of the sustain driver of the fourth example configured as described above will be described. FIG. 13 is a waveform diagram for explaining the control operation of sustain pulse Psu of the sustain driver shown in FIG. The basic operation of the sustain driver shown in FIG. 12 is the same as the basic operation of the sustain driver shown in FIG. 9 described with reference to FIG.
[0132]
When the lighting rate of a certain subfield is large, the variable inductance section VL increases the inductance value in accordance with the subfield lighting rate signal SL, and as shown in FIG. 13A, the upper drive pulse of the sustain pulse Psu. The period T1 of the overshoot waveform becomes longer. Therefore, the overshoot period exceeding the discharge start voltage Vst becomes longer, it is possible to supply a sufficient discharge current, and it is possible to perform sustain discharge stably even when the lighting rate is increased.
[0133]
On the other hand, when the lighting rate is small, the variable inductance unit VL reduces the inductance value according to the subfield lighting rate signal SL, and as shown in FIG. 13B, the overshoot of the upper drive pulse of the sustain pulse Psu. The period T2 of the waveform is shortened. Therefore, the overshoot period exceeding the discharge start voltage Vst is shortened, and a necessary and sufficient discharge current can be supplied when the lighting rate is small, so that unnecessary power is not supplied and power consumption can be reduced. it can.
[0134]
As described above, in the sustain driver shown in FIG. 12, even if the lighting rate changes by changing the period of the overshoot waveform of the upper drive pulse of the sustain pulse Psu according to the lighting rate for each subfield, It is possible to always perform a stable sustain discharge and to reduce power consumption.
[0135]
Next, a fifth example of the sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1 will be described. FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a fifth example of the sustain driver applied to the plasma display panel apparatus shown in FIG.
[0136]
The difference between the sustain driver shown in FIG. 14 and the sustain driver shown in FIG. 9 is that the variable voltage sources VR1 and VR2 are changed to voltage sources V1 and V2, and the power supply terminal V3 is changed to the variable voltage source VR3. Since the other points are the same as those of the sustain driver shown in FIG. 9, the same parts are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and only different parts will be described in detail below.
[0137]
As shown in FIG. 14, the variable voltage source VR3 is connected between the node N5 and the ground terminal, and changes the output voltage by the subfield lighting rate signal SL. The variable voltage source VR3 outputs a base voltage Vsb as an initial output voltage. The voltage source V1 is connected between the node N3 and the node N4, and outputs a voltage vo / 4. The voltage source V2 is connected between the anode of the diode D3 and the node N5, and outputs a voltage vo / 4.
[0138]
  In this example, the variable voltage source VR3 isVariable voltage meansThe other points are the same as the sustain driver of the third example.
[0139]
Next, the sustain pulse control operation of the sustain driver configured as described above will be described. FIG. 15 is a waveform diagram for explaining the sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG. The basic operation of the sustain driver shown in FIG. 14 is the same as the basic operation of the sustain driver shown in FIG. 9 described with reference to FIG.
[0140]
When the lighting rate is large in a certain subfield, the output voltage of the variable voltage source VR3 is made larger than Vsb by the subfield lighting rate signal SL, and the basic drive pulse of the lower stage of the drive pulse Psu as shown in FIG. The amplitude (voltage VH) increases. Therefore, the overshoot portion exceeding the discharge start voltage Vst is increased, and a sufficient discharge current can be supplied. Even when the lighting rate is increased, the sustain discharge can be stably performed.
[0141]
On the other hand, when the lighting rate is small, the voltage of the variable voltage source VR3 is made smaller than Vsb by the subfield lighting rate signal SL, and the amplitude (voltage VL) of the basic drive pulse of the drive pulse Psu as shown in FIG. Becomes smaller. Therefore, the overshoot portion exceeding the discharge start voltage Vst is reduced, and a necessary and sufficient discharge current can be supplied when the lighting rate is low, so that wasteful power is not supplied and power consumption can be reduced. it can.
[0142]
As described above, in the sustain driver shown in FIG. 14, the amplitude of the basic drive pulse in the lower stage of the sustain pulse Psu is changed according to the lighting rate for each subfield, so that the lighting driver is always stable even if the lighting rate changes. Sustain discharge can be performed and power consumption can be reduced.
[0143]
In the above description, subfield division by the ADS method has been described as an example. However, even if subfield division by the address / sustain simultaneous drive method is used, the present ratio is detected by detecting the lighting rate of discharge cells that are simultaneously turned on. It is possible to apply the invention as well. In the above description, a display device using a positive drive pulse that is discharged at the time of rising is described. However, the present invention can be similarly applied to a display device that uses a negative drive pulse that is discharged at the time of falling. Is possible.
[0144]
In the above description, the AC type plasma display panel apparatus has been described. However, the present invention can be similarly applied to a DC type plasma display panel apparatus, and an image is displayed by controlling discharge. The present invention can be similarly applied to display devices using other display panels such as a digital light processing device (DLP) using a digital mirror device (DMD).
[0145]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the overshoot waveform of the drive pulse is changed according to the lighting rate of the discharge cell, the discharge cell can be optimally discharged according to the lighting rate, and even when the lighting rate changes Thus, it is possible to stably perform the discharge operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a plasma display panel device according to an embodiment of the present invention.
2 is a diagram for explaining an ADS system used in the plasma display panel device shown in FIG. 1;
3 is a circuit diagram showing a configuration of a first example of a sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1;
4 is a timing chart showing an operation during a sustain period of the sustain driver shown in FIG. 3;
FIG. 5 is a waveform diagram for explaining a sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG. 3;
6 is a circuit diagram showing a configuration of a second example of a sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1;
7 is a circuit diagram showing an example of a variable inductance section shown in FIG.
8 is a waveform diagram for explaining the sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG. 6;
9 is a circuit diagram showing a configuration of a third example of a sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1;
10 is a timing chart showing an operation during the sustain period of the sustain driver shown in FIG. 9;
11 is a waveform diagram for explaining a sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG. 9;
12 is a circuit diagram showing a configuration of a fourth example of a sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1;
13 is a waveform diagram for explaining a sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG. 12;
14 is a circuit diagram showing a configuration of a fifth example of a sustain driver applied to the plasma display panel device shown in FIG. 1;
15 is a waveform diagram for explaining a sustain pulse control operation of the sustain driver shown in FIG. 14;
FIG. 16 is a diagram for explaining a method of driving a discharge cell of a conventional plasma display device.
FIG. 17 is a waveform diagram showing an example of a sustain pulse of a conventional plasma display panel device
[Explanation of symbols]
1 A / D converter
2 Video signal-subfield correlator
3 Subfield processor
4 Subfield lighting rate measuring instrument
5 Data driver
6 Scan driver
7 Sustain driver
8 PDP
11 Address electrode
12 Scan electrodes
13 Sustain electrode
OS overshoot circuit
PR Power recovery circuit
Q1-Q7 FET
C1-C3 recovery capacitor
T1-T6 diode
L1-L3 recovery coil
VR1 to VR3 variable voltage source

