JP4343060B2 - 受信信号強度測定回路、受信信号強度検出回路および無線受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線受信装置に用いられ、特性の温度安定性に優れた受信信号強度測定回路（一般に、ＲＳＳＩ回路と呼称）、受信信号強度検出回路およびそれを用いた無線受信機に関するものである。

一般に、無線受信機では、アンテナから得た高周波の無線信号を、まず、中間周波数の信号（ＩＦ（Intermediate Frequency）信号）に変換し、そのＩＦ信号を増幅してディテクタ(detector)に入力し、所望の信号処理つまり上記無線信号に含まれる情報を取り出す処理を行う。この処理において、無線信号やＩＦ信号の増幅率は、上記処理が好適に実行できる範囲内となるように設定するために、無線受信機が受信した電波の信号強度は、一般に、受信信号強度指標値（ＲＳＳＩ、Received Signal Strength Indicator）と呼ばれ、ＲＳＳＩ(Received Signal Strength Indicator)回路系で測定される。上記ＲＳＳＩは、ＩＱ変復調器等を有する携帯電話においては、ＩＦフィルタで帯域制限が掛けられた受信信号を、例えばダイオードによる包絡線検波して、直流電圧である、上記ＲＳＳＩが生成されている。上記ＲＳＳＩは、ベースバンド処理回路に入力されて各制御信号を生成するために使用される。

従来のＩＦアンプ回路を用いたＲＳＳＩ回路系は、図１４に示したように、ＩＦアンプ電流源回路１２１０と、ＩＦアンプ回路１２２０と、ＲＳＳＩアンプ回路１２３０と、変換回路１２４０とから、その主要部が構成されており（特許文献１参照）、それらは例えば１つのＬＳＩ（集積回路）内に組み込まれていることが多い。

ＩＦアンプ電流源回路１２１０は、ＩＦアンプ回路１２２０に電流を供給するためのものである。ＩＦアンプ回路１２２０は、各アンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４を互いに縦列接続してなるもので、例えば外部の信号源１２７０からの入力信号を増幅し、各段ごとにそれぞれ出力するものである。ＲＳＳＩアンプ回路１２３０は、ＩＦアンプ回路１２２０内の各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４から出力される電圧をそれぞれ電流変換し、各段を加算してＲＳＳＩ信号電流を出力するものである。

変換回路１２４０は、ＲＳＳＩアンプ回路１２３０からの出力電流を、基準抵抗１２５０によって設定された変換特性に基づいて変換して、温度依存性の影響を実用上無視できる程度にまで補正するためのものである。この変換回路１２４０によって変換された出力電流は、出力端子１２６０から、例えば外部の信号強度表示装置へ出力される。

ＩＦアンプ回路１２２０内の各アンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４のそれぞれは、さらに詳細には、図１５に示したように、各負荷抵抗１３２１、１３２２と、差動アンプを構成する各トランジスタ１３２３、１３２４と、各入力端子１３２５、１３２６と、出力端子１３２７と、ＩＦアンプ電流源回路１２１０から供給される電流に基づいて実質的に増幅電流源となる電流を出力する電流源１３２８とを備えている差動増幅回路である。
特開２００３−４６３４１（公開日：２００３年２月１４日）

ところで、ＩＦアンプ電流源回路１２１０から供給される電流は、電圧Ｖtと内部抵抗Ｒとに依存して変化するので、出力端子１３２７からの出力も同様に電圧Ｖtおよび内部抵抗Ｒに依存して変化する。

従って、入力レベルが小さくてＩＦアンプ回路１２２０の各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４が飽和しない場合にはそれらのアンプからの出力において温度依存性は無い。

しかし、入力レベルが大きくなってＩＦアンプ回路１２２０の各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４が後方段から前方段に順次に飽和してくると、それらアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４からの出力は、各負荷抵抗１３２１、１３２２と電流源１３２８とからの電流との積となり、Ｖt（Ｖt＝ｋＴ／ｑ；ここでｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電荷量）に比例した高い（強い）温度依存性を有すようになる。

このため、ＲＳＳＩアンプ回路１２３０の出力もＶtの変化に依存して変化するので、上記変化は、上記ＲＳＳＩ回路系からの出力（受信信号強度の計測結果）における誤差の要因となる。

そこで、従来のＲＳＳＩ回路系では、上記のようなＶtに依存して変化するＲＳＳＩアンプ回路１２３０の出力を、変換回路１２４０が基準抵抗１２５０により設定された変換特性に基づき変換して、温度依存性の影響を実用上無視できる程度にまで補正するようにしている。

このように、従来のＲＳＳＩ回路系では、ＩＦアンプ回路１２２０への入力レベルが小さくてその内部の各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４が飽和していない場合のゲインの温度依存性と、各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４が飽和に達した状態、あるいは飽和に近づいた状態にある場合の出力振幅の温度依存性が大幅に異なるため、温度に依存して出力特性が変化し、誤差の要因となり得るという問題があった。

