JP4374023B2 - 放送信号の時刻測定装置、この時刻測定装置を用いた送信装置及び中継装置、及び遅延時間測定装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えば地上波デジタル放送の送信局または中継局に用いられ、地上波デジタル放送信号の受信時刻または送信時刻を測定するための放送信号の時刻測定装置、この時刻測定装置を用いた送信装置及び中継装置、及び遅延時間測定装置に関する。

地上波デジタル放送は、ＯＦＤＭ伝送方式の特徴である耐マルチパス性能を利用して複数の送信局が同一送信周波数を共有し、指定のタイミング範囲で送信することにより同一周波数妨害を生じることなく広範囲のサービスエリアを複数送信局でカバーできるという特徴を有している。

このように同一放送サービスを行う複数の送信局が、同一周波数で送信するような送信ネットワークはＳＦＮ（単一周波数ネットワーク：Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）と呼ばれデジタル放送を特徴づける技術要素となっている（例えば特願平１１−３７３５３２号。）。このＳＦＮ技術により、放送のための周波数を大幅に節約することが可能となる。しかしながら、上記ＳＦＮを成立させるためには、複数の送信局が所定の送信タイミング誤差範囲で放送信号を送信することが前提となっており、各送信局の送信タイミングをネットワークとして管理する技術が極めて重要となっている。

ＯＦＤＭ伝送方式をベースとした地上波デジタル放送の場合、一般的にガードインターバル長を超えない範囲の同一送信波形を有する複数波は相互に干渉しないと言う特徴がある。従って上記ＳＦＮを構成する複数送信局からの電波は所定のサービスエリア内の受信点において受信タイミング差が前記ガードインターバル長以内となるよう送信時刻を管理する必要がある。広範囲なサービスエリア内で上記受信タイミング条件を成立させるためには、送信タイミングは極めて高精度の管理が要求される。

しかしながら、地上波デジタル放送信号の送信出力は雑音のような波形をしており、送信出力からその送信時刻を直接測定することは困難であった。

そこで、電波産業会（以下ＡＲＩＢ：Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ ｏｆ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ ａｎｄ Ｂｕｓｉｎｅｓｓ）では、複数の送信局で送信タイミングを管理するため、スタジオから送信所に送られる放送用デジタル信号（以下放送ＴＳ：Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）にＯＦＤＭフレーム同期タイミングを示す信号を挿入し、各送信所において上記挿入信号を検出し、そのタイミングを別に準備されるＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機などで生成した時刻信号で測定し各送信所の送信時刻を管理する方法を標準として定めている（ＡＲＩＢ 標準ＡＲＩＢＳＴＤ−Ｂ３１付属書３．１４．１頁。）。

上記方法は、各送信所に備えられたＯＦＤＭ変調器等の信号処理遅延時間が既知であれば、各送信所において上記挿入信号を検出し、この検出タイミングに信号処理遅延時間を加えることにより、スタジオからの放送用デジタル信号の送信時刻を推定できるという利点がある。しかしながら、例えば異なる製造業者が製作したＯＦＤＭ変調器をＳＦＮの中で混在させた場合、信号処理遅延時間を厳密に管理することが極めて困難である。また、送信所内の信号線路の改修などを行った場合に伝送遅延時間が変わる可能性があり、実際の送信時刻が想定値からずれるという問題も生じることになる。

一方、地上波デジタル放送受信機の技術を利用して送信時刻を推定する方法も提案されている。しかしながら、この方法では、受信機内の復調器の信号処理遅延時間を正確に測定することが困難である。また、受信機において、シンボル同期検出に相関演算を用いて行っているが、この相関出力は雑音やマルチパスの影響を受けやすく、このため測定誤差を生じやすい。

また、ＯＦＤＭ信号のパイロット信号から遅延プロファイルを求めることにより、送信時刻を推定する方法も考えられるが、この遅延プロファイルからは相対遅延時間差しか得ることができず、異なる場所に設置される送信機の間の相対遅延時間を測定するためには、送信所から測定点までの伝播遅延を正確に知る必要がある。しかしながら、地上波はマルチパスが多く、環境条件で伝送路特性が変わるため、送信所から測定点までの伝播プロファイルを正確に知ることが困難である。さらに、基準となる電波が必要なため、基準局及び被測定局の設置場所を考慮する必要があり、測定のための事前調査など煩雑な作業が必要となる。

以上のように、現在地上波デジタル放送信号の送信時刻を測定する有効な手段はなく、複数送信所の送信時刻を正確に把握しネットワークの管理を行うことが必要なＳＦＮの構築が困難である。特に送信所の改修などを行う場合、使用する機器によっては信号処理遅延時間が異なる可能性もあり、改修後にサービスエリアの状態を確認する必要があり、ネットワーク管理の煩雑さや管理費用が増大するという問題を有している。

そこで、この発明の目的は、簡易な測定装置で高精度かつ実運用状態のままで、放送信号の受信時刻または送信時刻を測定し得る放送信号の時刻測定装置、この時刻測定装置を用いた送信装置及び中継装置、及び遅延時間測定装置を提供することにある。

この発明は、互いに直交関係にある複数のサブキャリアそれぞれに既知の振幅・位相特性を有する基準キャリアシンボル信号が一定の周波数間隔及び一定のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）シンボル間隔で繰り返し乗せられ、かつＯＦＤＭ方式によりモード及びガードインターバル長が既知であるデジタル放送信号を受信し、この受信信号についての到来時刻を測定する時刻測定装置であって、受信信号を１シンボル分遅延して遅延前後の前記ガードインターバルの相関をとり、この相関結果に基づいて、ＯＦＤＭシンボルタイミング信号を生成し、前記生成されたＯＦＤＭシンボルタイミング信号を基準として前記受信信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）処理するために必要なＦＦＴウインドウ信号を生成するウインドウ生成手段と、前記ＦＦＴウインドウ信号に基づいて、前記受信信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴウインドウ信号生成時の基準時刻情報を取得する時刻情報取得手段と、前記ＦＦＴ手段の出力から前記基準キャリアシンボル信号を抽出するキャリアシンボル抽出手段と、このキャリアシンボル抽出手段で抽出された基準キャリアシンボル信号が属するＯＦＤＭシンボル信号と前記ＦＦＴウインドウ信号との時間差を測定する測定手段と、前記時刻情報取得手段で得られた基準時刻情報及び前記測定手段により測定された時間差に基づいて、前記到来時刻を求める演算手段とを具備したことを特徴とする。

また、この発明は、送信側となる演奏所で伝送信号を伝送路へ送出し、受信側となる送信局で前記伝送路からの伝送信号を受信しＯＦＤＭ変調装置にて変調出力する伝送システムで送信局として用いられる送信装置であって、時刻測定装置と、前記ＯＦＤＭ変調装置の前段に設けられ、前記ＯＦＤＭ変調装置の入力信号を任意の遅延量で遅延する遅延装置と、前記時刻測定装置による測定結果に基づいて、前記遅延装置の遅延量を制御する遅延制御手段とを具備したことを特徴とする。

また、この発明は、送信側でＯＦＤＭ変調装置にて伝送信号を変調して伝送路へ送出し、受信側となる中継局で前記伝送路からのＯＦＤＭ変調信号を受信し再送信する伝送システムで中継局として用いられる中継装置であって、時刻測定装置と、前記ＯＦＤＭ変調信号を任意の遅延量で遅延する遅延装置と、前記時刻測定装置による測定結果に基づいて、前記遅延装置の遅延量を制御する遅延制御手段とを具備したことを特徴とする。

また、この発明は、時刻測定装置を用いて前記デジタル放送信号を処理する信号処理系統の遅延時間を測定する遅延時間測定装置であって、デジタル放送信号を直接時刻測定装置に入力し、該入力信号の送信時刻を測定する第１の時刻測定手段と、前記デジタル放送信号を前記信号処理系統を介して前記時刻測定装置に入力し、該入力信号の送信時刻を測定する第２の時刻測定手段と、前記第１及び第２の測定手段による測定結果に基づいて遅延時間を求める演算手段とを具備したことを特徴とする。