Claims

A display device that selectively discharges a plurality of discharge cells including a capacitive load to display an image,
The voltage of the driving pulse for discharging the selected discharge cell is equal to or higher than the discharge start voltage of each discharge cell and reaches the maximum peak voltage, and then becomes lower than the discharge start voltage and attenuates in a vibrational manner. Drive means for overshooting the drive pulse;
Detecting means for detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells,
The driving means includes
Inductance means having at least one inductance element connected at one end to the capacitive load;
Resonance drive means for overshooting the drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the inductance element;
Variable voltage means for changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse by changing the voltage at the other end of the inductance element;
The variable voltage means changes the voltage of the other end of the inductance element so that the amplitude of the overshoot waveform increases as the lighting rate detected by the detection means increases.

A display device that selectively discharges a plurality of discharge cells including a capacitive load to display an image,
The voltage of the driving pulse for discharging the selected discharge cell is equal to or higher than the discharge start voltage of each discharge cell and reaches the maximum peak voltage, and then becomes lower than the discharge start voltage and attenuates in a vibrational manner. Drive means for overshooting the drive pulse;
Detecting means for detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells,
The driving means includes
Inductance means having at least one inductance element connected at one end to the capacitive load;
Resonance drive means for overshooting the drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the inductance element;
Variable inductance means for changing the period from the maximum peak voltage of the drive pulse overshoot waveform to the next peak voltage by changing the inductance value of the inductance means;
The variable inductance means changes the inductance value of the inductance means so that the period of the overshoot waveform increases as the lighting rate detected by the detection means increases.