また、そのような出力の温度依存性を改善するためには、変換回路１２４０が必要となり、全体的な回路構成が煩雑なものになるという問題や、ＲＳＳＩ回路系がＬＳＩ内に組み込まれている場合には変換回路１２４０を組み込むための占有面積がさらに必要になり、回路の小型化や高集積化の妨げになり得るという問題や、変換回路１２４０によって消費電流が増大するという問題があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は２種類の温度特性を持つ電流源を使用し、アンプの温度依存性を制御すると共に更にこの電流源を用いた温度補正回路を使用することで複雑な変換回路を要することなく温度依存性を抑制または解消することを可能とするＲＳＳＩ回路系を提供することにある。

本発明に係るＲＳＳＩ回路は、上記課題を解決するために、受信信号に対応するＩＦ信号を、増幅用電力源となる第一電流源を用いて増幅する複数の差動増幅器が多段に縦列接続されたＩＦアンプ部と、上記ＩＦアンプ部の各段の差動増幅器から出力される各絶対値信号の電圧振幅をそれぞれ、変換用電力源となる第二電流源を用いて電圧電流変換し、加算して出力する電圧電流変換部と、上記電圧電流変換部からの出力電流を電圧変換して測定電圧値として出力する電圧出力部とを有し、上記差動増幅器は、エミッタ同士が互いに接続された差動対の各第一トランジスタと、各第一トランジスタのコレクタと電源との間にそれぞれ接続された負荷抵抗とを備え、上記各第一トランジスタのエミッタでの電圧を絶対値信号として出力するものであり、上記第一電流源は、上記接続されたエミッタに接続され、上記第一電流源の出力電流を規定する基準抵抗を備え、上記基準抵抗に反比例する電流値を出力するものであり、上記基準抵抗が負荷抵抗と同一温度特性仕様の抵抗であることにより、上記差動増幅器の入力レベルが大きく、出力が飽和状態のとき上記出力電流が絶対温度に対し比例するように設定されており、上記電圧電流変換部は、各段の差動増幅器から出力される各絶対値信号の電圧振幅をそれぞれ電圧電流変換する差動アンプをそれぞれ備え、上記差動アンプは、エミッタ同士が接続された差動対の各第二トランジスタと、カレントミラー回路とを備え、上記カレントミラー回路は、その入力側が各第二トランジスタのコレクタの一方に、かつ、カレントミラー回路の出力側に各第二トランジスタのコレクタの他方に能動負荷として接続されて、上記出力側が上記電圧電流変換部の出力となっており、上記第二電流源は、上記接続されたエミッタに接続されており、上記第二電流源の出力電流値が温度変化に対する依存性を低減して設定されていることにより、上記差動アンプからの出力電流値は、絶対温度に対し反比例するように設定されており、上記差動増幅器の入力レベルが大きく、出力が飽和状態のとき、上記ＩＦアンプ部からの各絶対値信号における、全体温度に対して比例するように変動することを、上記電圧電流変換した電流値が絶対温度に対し反比例するように設定された上記電圧電流変換部により相殺するようにしたことを特徴としている。

上記構成によれば、ＩＦアンプ部の各差動増幅器は、入力レベルが大きく出力が飽和状態のとき、各差動増幅器からの各絶対値信号においては絶対温度の変化に対し比例的に変動するものとなる。

これに対し、上記構成は、ＩＦアンプ部からの各絶対値信号における、絶対温度に対し比例するように変動することを、電圧電流変換した電流値が絶対温度に対し反比例するように設定された電圧電流変換部による相殺によって低減できるから、電圧出力部からの測定電圧値にて示される、受信信号の強度測定を安定化できる。

上記ＲＳＳＩ回路においては、前記差動アンプには、前記絶対値信号と、基準ＤＣ電圧とがそれぞれ入力され、上記基準ＤＣ電圧を生成する基準電圧作成回路をさらに有し、上記基準電圧作成回路は、上記絶対値信号に含まれるＤＣ電位の影響を除去するために、前記差動増幅器と回路構成を同じくする回路とし、上記絶対値信号の出力端子に相当するノードより上記基準ＤＣ電圧を供給するものであってもよい。

上記ＲＳＳＩ回路では、前記差動アンプには、前記絶対値信号と、基準ＤＣ電圧とがそれぞれ入力され、上記基準ＤＣ電圧を生成する基準電圧作成回路をさらに有し、上記基準電圧作成回路は、上記絶対値信号に含まれるＤＣ電位の影響を除去するために、前記差動増幅器の差動半回路とし、上記絶対値信号の出力端子に相当するノードより上記基準ＤＣ電圧を供給するものであってもよい。