また、この発明は、複数の地点から同一のデジタル放送信号を送信または中継再送する伝送システムの各送信局または中継局に設置される時刻測定装置を用いて前記伝送システムの伝送遅延時間を測定する遅延時間測定装置であって、各送信局または中継局で測定された前記デジタル放送信号の送信時刻情報を収集する収集手段と、この収集手段による収集結果に基づいて伝送遅延時間を求める演算手段とを具備したことを特徴とする。

さらに、この発明は、互いに直交関係にある複数のサブキャリアそれぞれに既知の振幅・位相特性を有する基準キャリアシンボル信号が一定の周波数間隔及び一定のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）シンボル間隔で繰り返し乗せられ、かつＯＦＤＭ方式によりモード及びガードインターバル長が既知であり、しかもフレーム同期を特定するＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号が付加されたデジタル放送信号を受信し、この受信信号についての到来時刻を測定する時刻測定装置であって、前記受信信号を１シンボル分遅延して遅延前後の前記ガードインターバルの相関をとり、この相関結果に基づいて、ＯＦＤＭシンボルタイミング信号を生成し、前記生成されたＯＦＤＭシンボルタイミング信号を基準として前記受信信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）処理するために必要なＦＦＴウインドウ信号を生成するウインドウ生成手段と、前記ＦＦＴウインドウ信号に基づいて、前記受信信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴウインドウ信号生成時の基準時刻情報を取得する時刻情報取得手段と、前記ＦＦＴ手段の出力から前記ＴＭＣＣ信号を抽出し、当該ＴＭＣＣ信号からフレーム同期信号を検出する検出手段と、前記基準時刻情報と前記フレーム同期信号に同期した前記ＦＦＴウインドウ信号との時間差を測定する測定手段と、前記ＦＦＴ手段の出力から前記基準キャリアシンボル信号を抽出するキャリアシンボル抽出手段と、このキャリアシンボル抽出手段により抽出された基準キャリアシンボル信号から遅延プロファイルを求める遅延プロイファイル演算手段と、前記遅延プロファイルに基づいて、前記測定手段により測定された時間差を補正することで前記到来時刻を求める補正手段とを具備したことを特徴とする。

図１は、この発明の第１の実施形態に係わる時刻測定装置の構成を示すブロック図である。 図２は、この発明の第１の実施形態に係わる時刻測定装置の詳細構成を示すブロック図である。 図３は、以前に考えられていた第１の方式により送信時刻の測定方法を実施すべく伝送システムの概略構成図である。 図４は、図２のシステムで生成されるＴＳパケットの構造を示す図。 図５は、第１の方式により送信時刻の測定方法を実施すべく他の伝送システムの概略構成図。 図６は、以前に考えられていた第２の方式により送信時刻の測定方法を実施すべくデジタル放送受信機のブロック図。 図７は、ＯＦＤＭ信号の構造を示す図。 図８は、ＯＦＤＭ信号の構造を示す図。 図９は、ＯＦＤＭ信号の周波数特性図。 図１０は、遅延プロファイルを示す図。 図１１は、以前考えられていた遅延プロファイル測定を実施するためのブロック図。 図１２は、以前考えられていた遅延プロファイル測定を実施するための他のブロック図。 図１３は、本第１の実施形態の説明図。 図１４は、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアを示す図。 図１５は、ＦＦＴウインドウ先頭位置における各サブキャリア位相特性の一例を示す図。 図１６は、本第１の実施形態において隣接サブキャリア間の位相差分演算を行う他の構成を示すブロック図。 図１７は、第１の実施形態で使用するパイロット信号の配置例を示す図。 図１８は、この発明の第２の実施形態に係わる時刻測定装置の適用例を示すブロック図。 図１９は、この発明の第３の実施形態に係わる時刻測定装置の適用例を示すブロック図。 図２０は、この発明の第４の実施形態に係わる時刻測定装置を示すブロック図。 図２１は、この発明の第５の実施形態に係わる時刻測定装置の適用例を示すブロック図。 図２２は、この発明の第６の実施形態に係わるＳＦＮの概略構成図。 図２３は、この発明の第７の実施形態に係わる時刻測定装置を示すブロック図。

以下、この発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、この発明の第１の実施形態に係わる時刻測定装置１４１の構成を示すブロック図である。この時刻測定装置１４１は、送信所１００に設置される。
送信所１００は、同期装置１０１と、ＯＦＤＭ変調装置（ＯＦＤＭ ＭＯＤ）１０２と、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）１０３と、送信装置（ＴＸ）１０４と、方向性結合器（方結）１０５とを備えている。

図１において、スタジオから到来した放送ＴＳ信号は、同期装置１０１で受信検波されるとともに、フレーム同期信号が検出されて、ＯＦＤＭ変調装置１０２に入力される。ＯＦＤＭ変調装置１０２は、同期装置１０１の出力をＯＦＤＭ信号に変換する。このＯＦＤＭ信号は、アップコンバータ１０３により中間周波数（ＩＦ）帯から無線周波数（ＲＦ）帯に周波数変換され、送信装置１０４で電力増幅された後、方向性結合器１０５を介して送信アンテナ１０６から所定の領域に向けて送出される。また、送信装置１０４で電力増幅されたＲＦ帯のＯＦＤＭ信号は、方向性結合器１０５を介して時刻測定装置１４１に入力される。

時刻測定装置１４１は、ＯＦＤＭ復調部１１１と、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）解析部１１２と、受信タイミング測定部１１３と、送信指定時刻演算部１１４とを備えている。

ＯＦＤＭ復調部１１１は、受信したＯＦＤＭ信号を復調すると共に、フレーム同期信号、ＦＦＴウインドウ信号、ＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号を復調する。このうち、パケット、ＡＣ信号、ＳＰ信号はＳＰ解析部１１２に出力され、フレーム同期信号及びＦＦＴウインドウ信号は受信タイミング測定部１１３に出力される。
ＳＰ解析部１１２は、ＳＰ信号を補間して逆フーリエ変換することでＦＦＴウインドウ信号を基準とした周波数特性信号を生成し、この周波数特性信号から遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルからＦＦＴウインドウに対する受信信号の相対遅延時間情報を演算する。

受信タイミング測定部１１３において、ＧＰＳ受信機１１５により取得された基準時刻信号を用いてＦＦＴウインドウのタイミング時刻を測定し、相対遅延時間差を加算することでフーリエ変換器入力端における受信ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを測定する。

送信指定時刻演算部１１４には、格納手段としてのデータテーブル１１４１が設けられている。そして、データテーブル１１４１には、記憶部１１８から出力されたデータが記憶される。記憶部１１８には、予め測定された受信入力端からフーリエ変換器入力端までの遅延時間情報とＯＦＤＭ信号の信号レベルとの対応関係を表すテーブル１１８１が設けられている。すなわち、記憶部１１８は、別途提供される信号レベル情報に基づいて、テーブル１１８１から対応する遅延時間情報を読み出して送信指定時刻演算部１１４に出力する。すると、データテーブル１１４１は、記憶部１１８から出力された遅延時間情報を格納する。

送信指定時刻演算部１１４は、データテーブル１１４１に格納された遅延時間情報を受信ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミング時刻情報から減算することにより、測定装置入力端におけるＯＦＤＭ信号のシンボル送信時刻、つまり受信ＯＦＤＭ信号の到来時刻を求める。

以上は、シンボル送信時刻の測定について説明したが、ＯＦＤＭ復調部１１１から出力されるフレーム同期信号のタイミングを用いてシンボルタイミングの中からＯＦＤＭフレーム先頭のシンボル送信時刻を特定し、これをＯＦＤＭ信号のフレーム送信時刻とすることができる。フレーム送信時刻の測定を可能とすることにより、１シンボル以上の遅延の測定も可能となる。