A display device that selectively discharges a plurality of discharge cells including a capacitive load to display an image,
The voltage of the driving pulse for discharging the selected discharge cell is equal to or higher than the discharge start voltage of each discharge cell and reaches the maximum peak voltage, and then becomes lower than the discharge start voltage and attenuates in a vibrational manner. Drive means for overshooting the drive pulse;
Basic driving means for outputting basic driving pulses;
Detecting means for detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells,
The driving means outputs the driving pulse superimposed on the basic driving pulse,
The driving means includes
Inductance means having at least one first inductance element connected at one end to the capacitive load;
Resonance drive means for overshooting the drive pulse by LC resonance between the capacitive load and the first inductance element ;
Variable voltage means for changing the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse by changing the voltage at the other end of the first inductance element;
The basic drive means is
A second inductance element having one end connected to the capacitive load;
Resonating basic driving means for transitioning the basic driving pulse by LC resonance between the capacitive load and the second inductance element ;
The variable voltage means changes the voltage at the other end of the first inductance element so that the amplitude of the overshoot waveform increases as the lighting rate detected by the detection means increases. apparatus.

Conversion means for converting image data of one field into image data of each subfield in order to divide one field into a plurality of subfields and discharge the discharge cells selected for each subfield to perform gradation display. In addition,
The detection means detects a lighting rate for each subfield,
4. The display device according to claim 1, wherein the variable voltage means changes an amplitude of an overshoot waveform of the drive pulse in accordance with a lighting rate for each subfield.

Conversion means for converting image data of one field into image data of each subfield in order to divide one field into a plurality of subfields and discharge the discharge cells selected for each subfield to perform gradation display. In addition,
The detection means detects a lighting rate for each subfield,
5. The display device according to claim 4, wherein the variable inductance means changes the period of the overshort waveform of the drive pulse in accordance with a lighting rate for each of the subfields.

A display device driving method for selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load to display an image,
Detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells;
Due to LC resonance between the capacitive load and at least one inductance element having one end connected to the capacitive load, the voltage of the drive pulse for discharging the selected discharge cell is higher than the discharge start voltage of each discharge cell. Overshooting the drive pulse so as to be lower than the discharge start voltage and attenuated oscillating after reaching a maximum peak voltage;
Changing the voltage at the other end of the inductance element so that the amplitude of the overshoot waveform of the drive pulse increases as the detected lighting rate increases.

A display device driving method for selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load to display an image,
Detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells;
Due to LC resonance between the capacitive load and an inductance means having at least an inductance element connected at one end to the capacitive load, the voltage of the driving pulse for discharging the selected discharge cell is the discharge start voltage of each discharge cell. Overshooting the drive pulse so as to be lower than the discharge start voltage and attenuated vibrationally after reaching the maximum peak voltage as described above,
Changing the inductance value of the inductance means so that the period from the maximum peak voltage to the next peak voltage of the overshoot waveform of the drive pulse increases as the detected lighting rate increases. A display device driving method.

A display device driving method for selectively discharging a plurality of discharge cells including a capacitive load to display an image,
Detecting a lighting rate of the plurality of discharge cells;
Due to LC resonance between the capacitive load and at least one first inductance element, one end of which is connected to the capacitive load, a voltage of a driving pulse for discharging the selected discharge cell starts discharge of each discharge cell. Overshooting the drive pulse so as to be lower than the discharge start voltage and attenuated oscillating after reaching a maximum peak voltage above a voltage; and
Transitioning a basic drive pulse by LC resonance between the capacitive load and a second inductance element having one end connected to the capacitive load;
Superimposing and outputting the drive pulse on the basic drive pulse;
Changing the voltage at the other end of the first inductance element so that the amplitude of the overshoot waveform of the output drive pulse increases as the detected lighting rate increases. A driving method of a display device.