上記構成によれば、差動増幅器と同等の温度特性を有する、基準ＤＣ電圧を生成する基準電圧作成回路をさらに設けたことで、上記差動アンプでの電圧・電流変換が上記基準ＤＣ電圧により補正されるから、絶対値信号に含まれるＤＣ電位の影響を除去できて、電圧出力部からの測定電圧値にて示される、受信信号の強度測定を安定化できる。

上記ＲＳＳＩ回路においては、前記電圧電流変換部からの出力電流の交流成分を低減するための整流部をさらに有し、上記整流部は、カレントミラー回路部と、カレントミラー回路部のベース電流補償回路とを備えていてもよい。

上記構成によれば、整流部を設けたことで、交流成分を低減できるから、受信信号の強度測定を安定化できる。

上記ＲＳＳＩ回路では、前記電圧電流変換部の出力負荷抵抗が、前記電圧電流変換部に使用される基準抵抗と同一仕様のものであることが好ましい。

上記構成によれば、出力負荷抵抗と、基準抵抗とを同一仕様のものとすることで、上記の両抵抗の温度特性を互いに一致させて、上記両抵抗の各温度特性による変化を相殺させることが可能となる。よって、上記構成は、受信信号の強度測定をより安定化できる。

上記ＲＳＳＩ回路においては、前記電圧出力部は、電流を電圧に変換するための変換用抵抗を備え、上記変換用抵抗に対し印加される補正電流を、絶対温度に比例し、第一電流源の電流値より小さくなるように生成する温度補正回路をさらに有していてもよい。

ところで、受信信号の入力レベルが大きい飽和領域では、電圧電流変換部の電流値を絶対温度に対し反比例するように設定することで、各差動増幅器の出力である絶対値信号の温度特性を補正して、受信信号の強度測定をより精度良く行うことができるが、受信信号の入力レベルが小さい非飽和領域においては、絶対温度の変化に対する依存性が小さい絶対信号値は、上記反比例する設定により悪影響を受ける。

そこで、上記構成によれば、変換用抵抗に対し印加する補正電流を、第一電流源の電流値より小さく、絶対温度に比例するように生成する温度補正回路をさらに設けたことで、上記悪影響を相殺できて、入力レベルが小さい領域においても温度特性を改善できて、受信信号の強度測定の精度を向上できる。

上記ＲＳＳＩ回路においては、前記温度補正回路は、前記第一電流源に組み込まれていることが好ましい。上記構成によれば、温度補正回路を第一電流源に組み込むことで小型化を図ることが可能となる。

上記ＲＳＳＩ回路では、前記第一電流源は、バンドギャップ電流源を有し、前記第二電流源は、バンドギャップ電圧源による電圧が印加された抵抗に流れる電流を電流源として作られていてもよい。上記構成によれば、バンドギャップ電圧源は、絶対温度の変動に対し、変動しなく設定できるから、第二電流源を、絶対温度に対する依存性を低減できて、前記電圧電流変換部の電流値が絶対温度に対し反比例するように電圧電流変換部を設定することを確実化できる。

上記ＲＳＳＩ回路においては、前記各差動増幅器は、飽和しているときの絶対値信号の出力電圧振幅が絶対温度に比例するように依存し、飽和していないときの絶対値信号の出力電圧振幅における絶対温度に対する依存性が飽和しているときより小さいものであることが望ましい。

本発明の受信信号強度検出回路は、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のＲＳＳＩ回路と、上記ＲＳＳＩ回路の出力電圧値と任意の基準電圧とを比較した結果をデジタル信号にて出力する比較器とを有していることを特徴としている。

本発明の無線受信機は、前記課題を解決するために、上記の何れかに記載のＲＳＳＩ回路、または上記ＲＳＳＩ検出回路を有することを特徴としている。

本発明に係るＲＳＳＩ回路を有するＲＳＳＩ検出回路や無線受信機では、絶対温度の変動に対し、受信信号の強度測定を安定化できるので、受信精度を安定化により向上できて、通信特性を改善できる。