図２は、ＯＦＤＭ復調部１１１の具体的構成を示すブロック図である。
ＯＦＤＭ復調部１１１に入力されたＯＦＤＭ信号は、前置増幅器１１１１にて電力増幅され、周波数変換器１１１２により無線周波数（ＲＦ）帯から中間周波数（ＩＦ）帯に周波数変換され、ＩＦ信号となる。このＩＦ信号はフィルタ１１１３によって所定の周波数成分が抽出された後、ＩＦ増幅器１１１４によって所定の振幅レベルに安定化される。ＩＦ増幅器１１１４の出力は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１１１５によりデジタルＩＦ信号に変換された後、直交復調部１１１６で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ１，Ｑ１となる。ここで得られたデジタルベースバンド信号Ｉ１，Ｑ１は、ウインドウ生成手段を構成するシンボルタイミング生成器１１１７，ＦＦＴ処理器１１１８及び周波数同期検出器１１１９にそれぞれ供給される。

シンボルタイミング生成器１１１７は、ＲＡＭメモリまたはＦＩＦＯメモリを用いてデジタルベースバンド信号Ｉ１，Ｑ１を１シンボル遅延し、遅延前後の複素相関演算を行い、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出し、この検出結果に基づいてＦＦＴ処理器１１１８に対するＦＦＴ処理に必要なＦＦＴウインドウ信号を生成して、このＦＦＴウインドウ信号をＦＦＴ処理器１１１８及び受信タイミング測定部１１３に供給する。

ＦＦＴ処理器１１１８は、デジタルベースバンド信号Ｉ１，Ｑ１とＦＦＴウインドウ信号とを入力し、ＦＦＴウインドウ信号に従ってデジタルベースバンド信号Ｉ１，Ｑ１に対しＦＦＴ処理を施すことにより、時間軸信号から周波数軸信号に変換し、周波数軸信号を周波数同期検出器１１１９，フレーム同期検出器１１２０及びキャリアシンボル抽出手段を構成するキャリアシンボル抽出器１１２２にそれぞれ出力する。

キャリアシンボル抽出器１１２２は、ＦＦＴ処理器１１１８から出力される周波数軸信号から、予め周波数軸上に配置されている、ＳＰ信号を抜き出し、このＳＰ信号をＳＰ解析部１１２に出力する。

周波数同期検出器１１１９は、ＦＦＴ処理器１１１８から出力される周波数軸信号から、予め周波数軸上に配置されている、ＣＰ信号を抜き出し、このＣＰ信号に従ってデジタルベースバンド信号Ｉ１，Ｑ１を周波数同期検波するものであって、その同期検波出力は直交復調部１１１６の局部発振制御に供される。

フレーム同期検出器１１２０は、ＦＦＴ処理器１１１８から出力される周波数軸信号から、予め周波数軸上に配置され、ＯＦＤＭフレーム同期を特定するＴＭＣＣ信号を抜き出すもので、このＴＭＣＣ信号からＯＦＤＭフレーム同期信号を検出し、その検出結果はフレームタイミング生成器１１２１に供給される。

フレームタイミング生成器１１２１は、フレーム同期検出器１１２０から出力されるＯＦＤＭフレーム同期信号に基づいて、ＯＦＤＭフレームタイミング信号を生成して、そのＯＦＤＭフレームタイミング信号を受信タイミング測定部１１３に出力する。

次に、以上の構成における動作について説明する。
まず、放送用ＯＦＤＭ信号の送信時刻を測定するために、以前は３つの方式が考えられていた。
（第１の方式）
第１の方式は、送信所内の各機器の遅延時間が既知である場合に、この遅延時間を示す情報をＯＦＤＭ信号中に挿入して送信所に送信することで、送信所内でタイミングを制御できる方式である。

スタジオ１では、図３に示すように、同期信号生成部３から発生されるフレーム同期タイミングを多重化装置２に送出し、多重化装置２にて図４に示すＴＳパケット中の所定の位置にフレーム先頭フラグとして多重する。フレーム先頭フラグが多重された放送ＴＳ信号は無線もしくは光伝送路１１を介して送信所２２に送られる。送信所２２においては、フレーム同期検出回路２３によって上記フレーム先頭フラグを検出し、別途ＧＰＳ受信機２４などから生成される基準時刻情報と比較し、フレーム先頭が所定の送信時刻に送出されるように遅延回路２５を制御する。遅延回路２５でタイミングを制御された放送ＴＳ信号は、次段のＯＦＤＭ変調器２６によって、放送用ＯＦＤＭ信号に生成され、送信機２７に供給される。

ここで、ＯＦＤＭ変調器２６、送信機２７などの信号処理や伝送遅延時間を予め測定しておき、その時間を補正して送信時刻を制御することが必要である。しかしながら、このような方法で送信時刻を推定した場合、例えば異なる製造業者が製作したＯＦＤＭ変調器２６をＳＦＮの中で混在させた場合、前記信号処理遅延時間を厳密に管理することは極めた困難である。また、送信所内の信号線路の改修などを行った場合伝送遅延時間が変わる可能性もあり、実際の送信時刻が想定値からずれる、というような問題も生じる。

さらに、図５に示すように、ＯＦＤＭ変調器２６をスタジオ１に設置し、ＯＦＤＭ変調された信号を無線または光伝送路１１で送信所２２に送る場合、伝送路での遅延時間が無視できない量となり、回線を構成する機器などの改修・交換時にネットワーク内の送信タイミングを所定の誤差内に維持することが困難である。

（第２の方式）
一方、図６に示すように、地上波デジタル放送受信機の技術を利用して送信信号の時刻を推定する方法も考えられる。図６において、放送信号はチューナ３１において所定の中間周波数もしくはベースバンド周波数に変換される。中間周波数もしくはベースバンド周波数は、Ａ／Ｄ変換器３２でデジタル信号に変換された後、次段のＦＦＴ変換器３６においてＯＦＤＭ復調される。

ＴＭＣＣ復調部３７は、ＯＦＤＭ復調出力からＴＭＣＣキャリアを検出し、このＴＭＣＣキャリアに基づきＯＦＤＭフレーム同期ワードを検出する。
一方、Ａ／Ｄ変換器３２の出力は、１シンボル遅延回路３３、相関演算回路３４およびシンボル同期検出回路３５で構成されるシンボル同期検出部に供給される。

ＯＦＤＭ信号は、図７に示すようにＯＦＤＭ変調器においてシンボルの前側にシンボル後半部分をコピーした信号がガードインターバルとして付加されている。従って、図８に示すように、受信信号とそれを１シンボル遅延した信号との相関演算を行うとガードインターバル周期の期間に強い相関が現れることになり、これによりＯＦＤＭシンボルタイミングを検出することができる。

そこで、シンボル同期検出部３５は、上記相関演算出力を用いてＯＦＤＭシンボルタイミングを検出する。このＯＦＤＭフレームタイミングとＯＦＤＭシンボルタイミングをＧＰＳ受信機３８で生成される時刻信号と比較することにより放送信号の受信タイミングを測定することが可能となる。
しかしながら、上記第２の方式では、次のような理由から高い精度で送信時刻を測定するには困難である。
すなわち、図８（ｃ）に示すように、相関出力は急峻なピークを持たないため相関演算出力の検出設定レベルによりタイミング位置がずれやすい。従って、受信レベルにより、タイミングに誤差が生じる危険性がある。また、相関演算出力の波形は雑音が重畳された場合、その影響でタイミングに誤差が生じる。さらに、放送波中継局における受信信号は一般にマルチパスの影響を受けるため、相関演算出力が理想的な三角形とならないため、タイミングに誤差を生じる。