本発明のＲＳＳＩ回路は、受信信号に対応するＩＦ信号を、増幅用電力源となる第一電流源を用いて増幅する複数の差動増幅器が多段に縦列接続されたＩＦアンプ部と、上記ＩＦアンプ部の各段の差動増幅器から出力される各絶対値信号の電圧振幅をそれぞれ、変換用電力源となる第二電流源を用いて電圧電流変換し、加算して出力する電圧電流変換部と、上記電圧電流変換部からの出力電流を電圧変換して測定電圧値として出力する電圧出力部とを有し、上記差動増幅器は、エミッタ同士が互いに接続された差動対の各第一トランジスタと、各第一トランジスタのコレクタと電源との間にそれぞれ接続された負荷抵抗とを備え、上記各第一トランジスタのエミッタでの電圧を絶対値信号として出力するものであり、上記第一電流源は、上記接続されたエミッタに接続され、上記第一電流源の出力電流を規定する基準抵抗を備え、上記基準抵抗に反比例する電流値を出力するものであり、上記基準抵抗が負荷抵抗と同一温度特性仕様の抵抗であることにより、上記差動増幅器の入力レベルが大きく、出力が飽和状態のとき上記出力電流が絶対温度に対し比例するように設定されており、上記電圧電流変換部は、各段の差動増幅器から出力される各絶対値信号の電圧振幅をそれぞれ電圧電流変換する差動アンプをそれぞれ備え、上記差動アンプは、エミッタ同士が接続された差動対の各第二トランジスタと、カレントミラー回路とを備え、上記カレントミラー回路は、その入力側が各第二トランジスタのコレクタの一方に、かつ、カレントミラー回路の出力側に各第二トランジスタのコレクタの他方に能動負荷として接続されて、上記出力側が上記電圧電流変換部の出力となっており、上記第二電流源は、上記接続されたエミッタに接続されており、上記第二電流源の出力電流値が温度変化に対する依存性を低減して設定されていることにより、上記差動アンプからの出力電流値は、絶対温度に対し反比例するように設定されており、上記差動増幅器の入力レベルが大きく、出力が飽和状態のとき、上記ＩＦアンプ部からの各絶対値信号における、全体温度に対して比例するように変動することを、上記電圧電流変換した電流値が絶対温度に対し反比例するように設定された上記電圧電流変換部により相殺するようにした構成である。

それゆえ、上記構成は、ＩＦアンプ部からの各絶対値信号における、絶対温度に対し比例するように変動することを、電圧電流変換した電流値が絶対温度に対し反比例するように設定された電圧電流変換部による相殺によって低減できるから、受信信号の強度測定を安定化できる。

よって、上記構成は、絶対温度の変動に対し、受信信号の強度測定を安定化できるので、ＲＳＳＩ検出回路や無線受信機に用いると、受信精度を安定化により向上できて、通信特性を改善できるという効果を奏する。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明のＲＳＳＩ回路の概要を示す実施の一形態である。ＲＳＳＩ回路は、ＩＦアンプ１０１と、ＲＳＳＩアンプ１０２と、電流源ＩＡ１０３、電流源ＩＢ１０４、電流源ＩＣ１０５、整流回路１０６、電流電圧変換回路１０７とを有している。

ＩＦアンプ１０１は多段の各アンプ（差動増幅器）１０９〜１１２を互いに従属接続することにより構成されている。ＩＦアンプを構成する各々のアンプ１０９〜１１２は入力された信号を増幅し、その増幅出力を後段のアンプに順次出力するようになっている。

各々のアンプ１０９〜１１２は、増幅機能の他に入力された信号の絶対値に比例した大きさの絶対値信号をそれぞれ出力する機能を保有している。各アンプ１０９〜１１２の絶対値信号は、ＲＳＳＩアンプ１０２にそれぞれ出力される。この時、ＩＦアンプ１０１では、前段のアンプ出力が飽和している場合、その後段のアンプからの絶対値信号の出力レベルは絶対温度に比例するものとなっている。

ＲＳＳＩアンプ１０２は、複数のＧｍアンプ（差動アンプ）を有し、ＩＦアンプ１０１を構成する各々のアンプ１０９〜１１２より出力された絶対値信号の出力がそれぞれのＧｍアンプ１１３〜１１６に入力されている。さらに、ＲＳＳＩアンプ１０２は、絶対値信号の出力電圧振幅をそれぞれのＧｍアンプ１１３〜１１６にて電流変換し、各Ｇｍアンプ電流出力を互いに加算することによりＲＳＳＩ信号電流を生成し、出力するようになっている。ＲＳＳＩ信号電流には、前記の入力信号に含まれる周波数成分（交流成分、ＡＣ成分）が存在している。

そこで、整流回路１０６は、ＲＳＳＩ信号電流からＡＣ成分を除去して、ＲＳＳＩ信号電流のＤＣ電流を生成し出力するものである。電流電圧変換回路１０７は、上記のＤＣ電流を電流電圧変換回路１０７内の抵抗を介して電圧変換することによりＩＦアンプ１０１に入力された信号レベルに応じた測定電圧を得るためのものである。

ＩＦアンプ１０１の電流源ＩＡ１０３は基準抵抗Ｒに反比例し絶対温度に比例する電流を供給するためのものである。ＲＳＳＩアンプ１０２の電流源ＩＢ１０４は基準抵抗Ｒに反比例し絶対温度に依存しない電流を供給するためのものである。電流源ＩＣ１０５は、基準抵抗Ｒに反比例し絶対温度に比例する電流を電流電圧変換回路１０７に供給して、温度特性補正回路として機能するものである。

次に、前述のＩＦアンプ１０１を多段接続により構成する各アンプ１０９〜１１２は、互いに同一の機能を有しているので、それらの内の１つのアンプの一例について図２に基づき説明する。上記アンプは、図２に示すように、差動増幅器であって、２つの各入力信号Ｖinがそれぞれ入力される各入力端子２００、２０１と、各入力信号ＶinからＤＣ成分を除去するための各コンデンサ２１２、２１３と、各入力信号ＶinにおけるＤＣ成分が除去されたＡＣ成分の各信号がベースに供給される各トランジスタ２０６、２０７とを有している。

また、上記アンプでは、電源電圧Ｖccを各抵抗２１４、２１５の抵抗分割により発生する電圧を各抵抗２１０、２１１を介して各トランジスタ２０６、２０７のベースに対しＤＣバイアスとしてそれぞれ供給するようになっている。各抵抗２０４、２０５と、各トランジスタ２０６、２０７と、電流源ＩＡ１０３とにより、前述の差動増幅器が形成されている。よって、電力増幅用の電流源ＩＡ、アンプの負荷抵抗（各トランジスタ２０６、２０７のコレクト抵抗、つまり各抵抗２０４、２０５）をＲc とすると、上記アンプのゲインは以下の式（１）で表現される。式中のＩＡは、電流源ＩＡの電流値を示す。

ゲイン＝ＩＡ・Ｒc／（２Ｖt） …（１）
（Ｖt＝ｋＴ／ｑ、ｑ:クーロン量、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度）
ゆえに、上記アンプが不飽和状態におけるアンプの出力振幅Ｖoutは、
Ｖout＝（ＩＡ・Ｒc／（２Ｖt））・Ｖin
また、上記アンプが飽和状態におけるアンプの出力振幅Ｖoutは、
Ｖout＝ＩＡ・Ｒc となる。

ここで、電流源ＩＡが以下の式（２）で表現される特性を備えるものと仮定する。

ＩＡ＝α・Ｖt ／Ｒ …（２）
（α：任意の定数、Ｒ:上記アンプの負荷抵抗Ｒc と同一特性（同一温度特性を含む）を示す任意の抵抗値の基準抵抗）。

アンプの電流源として上述のＩＡの式（２）の特性を有するものを用いた場合、不飽和時における出力信号の電圧振幅特性は次式（３）で表現される。

Ｖout＝（ＩＡ・Ｒc ／２Ｖt）・Ｖin＝（α・Ｒc ／２Ｒ）・Ｖin …（３）
また、同様に飽和時における出力信号の電圧振幅は次式（４）で表現される。

Ｖout＝ＩＡ・Ｒc ＝α・Ｒc ・Ｖt ／Ｒ …（４）
結果として飽和しない場合を示す式（３）においてはＶtの項が消え、抵抗Ｒcと抵抗Ｒとが互いに同一の温度変化を示すので各抵抗の温度変化が相殺されることにより、飽和しない場合は、温度変化に依存しなくなる。また、飽和状態においては、式（４）に示すように、Ｖtの項が残るので、前述したように差動増幅器である上記アンプは絶対温度に比例した信号を出力するものとなる。

一方、絶対値信号出力の端子２０９より出力される信号の電圧振幅値は以下の式（５）で表現される。

ＶIFAMPout＝|Ｖin| …（５）
以上のことより、ＲＳＳＩアンプ１０２へ出力される絶対値信号ＶIFAMPoutは前段のアンプが飽和している場合には、
ＶIFAMPout＝｜α・Ｒc ・Ｖt ／Ｒ｜ …（６）
の式（６）で表現され、絶対温度に比例した大きさの信号となる。

前段のアンプが飽和していない場合については前段のアンプ信号入力をＶinとすると、
ＶIFAMPout＝｜α・Ｒc ・Ｖin／２Ｒ｜ …（７）
の式（７）で表現され、絶対温度の変化に依存しない大きさの信号となる。

次に、ＲＳＳＩアンプ１０２における、互いに同一の機能を備えた差動アンプである各Ｇｍアンプ１１３〜１１６の内における１つのＧｍアンプの一例を図３に基づき説明する。ＩＦアンプ１０１より出力された絶対値信号は、図３に示すように、入力３０２を通じてＧｍアンプへ入力される。またＩＦアンプ出力信号に含まれるＤＣ電圧に等しい基準電圧は入力３０１を通じてＧｍアンプへ入力される。

このＧｍアンプでは、差動アンプを構成する一対のトランジスタ３０４、３０５のエミッタ同士が接続されている。この接続されたエミッタには増幅用電力源となる電流源ＩＢ１０４が更に接続されている。

さらに、Ｇｍアンプにおいては、差動対トランジスタ３０５のコレクタに対し各ＰＮＰトランジスタ３０６、３０７で構成されるカレントミラー回路の入力側が接続されている一方、上記接続の反対側である差動対トランジスタ３０４のコレクタにはカレントミラー回路の出力側が能動負荷として接続されている。よって、上記Ｇｍアンプでは、カレントミラー回路の出力側に接続された出力３０３より、入力された絶対値信号の電圧振幅値を電流値に電圧電流変換を行った信号が出力される。