そのため、受信機の再生ＯＦＤＭシンボルタイミングをそのまま送信時刻測定に使用する場合、前記のような外部要因による誤差を生じやすいという問題点を有している。

（第３の方式）
一方、ＯＦＤＭ信号の特長を生かしてマルチパス波の遅延時間を測定する技術も実用化されている。
図９はマルチパス波が存在する場合のＯＦＤＭ信号の周波数特性を示している。一方、図１０はそのときの遅延プロファイルを示している。

周波数特性のディップの周波数間隔ｆｄ（Ｈｚ）は、マルチパス波の遅延時間ｔｄ（秒）の逆数となっている。このような周波数特性は、ＯＦＤＭ信号に挿入されたＳＰ信号を測定することにより得られる。さらに、遅延プロファイルは上記周波数特性を直交変換することにより得られる。この場合の主波とマルチパス波の遅延時間差測定はかなり高い精度で可能なことが知られている（理論的にはサンプリング周波数ｆｔの逆数の２倍の測定分解能が得られる。日本のデジタル放送の場合、ｆｔ＝８．１２６ＭＨｚなので、測定分解能は約２５０ｎｓとなる）。

この遅延プロファイル測定技術を用い、例えば図１１に示すように、異なる経路の間の遅延時間差を測定することは可能である。また、ＯＦＤＭ変調器４８およびＯＦＤＭ変調器４９の信号処理遅延時間が所定範囲内であれば、図１２に示すような測定系統で個別のＯＦＤＭ変調器の相対処理遅延時間差を測定することは可能である。

この第３の方式は、例えば工場において複数の伝送機器の遅延時間差を測定するときなどには有効であるが、異なる場所に設置される送信機の間の相対遅延時間を測定するためには、送信所から測定点までの伝播遅延を正確に知る必要がある。しかしながら地上波はマルチパスが多くまた、環境条件でその特性が変わるため、送信所から測定点までの伝播プロファイルを正確に知ることは困難である。また、基準となる電波が必要なため、基準局と被測定局の両方に電波が受信できる場所を選定する必要があり、測定のための事前調査など煩雑な作業が必要である。このような点から、各送信所での送信時刻を測定する装置としては不向きである。

（本第１の実施形態における動作）
以下、第１の実施形態について説明する。
図１３は、ＯＦＤＭ復調部１１１における受信ＯＦＤＭ信号とＦＦＴ復調を行うためのＦＦＴウインドウのタイミング関係を示したものである。
ここで、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの位相とＦＦＴウインドウの関係について説明する。

ＯＦＤＭ信号は一般に［１］式のように表される。
ｋ：伝送帯域下端のサブキャリア番号を０とする全帯域のサブキャリア番号
ｎ：シンボル番号
Ｋ：サブキャリア総数
Ｔｓ：シンボル期間長
Ｔｇ：ガード期間長
Ｔｕ：有効シンボル長
ｆｃ：ＲＦ中心周波数
Ｋｃ：ＲＦ信号の中心周波数に対応するサブキャリア番号
ｃ（ｎ，ｋ）：シンボル番号、サブキャリア番号ｋに対応するキャリアシンボルの変調成分（複素座標表現）
Ψ（ｎ，ｋ，ｔ）：シンボル番号、サブキャリア番号ｋに対応するキャリアシンボルの複素演算子（単位振幅で位相回転を複素表示）

［１］式において、Ψ（ｎ，ｋ，ｔ）＝０とおいているのは、時刻ｔがｎ番目のシンボルの範囲外（すなわちｔ＜ｎＴｓ，（ｎ＋１）Ｔｓ≦ｔ）にある場合は、（ｎ−１）もしくは（ｎ＋１）番目のシンボルとして扱うための手法である。

従って、各サブキャリアの位相角を求める場合は、ｎ番目のシンボルの範囲内（ｎＴｓ≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔｓ）で考えていけばよい。

従って、［１］式より、各キャリアシンボルの位相角Φ（ｎ，ｋ，ｔ）は次式で表される。

［２］式は、有効シンボルの先頭位置（ｔ＝Ｔｇ＋ｎＴｓ）では、全てのサブキャリアの位相が０に揃うことを示している。

図１４は、ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの状態を示したものである。ここではわかりやすくするため、変調成分ｃ（ｎ，ｋ）は、全てのｎ，ｋに対して１となる場合を示している。

図１４（ａ）において、タイミングが前記有効シンボルの先頭位置に対応している。

ここで、ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ復調するためのＦＦＴウインドウの先頭位置が上記図１３に示すように前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル先頭位置より−ｔｄ１だけずれているものとする（ここで、マイナスは時間が先行していることを示す）。この場合、前記ＦＦＴウインドウの先頭位置は図１４（ｂ）で示したタイミングとなる。

図１４からわかるように、ＦＦＴウインドウの先頭位置においては、各サブキャリアの位相は中心周波数からの差に比例して進む。従ってＦＦＴウインドウの先頭位置における各サブキャリアの位相は［２］式より、次のように与えられる。

［３］式からわかるように、各サブキャリアの位相は中心周波数からの差（ｋ−Ｋｃ）に比例していることがわかる。図１５（ａ）に周波数と位相の関係を示す。なお、図１５において縦軸は位相の遅れを示すものとし、プラスになるほど位相が遅れるものとする。

また、無線工学分野では周波数が変化した場合の位相の変化率（１／２π＊ｄΦ／ｄｆ）が伝送系の遅延時間を与えることが知られている。

［３］式より、隣接サブキャリア間の相対位相差ΔΦは次式で与えられる

上記［４］式で与えられるΔΦは図１５（ａ）の直線の傾きを表している。

ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間の周波数間隔Δｆは、有効シンボル長Ｔｕの逆数として与えられる。

従って、［４］式より遅延時間Δｔは次式のように求められる。

式［５］からわかるように、ＦＦＴウインドウにより切り出されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られる各サブキャリアの位相よりもとまる遅延時間ΔｔはＦＦＴウインドウの先頭位置とＯＦＤＭ信号の有効シンボル先頭位置の時間差−ｔｄ１である。

ここで、基準時刻信号を用いて前記ＦＦＴウインドウの先頭位置の時刻ｔｗを測定し、前記ｔｗに前記−ｔｄ１を減算することにより、ＯＦＤＭ信号の受信時刻ｔｒを求めることが出来る。

ｔｒ＝ｔｗ−（−ｔｄ１） ［６］
ＦＦＴウインドウは、前記図８に示したように、ガードインターバル部分の相関演算から求めることが一般的であり、前述のように雑音、受信レベル、マルチパスなどの影響で変動しやすい。

ここで式［６］の中のｔｗが変動した場合について説明する。

上記図１３において、ＦＦＴウインドウ位置がΔｔｗだけずれた場合（先行した場合）、受信ＯＦＤＭ信号の有効シンボル先頭位置との相対時間差−ｔｄ１が（−ｔｄ１−Δｔｗ）に変化する。

従って、［４］式によって求めるΔｔは次式のように変化する。

Δｔ＝−ｔｄ１−Δｔｗ ［７］
これらの結果を［６］式に代入することにより、ＦＦＴウインドウがずれた場合の受信時刻の演算結果は次式のように求められる。

［８］式からわかるように、提案する時刻測定装置１４１によれば、ＦＦＴウインドウの再生タイミングが受信状態により変動しても、その変動分を受信信号の有効シンボル先頭位置とＦＦＴウインドウの先頭位置の相対時間差情報により相殺するため、受信状態に係わらず受信ＯＦＤＭ信号の有効シンボル先頭位置の時刻を正確に測定することが可能である。