ＲＳＳＩアンプ１０２を構成するＧｍアンプへの入力信号をＶIFAMPoutとし、ＲＳＳＩアンプ１０２からの出力電流をＩRSSIAMPoutとし、電流源ＩＢ１０４の電流値をＩＢとすると、ＩRSSIAMPoutは、以下の式（８）で表現される。

ＩRSSIAMPout＝ＩＢ・ＶIFAMPout／２Ｖt …（８）
ここで、ＲＳＳＩアンプ１０２への電力増幅用の電流源ＩＢ１０４が次式（９）で表現される電流源とする。Ｖconstは、温度依存しない基準電圧である。

ＩＢ＝γ・Ｖconst ／Ｒ …（９）
ＩＢを考慮するとＩRSSIAMPoutは以下の式（１０）で表現される。

ＩRSSIAMPout＝γ・Ｖconst ・ＶIFAMPout ／（２Ｖt・Ｒ） …（１０）
結果としてＲＳＳＩアンプ１０２の出力は基準抵抗Ｒに温度特性が無ければ絶対温度に反比例した出力となる。式（１０）は、γ・Ｖconst ・ＶIFAMPout ／（２Ｒ）を定数βと置くと、図１に示すＩＢの式と同等なものとなる。

続いて、前述の基準電圧作成回路１０８の実施の一形態について図４に基づき説明する。ところで、ＲＳＳＩアンプ１０２の各Ｇｍアンプの一方の入力端子には、ＩＦアンプ１０１から出力である、ＤＣ電圧成分を含む絶対値信号が印加されている。このため、このＤＣ電圧成分と全く同じＤＣ電圧を含む基準電圧を、同様に、他方の入力端子に印加しなければ、上記絶対値信号からの正確な電流値を取り出せないという不都合を生じている。

この不都合を解決するために、前述の基準電圧作成回路１０８では、図４に示すように、図２に示すアンプの入力部をショートし、出力部を省略した形式になっている。かつ、ＩＦアンプ１０１の各アンプ１０９〜１１２とこの基準電圧作成回路１０８で使用されるデバイスとの仕様定数は互いに全く同じに設定されている。

このため、上記アンプの出力部（各トランジスタ２０６、２０７のエミッタ）と基準電圧作成回路（各トランジスタ４０６、４０７のエミッタ）１０８との各ＤＣ電位の変動を、互いに、温度、ロット変化によるデバイスの特性変化があってもほぼ完全に一致させることができる。

次に、上記基準電圧作成回路１０８の他の例を、基準電圧作成回路１０８ａとして図５に基づき説明する。基準電圧作成回路１０８ａは、図５に示すように、図４に示す基準電圧作成回路１０８より、抵抗４０５、トランジスタ４０７、各コンデンサ４１３、４１２、および抵抗４１１を省略し、電流源１０３の電流値を１／２に設定して電流源１０３ａを用いることにより差動半回路にしたものである。トランジスタ５０６のベース電流は図４に記載の回路に対し１／２になるため、抵抗５１５で発生する電圧降下を考慮し、図４に示す各抵抗４１４、４１５に代えて、各抵抗４１４、４１５の抵抗をそれぞれ２倍に設定した各抵抗５１４、５１５を用いた。以上のことより、図５に記載の基準電圧作成回路１０８ａより出力される基準電圧出力値と図４に記載の基準電圧作成回路１０８からの基準電圧出力値は互いに一致させることが可能となる。

続いて、前述の整流回路１０６の一例について図６に基づき説明する。図６に示すように、整流回路１０６では、入力部６０１より入力されたＲＳＳＩ電流（ＩRSSIAMPout、図６ではＩcと記す）は、トランジスタ６０３のコレクタ電流と各トランジスタ６０３、６０４のベース電流とに分岐される。ここで各トランジスタ６０３、６０４のエミッタ面積比は１:４に設定されている。

各トランジスタ６０３、６０４の電流増幅率であるｈfeが低い場合はベース電流の違いによるベース電圧降下が無視できなくなるから、これを補正するためには、各トランジスタ６０３、６０４のベースに対して適当なベース抵抗を挿入し、ベース電流補償を行えばよい。さらに、整流回路１０６においては、整流用コンデンサ６０７を加えることにより一次ＬＰＦ（Low Pass Filter）を形成し、出力部６０２より出力される電流（図６では４Ｉcと記す）の交流成分を除去している。

次に、前述の電流電圧変換回路１１７の一例について図７に基づき説明する。電流電圧変換回路１１７は、図７に示すように、入力部７０１より入力された整流回路１０６からの電流が各トランジスタ７０３、７０４で構成されるカレントミラー回路により同等の電流として抵抗７０５に入力され、上記抵抗７０５における電流入力端に発生する電圧が、それを測定する出力端子７０２によりＲＳＳＩ電圧となって出力される。