なお、上記受信ＯＦＤＭ信号の有効シンボル先頭位置とＦＦＴウインドウの先頭位置の相対時間差ｔｄ１を測定する装置としては、図１６に示すように構成することもできる。すなわち、ＦＦＴ処理器１２１で処理されたＩ，Ｑ信号は、座標変換器１２２に供給される。この座標変換器１２２は直交座標で表されるＩＱ信号を極座標で表される振幅・角度信号（ｒ，φ）に変換するもので、この座標変換器１２２の出力は１キャリア遅延器１２３及び位相差分演算器１２４にそれぞれ供給される。

１キャリア遅延器１２３は、例えばＲＡＭメモリあるいはＦＩＦＯメモリを用いて、振幅・角度信号を１キャリア分遅延するもので、その遅延出力は位相差分演算器１２４に供給される。この位相差分演算器１２４は、１キャリア遅延器１２３の入力信号と出力信号とを入力し、既知の変調成分を有するキャリアシンボルの位相差を求める。この位相差データは、遅延時間演算器１２５で周波数差で除算される。これにより、ＦＦＴウインドウ信号に対する受信信号の相対遅延時間情報を簡単に求めることができる。

ここで、ＯＦＤＭ信号に埋め込まれた分散パイロット信号は変調成分が既知であり、かつ周波数方向、時間方向に一定の間隔で配置されているため前記分散パイロット信号を用いて前記相対時間差ｔｄ１を求めることがもっとも容易である。参考のため、ＯＦＤＭ信号に多重されているパイロット信号の様相を図１７に示す。

各サブキャリアの相対位相差を求める場合、上記のように変調成分が既知のシンボルを使用すればよい。従って分散パイロット信号以外に連続パイロット信号やＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号を用いることも可能である。但し、連続パイロット信号やＡＣ信号は分散パイロット信号に比べ、配置されている周波数間隔が広いため、ｔｄ１が大きい場合はアンビギュイティを生じるので演算時に注意が必要である。

なお、ＡＣ信号は２値の位相変調（ＢＰＳＫ）がかかっているので、あらかじめ変調成分を除去しておく必要がある。

送信機出力端における測定のように、ＯＦＤＭ信号が比較的ひずみが少ない場合には前述のように簡易な差分法で相対時間差を求めることが出来るが、例えば中継放送局において測定するような場合はマルチパスの影響が無視できなくなる。

被測定信号にマルチパスがある場合の各サブキャリアの振幅は上記図９のような周波数特性を示す。また各サブキャリアの位相は上記図１４（ｂ）に示すように、周波数―位相特性が直線状にならない。このような場合、相対時間差を求めるには次のいずれかの方法による。

（１）複数のサブキャリア間で相対位相差を測定し、その平均値を求め周波数に対する変化率を演算して相対時間差を求める方法。
（２）分散パイロット信号をサンプル点として求めた周波数特性を逆フーリエ変換し遅延プロファイルを求める方法。

非測定信号にマルチパスがある場合の遅延プロファイル演算結果は、上記図１０のようになる。ここで演算された遅延プロファイルの時間軸基準（ｔ＝０）はＦＦＴウインドウの先頭のタイミングとなるため、主波（図１０では（ａ）と表示）の遅延時間ｔｄ１がＦＦＴウインドウ先頭と受信信号の主波成分の有効シンボル先頭の相対時間差を示すことになる。このように遅延プロファイル演算を用いると非測定信号にマルチパス成分がある場合、主波とマルチパス波の有効シンボル先頭の相対時間差が分離して表示されるため、容易にＦＦＴウインドウ先頭位置に対する主波のシンボル先頭位置の相対時間差を求めることができる。

以上は、ＦＦＴ処理部入力端におけるＯＦＤＭ信号の有効シンボル先頭位置の受信時刻を測定する方法について説明した。ここではＯＦＤＭシンボル信号の時間基準点を有効シンボル先頭位置とした場合のＦＦＴウインドウ先頭位置に対する遅延時間差の測定方法を説明したが、ＯＦＤＭシンボル信号の時間基準をガードインターバルを含む全シンボルの先頭位置と規定した場合は、前記測定結果に有効シンボル先頭位置から全シンボル先頭位置の時間差Ｔｇを差し引くことでＯＦＤＭシンボル信号の遅延時間差を求めることが出来る。全シンボル先頭位置を時間基準とする場合、ｔｒを求める式は、次のように変更される。

ｔｒ＝ｔｗ−（−ｔｄ１）−Ｔｇ
一方、本提案の時刻測定装置１４１を送信時刻ｔｍの測定に使用する場合には、次式に示すように受信入力端子−ＦＦＴ処理器１１１８間の信号処理遅延時間ｔｆを補正する必要がある。

ｔｍ＝ｔｒ−ｔｆ ［９］
受信入力端子−ＦＦＴ処理器１１１８の間の信号処理遅延の主な要因は、前置増幅器１１１１、周波数変換器１１１２、フィルタ１１１３、ＩＦ増幅器１１１４等の遅延である。一般に動作レベルが大きく変化しない場合は信号処理遅延時間は殆ど変化しないので、受信入力端子−ＦＦＴ処理器１１１８間の遅延時間ｔｆをあらかじめ測定して送信指定時刻演算部１１４内のデータテーブル１１４１に格納しておき、測定された受信時刻ｔｒに［９］式の補正を施せば、時刻測定装置１４１として使用することができる。

前記信号処理遅延時間の測定には、ネットワークアナライザのようにアナログ信号の遅延時間測定に使用される一般計測器の使用が可能である。

また、広い受信レベル範囲での測定に使用する場合で増幅器や利得制御回路の動作点変更による信号処理遅延時間変動が懸念される場合には、前記測定において受信レベルを変えて遅延時間を測定して記憶部１１８内のテーブル１１８１に登録しておき、測定のたびに受信レベルを測定してテーブル１１８１から対応する遅延時間情報を読み出すことでより高い精度での時間測定が可能となる。

以上は、ＯＦＤＭ信号のシンボル先頭の送信乃至は受信時刻測定方法について説明したが、例えば離れた送信所で独立に送信時刻を測定し、測定結果を比較して相対遅延時間差を求めるような場合、両者の遅延時間が１シンボル以上に及ぶ場合も想定される。

そのような場合には、ＯＦＤＭ信号に重畳されているＴＭＣＣサブキャリアをＦＦＴ処理し、フレーム先頭に配置されたフレーム同期信号を検出してフレーム先頭シンボルを特定し、その受信乃至は送信時刻を測定することができる。

なお、日本および欧州の地上デジタル放送方式では、前記フレーム同期信号にｏｄｄ、ｅｖｅｎを示す符号が付与されているので、この識別符号を利用することで最大２フレームの期間の受信乃至は送信時刻の測定がアンビギュイティなしで可能となる。

（第２の実施形態）
図１８は、この発明の第２の実施形態に係わる時刻測定装置１４１の適用例を示すブロック図である。なお、図１８において、上記図１と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。

すなわち、この第２の実施形態では、ＯＦＤＭ変調装置１０２の前段に、放送ＴＳ信号を遅延する遅延装置１１６を設けるようにしている。そして、送信時刻測定部１１４は、測定した放送用ＯＦＤＭ信号の送信時刻情報を遅延装置１１６に送出する。遅延装置１１６は、遅延制御部１１６１を設けている。遅延制御部１１６１は、送信指定時刻測定部１１４から与えられる送信時刻情報に基づいて、遅延装置１１６の遅延時間を制御する。すると、遅延装置１１６は、入力されたＴＳ信号を制御された遅延時間遅延して出力する。

従って、上記第２の実施形態によれば、送信指定時刻測定部１１４により測定された放送用ＯＦＤＭ信号の送信時刻情報を遅延装置１１６に送出して、指定された送信時刻に合致させるように遅延時間を制御しているので、上記ＡＲＩＢＳＴＤ−Ｂ３１に規定されたフレーム同期信号を検出する必要がなくなり、簡易なシステムでＳＦＮを構築することができる。

（第３の実施形態）
図１９は、この発明の第３の実施形態に係わる時刻測定装置１４１の適用例を示すブロック図である。なお、図１９において、上記図１８と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。

すなわち、この第３の実施形態では、スタジオ−送信所間でＩＦ伝送を行う場合に、送信所のアップコンバータ１０３の前段に、ＩＦ信号を遅延する遅延装置１１６を設けるようにしている。この遅延装置１１６には、中間周波数帯で動作するものが用いられる。そして、送信指定時刻演算部１１４は、測定した放送用ＯＦＤＭ信号の送信時刻情報を遅延装置１１６に送出する。遅延装置１１６は、遅延制御部１１６１を設けている。遅延制御部１１６１は、送信指定時刻測定部１１４から与えられる送信時刻情報に基づいて、遅延装置１１６の遅延時間を制御する。すると、遅延装置１１６は、入力されたＴＳ信号を制御された遅延時間遅延して出力する。

従って、上記第３の実施形態によれば、上記第２の実施形態と同様の効果が得られる。また、ＩＦ伝送方式に対応するものであるが、親局からの放送波を受信し再送信する放送波中継放送方式の送信所の送信時刻制御にもそのまま適用することが可能である。さらに、スタジオ−送信所間の伝送方式に係わらず同じ測定方法で送信出力端の送信時刻を測定できるため、ＳＦＮを形成する各送信所の形態に係わらず同一データ形式でのネットワークの測定管理が可能となり、ネットワークを構築する際に状況に応じた適切な形態の送信局が選定可能となる。また、データの測定管理が送信所の形態に係わらず同一形式となるため管理が極めて容易となる。

（第４の実施形態）
この発明の第４の実施形態は、上記第１乃至第３の実施形態による時刻測定装置１４１を利用して伝送システムの遅延時間差を測定するものである。
図２０は、この発明の第４の実施形態に係わる送信時刻測定装置の適用例を示すブロック図である。なお、図２０において、上記図１と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。
すなわち、この第４の実施形態は、ＩＦ伝送方式の送信所の入力から出力までの遅延時間の測定を行う実施形態である。本発明の時刻測定装置１４１の入力端に設置された切替器１３３は、送信所の入力と出力を切替えるものである。
まず、切替器１３３で分配器１１７の出力信号を選択し、時刻測定装置１４１によりその分配器１１７の出力信号の送信時刻を測定し、測定結果をｔ１とする。次に、切替器１３３で方向性結合器１０５の出力信号を選択し、時刻測定装置１４１により方向性結合器１０５の出力信号の送信時刻を測定し、測定結果をｔ２とする。

すると、時刻測定装置１４１は、測定結果ｔ１から測定結果ｔ２を差し引くことで、送信所内の処理にかかる遅延時間ｔｄを求めることができる。つまり、時刻測定装置１４１は、遅延時間差の測定装置としても利用することができる。

（第５の実施形態）
図２１は、この発明の第５の実施形態に係わる時刻測定装置１４１の適用例を示すブロック図である。なお、図２１において、上記図１と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。
すなわち、この第５の実施形態では、同期装置１０１によりＴＳ信号に挿入されたフレーム先頭フラグを検出する。検出されたフレーム先頭フラグは、入力ＴＳ信号のＯＦＤＭフレームタイミング信号として時刻測定装置１４１内の受信タイミング測定部１１５に送られる。受信タイミング測定部１１３では、ＯＦＤＭフレームタイミングの時刻ｔ２を、測定した方向性結合器１０５の出力の送信時刻ｔ１から差し引くことにより、送信所における遅延時間ｔｄを求めることができる。この場合、被測定伝送システムに含まれるＯＦＤＭ変調器１０２などの機器を含めた遅延時間の測定となる。
なお、上記第４及び第５の実施形態は、同一の送信所における遅延時間測定を行う例であるが、ＳＦＮ実現のためにはＳＴＬなどの伝送システムを含めたトータルの遅延量を把握する必要がある。

（第６の実施形態）
この発明の第６の実施形態は、ＳＦＮを形成する伝送装置および送信所のトータルの遅延を測定するものである。

図２２は、この発明の第６の実施形態に係わるＳＦＮの概略構成図である。

図２２中の送信時刻測定装置１６３、１７４−１、１７４−２の詳細構成は図１に示した時刻測定装置と同一である。スタジオ１５１において、放送ＴＳ信号は多重化装置１６１で生成されＯＦＤＭ変調器１６２に送出される。ＯＦＤＭ変調器１６２は、ＴＳ信号を受けてＯＦＤＭ放送信号を生成する。

スタジオ１５１に設置された送信時刻測定装置１６３は、ＯＦＤＭ変調器１６２の出力のＯＦＤＭフレームタイミングを検出し、その検出時の時刻を送信時刻ｔ０として測定する。測定された送信時刻情報は、遅延時間測定装置１６４に供給される。

一方、ＯＦＤＭ変調器１６２の出力は、ＳＴＬ送信装置１６５−１，１６５−２を介してそれぞれ送信所１５２−１，１５２−２に送られる。送信所（＃１）１５２−１に設置された送信時刻測定装置１７４−１は、送信装置１７２−１の出力の送信時刻ｔ１を測定し、その測定データをスタジオ１５１内の遅延時間測定装置１６４に送出する。また、送信所（＃２）１５２−２に設置された送信時刻測定装置１７４−２は、送信装置１７２−２の出力の送信時刻ｔ２を測定し、その測定データをスタジオ１５１内の遅延時間測定装置１６４に送出する。

遅延時間測定装置１６４は、単なる演算回路で各送信時刻データより、トータルの遅延量ｔｄ１およびｔｄ２を次式を用いて演算する。なお、ｔｄ１はスタジオ１５１のＯＦＤＭ変調器１６２の出力から送信所１５２−１の送信装置１７２−１の出力までの総遅延量である。一方、ｔｄ２は同様にＯＦＤＭ変調器１６２の出力から送信所１５２−２の送信装置１７２−２の出力までの総遅延量である。

ｔｄ１＝ｔ１−ｔ０
ｔｄ２＝ｔ２−ｔ０
上記第６の実施形態は、無線ＳＴＬがＩＦ伝送方式の場合を事例として示したが、ＯＦＤＭ変調器を送信所に設置し、ＳＴＬ回線でＴＳ信号を伝送するＴＳ伝送方式の場合には送信時刻測定装置１６３の代わりに同期装置１０１を用い、ＴＳ信号中のフレーム先頭フラグを検出しその時刻データを送信時刻ｔ０として遅延時間測定装置１６４に供給することにより、ＩＦ伝送方式の場合と同様にＳＴＬ装置および回線を含む総遅延量を測定することができる。なお、上記フレーム先頭フラグを多重化装置が出力する場合には、直接そのタイミングをｔ０として使用することにより、上記同期装置１０１を省略することができる。

（第７の実施形態）
第７の実施形態は、例えば第６の実施形態において、ＳＴＬ回線（＃１）とＳＴＬ回線（＃２）の相対遅延時間差がシンボル間隔を超えるような場合は、前記第１の実施形態で示した時刻測定装置では測定するキャリアシンボルを特定できなくなるため、基準時刻に対する遅延時間測定の誤差を生じる。このような場合は、フレーム先頭のキャリアシンボルを識別して基準時刻に対する遅延時間を測定することにより、前記誤差を防止できる。

なお、ここでは第６の実施形態を例に取り説明したが、他の実施形態についても同様な効果を得ることが出来る。

図２３は、この発明の第７の実施形態に係わる時刻測定装置を示すブロック図である。

図２３において、到来したＯＦＤＭ信号は、受信回路２１１により受信され、デジタル信号に変換された後、同期再生器２１２及びＦＦＴ処理器２１３にそれぞれ供給される。

同期再生器２１２は、ＲＡＭメモリまたはＦＩＦＯメモリを用いてデジタル信号を１シンボル遅延し、遅延前後の複素相関演算を行って、ＯＦＤＭシンボルタイミングを検出し、この検出結果に基づいてＦＦＴ処理器２１３に対するＦＦＴ処理に必要なＦＦＴウインドウ信号を生成して、このＦＦＴウインドウ信号をＦＦＴ処理器２１３及び時間差測定器２１４に供給する。