ＲＳＳＩ出力電圧ＶRSSIは以下の式（１１）で表現される。

ＶRSSI＝ＲL×ＩL …（１１）
ここで、ＩLはＲＳＳＩ出力電流を整流回路１０６により整流して得られた電流になるため、図３、図６の各例を用いた場合、ＶRSSIは以下の式（１２）で表現される。

ＶRSSI＝４・γ・Ｖconst・ＲL・ＶIFAMPout／（２Ｖt・Ｒ） …（１２）
ここで電流電圧変換回路１１７のＲL とＲＳＳＩアンプ１０２の基準電流源をつくる基準抵抗ＲとがＬＳＩ内部で作られた同じ種類（同一温度特性を含む特性）の抵抗であれば、その抵抗に起因する温度変化、ロットごとのばらつきで発生するＲＳＳＩ回路の特性変化をキャンセルすることができるため、精度を高くできる。

続いて、温度補正回路としての電流源ＩＣ１０５の動作を説明するグラフを図８に示した。本実施の形態では、ＲＳＳＩ電圧は入力レベルが大きくなると高い電圧値を示すような特性を示すものとする。なお、ＲＳＳＩ電圧を入力レベルが大きくなると低い電圧値を示すものとしても、本発明の効果を奏するように構成できる。

まず、温度補正回路の無い場合における入力レベル対ＲＳＳＩ電圧特性は、図８（ａ）に示すように、入力レベルが大きい際には、ＲＳＳＩ出力電圧における温度依存性の割合は少ない（小さい）が、逆に入力レベルが低い際にはＲＳＳＩ出力電圧における温度依存性の割合は多い（大きい）ことを示している。

つまり、入力レベルが大きい際においてはＩＦアンプ１０１内の各アンプの殆どが飽和するため、ＩＦアンプ１０１からの出力は絶対温度比例特性を示すが、ＲＳＳＩアンプ１０２以降が絶対温度反比例の特性を示すので、上記の両特性の少なくとも一部が相殺されて、ＲＳＳＩ出力電圧における温度依存性は少ない（小さい）。逆に入力レベルが低い際においては、飽和するアンプ数が少なくなるため、ＩＦアンプ出力の温度依存性は少なくなるが、ＲＳＳＩアンプ１０２以降の絶対温度反比例の特性は殆ど変化しないので、ＲＳＳＩ電圧温度依存性は絶対温度に反比例する特性が強くなり、温度依存性は多く（大きく）なる。

次に、温度補正回路を設けて、絶対温度に比例する微少な補正電流を加えた場合における入力レベル対ＲＳＳＩ電圧特性は、図８（ｂ）に示すように、電流電圧変換回路１０７の抵抗ＲL に絶対温度に比例する、微小な（室温時の最大ＲＳＳＩ電流に対し、室温時で、半分以下、より望ましくは、最小が２％、より好ましくは４％、最大が１０％より望ましくは７％）補正電流を加えることにより、入力レベルが大きい場合については絶対温度に比例する温度特性の傾向が強くなるが、入力レベルが低い場合における絶対温度に反比例する傾向が弱まることになる。

微少な補正電流を加えた場合の温度特性への影響の度合いについては飽和していない場合のＲＳＳＩアンプ１０２からの出力電流値が小さいため、絶対温度に依存する温度特性を有する補正電流値を加えた場合における温度特性改善傾向は大きい。逆に入力レベルが大きい場合においてはＲＳＳＩアンプ１０２からの出力電流が大きいので絶対温度に比例する微少な補正電流を加えたことによる温度特性変化の傾向は少ない。

以上のことにより、補正電流値を最適化することにより使用範囲内でのＲＳＳＩ出力電圧の温度依存性の誤差を小さくすることが可能となる。

上記微小な補正電流に関する具体的な電流範囲について、その数値範囲は電流、ゲイン、抵抗、温度、入力レベル等の要素により一概には決められないが、上記範囲内にて上記微小な補正電流の効果を発揮できるものである。また、上記微小な補正電流における電流範囲の数式表現としては以下のものが挙げられる。

図９に示すように、ＩＦアンプ１０１がｎ段で構成され、ＩＦアンプ１０１の各段の非飽和状態におけるゲインをＡとし、入力レベルが低い場合（全てのアンプが非飽和状態にある場合）、RSSIアンプ１０２の出力電流の総和ＩRSSIoutは、下記の通り、
ＩRSSIout＝γ（１＋Ａ＋Ａ²＋…＋Ａ^(n-1)）Ｖｉ／Ｖｔ
で表現される。

Ａ、γは固定の値なので簡略化すると、ＩRSSIout＝η・Ｖｉ／Ｔとなる（絶対温度Ｔ）。また、温度特性補正電流をＩadj＝ＢＴと表現する。図１０に示すように、低い入力レベルにおけるRSSI回路出力電圧の温度依存性を最小にしようとする場合、ＩRSSIout＋Ｉadjの温度特性が最小になるようにＩadjの値を設定すればよい。