ＦＦＴ処理器２１３は、デジタル信号とＦＦＴウインドウ信号とを入力し、ＦＦＴウインドウ信号に従ってデジタル信号に対しＦＦＴ処理を施すことにより、時間軸信号から周波数軸信号に変換し、周波数軸信号をＴＭＣＣ抽出器２１５及びキャリアシンボル抽出手段を構成するＳＰ抽出器２１６にそれぞれ出力する。

ＴＭＣＣ抽出器２１５は、ＦＦＴ処理器２１３から出力される周波数軸信号から、予め周波数軸上に配置され、ＯＦＤＭフレーム同期を特定するＴＭＣＣ信号を抜き出すもので、このＴＭＣＣ信号からＯＦＤＭフレーム同期信号を検出し、その検出結果は同期再生器２１２に供給される。

ＳＰ抽出器２１６は、ＦＦＴ処理器２１３から出力される周波数軸信号から、予め周波数軸上に配置されている、ＳＰ信号を抜き出し、このＳＰ信号を遅延プロファイル演算器２１７に出力する。

遅延プロファイル演算器２１７は、ＳＰ抽出器２１６により抽出されたＳＰ信号から受信回路２１１の出力と同期再生器２１２の出力との時間差に対応する遅延プロファイルを求める。

時間差測定器２１４は、ＧＰＳ受信機２１８により取得された基準時刻信号と同期再生器２１２の出力との時間差を測定し、この測定結果を遅延時間補正器２１９に出力する。

遅延時間補正器２１９は、上記遅延プロファイルに基づいて、時間差測定器２１４から出力される時間差情報を補正して、上記ＯＦＤＭ信号の到来時刻を求める。

このように上記第７の実施形態にあっても、上記第１の実施形態と同様な作用効果が得られる。

（その他の実施形態）
この発明は、上記各実施形態に限定されるものではない。上記第１の実施形態では、予め測定された受信入力端からフーリエ変換器入力端までの遅延時間情報とＯＦＤＭ信号の信号レベルとの対応関係を表すテーブルを用いてＯＦＤＭ信号のシンボル送信時刻を求める例について説明した。しかしこれに限ることなく、例えばネットワークアナライザなどの汎用測定器で測定した情報を取得するようにしてもよい。

上記第２の実施形態では、ＯＦＤＭ変調装置の前段に遅延装置を設ける例について説明したが、これに限ることなくＯＦＤＭ変調装置の後段に遅延装置を設けるようにしてもよい。

また、上記第３の実施形態では、アップコンバータの前段に遅延装置を設ける例について説明したが、これに限ることなくアップコンバータまたは送信装置の後段に遅延装置を設けるようにしてもよい。
また、上記各実施形態では、ＧＰＳ衛星からの信号を受信して基準時刻情報を生成する例について説明したが、これに限ることなく、ＧＰＳ以外のシステムを利用してもよい。
また、上記第４及び第５の実施形態では、送信所の入力信号と出力信号とを用いて、伝送遅延時間を測定する例について説明したが、入力信号及び出力信号のいずれか一方について送信時刻が既知であれば、この既知の送信時刻と測定により得られる送信時刻との差を求めることにより、送信所内の系統障害発生時等の影響を受けることなく簡単に伝送遅延時間を測定できる。さらに、第６の実施形態においても、事前に遅延時間を測定しておき、この既知となる遅延時間と、実際に測定した送信所間の遅延時間との差を求めることで、差が許容範囲内に入っている場合にシステムが正常に動作していることを確認でき、これにより測定上の信頼性を高めることができる。
さらに、地上波デジタル放送に限らず、衛星から到来する放送波を使用したシステムにも実施できる。
その他、システム構成、スタジオ及び送信所の構成、中継局の構成、時刻測定装置の構成、送信時刻の測定方法及び伝送遅延時間の測定方法等についても、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

Claims (20)

1. 互いに直交関係にある複数のサブキャリアそれぞれに既知の振幅・位相特性を有する基準キャリアシンボル信号が一定の周波数間隔及び一定のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）シンボル間隔で繰り返し乗せられ、かつＯＦＤＭ方式によりモード及びガードインターバル長が既知であるデジタル放送信号を受信し、この受信信号についての到来時刻を測定する時刻測定装置であって、
   前記受信信号を１シンボル分遅延して遅延前後の前記ガードインターバルの相関をとり、この相関結果に基づいて、ＯＦＤＭシンボルタイミング信号を生成し、前記生成されたＯＦＤＭシンボルタイミング信号を基準として前記受信信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）処理するために必要なＦＦＴウインドウ信号を生成するウインドウ生成手段（１１１７）と、
   前記ＦＦＴウインドウ信号に基づいて、前記受信信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ手段（１１１８）と、
   前記ＦＦＴウインドウ信号生成時の基準時刻情報を取得する時刻情報取得手段（１１３）と、
   前記ＦＦＴ手段の出力から前記基準キャリアシンボル信号を抽出するキャリアシンボル抽出手段（１１２２）と、
   このキャリアシンボル抽出手段で抽出された基準キャリアシンボル信号が属するＯＦＤＭシンボル信号と前記ＦＦＴウインドウ信号との時間差を測定する測定手段（１１２，１１３）と、
   前記時刻情報取得手段（１１３）で得られた基準時刻情報及び前記測定手段（１１２，１１３）により測定された時間差に基づいて、前記到来時刻を求める演算手段（１１４）とを具備したことを特徴とする時刻測定装置。
2. 前記デジタル放送信号がフレーム構造をとり、当該デジタル放送信号にフレーム同期を特定するＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号が付加されているとき、
   前記ＦＦＴ手段の出力から前記ＴＭＣＣ信号を抽出し、当該ＴＭＣＣ信号からフレーム同期信号を検出する検出手段（１１２０）をさらに備え、
   前記演算手段（１１４）は、前記基準時刻情報、前記時間差及び前記フレーム同期信号に基づいて前記到来時刻を求めることを特徴とする請求項１記載の時刻測定装置。
3. 前記演算手段（１１４）は、
   前記受信信号を入力するための入力端子から前記ＦＦＴ手段までの処理に要する信号処理遅延時間情報を格納する格納手段（１１４１）をさらに備え、
   前記到来時刻から前記信号処理遅延時間情報を差し引くことで、前記デジタル放送信号の送信時刻を求めることを特徴とする請求項１記載の時刻測定装置。
4. 前記演算手段（１１４）は、
   入力端子から前記ＦＦＴ手段（１１１８）までの信号処理遅延時間情報と入力信号レベルとの関係を表すテーブルを格納する格納手段（１１８１）と、
   別途提供される入力信号レベルに基づいて、該当する信号処理遅延時間情報を読み出し出力する出力手段（１１８）とを備えることを特徴とする請求項３記載の時刻測定装置。
5. 前記キャリアシンボル抽出手段（１１２２）は、前記基準キャリアシンボル信号として分散パイロット信号を抽出し、
   前記測定手段（１１２，１１３）は、前記分散パイロット信号が含まれるサブキャリアの位相を測定し、前記サブキャリア位相の周波数軸方向の変化を微分演算することにより得られる前記サブキャリアが属するＯＦＤＭシンボルと前記ＦＦＴウインドウ信号との間の相対遅延時間情報を用いることを特徴とする請求項１記載の時刻測定装置。
6. 前記測定手段（１１２，１１３）は、前記分散パイロット信号を標本点としてＩＦＦＴ処理を行うことにより、前記ＦＦＴウインドウ信号に対する受信信号の相対遅延時間情報を求めることを特徴とする請求項５記載の時刻測定装置。
7. 前記測定手段（１１２，１１３）は、前記複数のサブキャリアの相対遅延時間の平均値を求め、この平均値を前記受信信号全体の相対遅延時間情報とすることを特徴とする請求項５記載の時刻測定装置。
8. 前記キャリアシンボル抽出手段（１１２２）は、前記基準キャリアシンボル信号として連続パイロット信号を抽出することを特徴とする請求項１記載の時刻測定装置。
9. 前記キャリアシンボル抽出手段（１１２２）は、前記基準キャリアシンボル信号としてＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号の変調成分を除去した信号を抽出することを特徴とする請求項１記載の時刻測定装置。
10. 送信側となる演奏所で伝送信号を伝送路へ送出し、受信側となる送信局で前記伝送路からの伝送信号を受信しＯＦＤＭ変調装置（１０２）にて変調出力する伝送システムで送信局として用いられる送信装置であって、
    前記請求項１記載の時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）と、
    前記ＯＦＤＭ変調装置（１０２）の前段に設けられ、前記ＯＦＤＭ変調装置（１０２）の入力信号を任意の遅延量で遅延する遅延装置（１１６）と、
    前記時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）による測定結果に基づいて、前記遅延装置（１１６）の遅延量を制御する遅延制御手段（１１６１）とを具備したことを特徴とする送信装置。
11. 送信側となる演奏所で伝送信号を伝送路へ送出し、受信側となる送信局で前記伝送路からの伝送信号を受信しＯＦＤＭ変調装置（１０２）にて変調出力する伝送システムで送信局として用いられる送信装置であって、
    前記請求項１記載の時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）と、
    前記ＯＦＤＭ変調装置（１０２）の後段に設けられ、前記ＯＦＤＭ変調装置（１０２）の出力信号を任意の遅延量で遅延する遅延装置（１１６）と、
    前記時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）による測定結果に基づいて、前記遅延装置（１１６）の遅延量を制御する遅延制御手段（１１６１）とを具備したことを特徴とする送信装置。
12. 送信側でＯＦＤＭ変調装置にて伝送信号を変調して伝送路へ送出し、受信側となる中継局で前記伝送路からのＯＦＤＭ変調信号を受信し再送信する伝送システムで中継局として用いられる中継装置であって、
    前記請求項１記載の時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）と、
    前記ＯＦＤＭ変調信号を任意の遅延量で遅延する遅延装置（１１６）と、
    前記時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）による測定結果に基づいて、前記遅延装置（１１６）の遅延量を制御する遅延制御手段（１１６１）とを具備したことを特徴とする中継装置。
13. 送信側で伝送信号を伝送路へ送出し、受信側となる中継局で前記伝送路からの伝送信号を受信しＯＦＤＭ変調装置（１０２）にて変調し再送信する伝送システムに用いられる中継装置であって、
    前記請求項１記載の時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）と、
    前記ＯＦＤＭ変調装置（１１１，１１２，１１３，１１４）の後段に設けられ、前記ＯＦＤＭ変調装置（１０２）の出力信号を任意の遅延量で遅延する遅延装置（１１６）と、
    前記時刻測定装置による測定結果に基づいて、前記遅延装置（１１６）の遅延量を制御する遅延制御手段（１１６１）とを具備したことを特徴とする中継装置。
14. 請求項１記載の時刻測定装置を用いて前記デジタル放送信号を処理する信号処理系統の遅延時間を測定する遅延時間測定装置であって、
    前記デジタル放送信号を直接時刻測定装置（１４１）に入力し、該入力信号の送信時刻を測定する第１の時刻測定手段と、
    前記デジタル放送信号を前記信号処理系統（１０３，１０４，１０５）を介して前記時刻測定装置（１４１）に入力し、該入力信号の送信時刻を測定する第２の時刻測定手段と、
    前記第１及び第２の測定手段による測定結果に基づいて遅延時間を求める演算手段（１１４）とを具備したことを特徴とする遅延時間測定装置。
15. 前記第１の時刻測定手段は、所定の切替タイミングで前記信号処理系統の入力信号と出力信号とを選択的に導出する切替器（１３３）を用いて、前記デジタル放送信号を切替器（１３３）を介して前記時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）に入力し、
    前記第２の時刻測定手段は、前記信号処理系統の出力信号を前記切替器（１３３）を介して前記時刻測定装置（１１１，１１２，１１３，１１４）に入力するようにしたことを特徴とする請求項１４記載の遅延時間測定装置。
16. 前記第１の時刻測定手段は、前記デジタル放送信号を前記時刻測定装置（１４１）の信号処理手段（１１３）に直接入力し、
    前記第２の時刻測定手段は、前記信号処理系統（１０２、１０３、１０４、１０５）の出力信号を前記時刻測定装置（１４１）の信号処理手段に直接入力するようにしたことを特徴とする請求項１４記載の遅延時間測定装置。
17. 前記演算手段は、前記第１及び第２の時刻測定手段のいずれか一方で得られる測定結果と、別途提供される測定結果とに基づいて遅延時間を求めることを特徴とする請求項１４記載の遅延時間測定装置。
18. 複数の地点から同一のデジタル放送信号を送信または中継再送する伝送システムの各送信局または中継局に設置される前記請求項１記載の時刻測定装置を用いて前記伝送システムの伝送遅延時間を測定する遅延時間測定装置であって、
    各送信局または中継局で測定された前記デジタル放送信号の送信時刻情報を収集する収集手段（１７４−１，１７４−２）と、
    この収集手段（１７４−１，１７４−２）による収集結果に基づいて伝送遅延時間を求める演算手段（１６４）とを具備したことを特徴とする遅延時間測定装置。
19. 前記演算手段（１６４）で得られる伝送遅延時間と、別途提供される伝送遅延時間との差分を求める差分演算手段をさらに備えることを特徴とする請求項１８記載の遅延時間測定装置。
20. 互いに直交関係にある複数のサブキャリアそれぞれに既知の振幅・位相特性を有する基準キャリアシンボル信号が一定の周波数間隔及び一定のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）シンボル間隔で繰り返し乗せられ、かつＯＦＤＭ方式によりモード及びガードインターバル長が既知であり、しかもフレーム同期を特定するＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｏｄｅ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号が付加されたデジタル放送信号を受信し、この受信信号についての到来時刻を測定する時刻測定装置であって、
    前記受信信号を１シンボル分遅延して遅延前後の前記ガードインターバルの相関をとり、この相関結果に基づいて、ＯＦＤＭシンボルタイミング信号を生成し、前記生成されたＯＦＤＭシンボルタイミング信号を基準として前記受信信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）処理するために必要なＦＦＴウインドウ信号を生成するウインドウ生成手段（２１２）と、
    前記ＦＦＴウインドウ信号に基づいて、前記受信信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ手段（２１３）と、
    前記ＦＦＴウインドウ信号生成時の基準時刻情報を取得する時刻情報取得手段（２１８）と、
    前記ＦＦＴ手段（２１３）の出力から前記ＴＭＣＣ信号を抽出し、当該ＴＭＣＣ信号からフレーム同期信号を検出する検出手段（２１５）と、
    前記基準時刻情報と前記フレーム同期信号に同期した前記ＦＦＴウインドウ信号との時間差を測定する測定手段（２１４）と、
    前記ＦＦＴ手段（２１３）の出力から前記基準キャリアシンボル信号を抽出するキャリアシンボル抽出手段（２１６）と、
    このキャリアシンボル抽出手段（２１６）により抽出された基準キャリアシンボル信号から遅延プロファイルを求める遅延プロイファイル演算手段（２１７）と、
    前記遅延プロファイルに基づいて、前記測定手段（２１４）により測定された時間差を補正することで前記到来時刻を求める補正手段（２１９）とを具備したことを特徴とする時刻測定装置。

Images