そこで、ＩRSSIout＋Ｉadj＝（η・Ｖｉ／Ｔ）＋ＢＴをＴについて微分すると、Ｂ−（η・Ｖｉ／Ｔ²）となる。ここで所望の最小入力レベル、所望の使用温度範囲の中間温度において微分係数が０になるような値となるようにＢを設定すれば使用する温度範囲における温度特性が最小になる。それゆえ、温度補正電流値の最適値は、Ｂ＝（η・Ｖｉ／Ｔ²）となる。上記温度補正電流値の設定値としては、図１０から明らかなように、上記最適値の±２０％以内、より好ましくは±１０％以内であればよい。

続いて、温度補正回路として使用する電流源ＩＣ１０５と、ＩＦアンプ１０１への電流源ＩＡ１０３の一例について図１１に基づき説明する。図１１に示すように、各トランジスタ９０６、９０８、９０９、および各抵抗９０７、９１０の各素子で構成される回路は電流出力型バンドギャップ回路のスタータ回路である。電流出力型バンドギャップ回路本体は各トランジスタ９０１、９０２、９０４、９０５、および抵抗９０３により形成されている。なお、トランジスタ９０１については、ｎ個（ｎは１以上の整数）を互いに並列に接続して用いてもよい。

よって、電流出力型バンドギャップ回路本体のトランジスタ９０１（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉc（Ｑ１））は、以下の式（１３）で表現される。抵抗９０３は、基準抵抗Ｒである。

Ｉc（Ｑ１）＝Ｉc（Ｑ２）＝（Ｖt ／Ｒ）ln ｎ …（１３）
Ｑ４、Ｑ５の出力電流は、Ｉc（Ｑ４）＝Ｉc(Ｑ５)＝Ｉc(Ｑ１)＋Ｉc(Ｑ２) なので、
Ｉc（Ｑ４）＝Ｉc(Ｑ５)＝Ｉc(Ｑ６)＝２（Ｖt ／Ｒ）ln ｎ
となる。

一方、Ｑ８に流れる電流は、カレントミラー回路を構成する他方のＱ７が２個、互いに並列に使用されているので、（１／２）Ｉc(Ｑ６)となる。

結果、ＩＦアンプ１０１に供給される電力増幅用電流と温度補正電流は基準抵抗Ｒに反比例し、絶対温度に比例する電流が実現できる。

ここで、ＩＦアンプ１０１の負荷抵抗Ｒc と電流電圧変換回路１０７の出力負荷抵抗ＲL が基準抵抗Ｒと同じ種類（同一の温度特性）の抵抗であればオームの法則Ｖ＝ＩＲの式からもわかるようにＲc で発生する電圧とＲL で発生する電圧は抵抗値の温度変化やロットばらつきに依存しなくなるのと同時に、電流源回路と補正電流源回路を同一にすることができるため、回路を小さくすることができる。

次に、ＲＳＳＩアンプ１０２の電流源ＩＢ１０４の一例について図１２に基づき説明する。電流源ＩＢにおいて、各抵抗１００１、１００４、および各トランジスタ１００２、１００３の各素子で構成される回路は電圧出力型バンドギャップ回路のスタータ回路である。電圧出力型バンドギャップ回路本体は、各抵抗１００５、１００６、１０１１、１０１２、１０１４、および各トランジスタ１００７、１００８、１００９、１０１０、１０１３により形成され、バンドギャップ出力電圧は約１.２Ｖとなる。ＲＳＳＩ電流源ＩＢ１０４の電流値はこのバンドギャップ電圧Ｖconstと抵抗１０１４にて示した基準抵抗Ｒにより以下の式（１４）で表現される。

ＩＢ＝Ｖconst／Ｒ …（１４）
この結果、ＲＳＳＩアンプ１０２に供給される電流源ＩＢについては、基準抵抗Ｒに反比例し、絶対温度に依存しない電流を出力できる電流源が実現できる。

本発明のＲＳＳＩ回路は、図１３に示すように、信号入力１１０１より入力された信号はＲＳＳＩ回路１１０２によって電力に応じた電圧を出力線１１０３より出力する。この出力と任意の基準電圧１１０５をコンパレータ１１０４で電圧比較を行いデジタル値として出力することにより任意の基準電圧１１０５により設定された電力値に対する値の大小を表示することができる。

本発明のＲＳＳＩ回路は、ＩＦ信号を増幅する複数の差動増幅器が多段に縦列接続されたＩＦアンプ部と、上記ＩＦアンプの各段からの絶対値信号出力電圧振幅を電圧電流変換して出力するＲＳＳＩアンプ部と、ＲＳＳＩアンプ部の出力電流を整流する整流回路と、整流回路の出力電流を電圧変換して出力するＲＳＳＩ電圧出力部と、温度誤差を補正する温度特性補正回路からなる入力信号電力の大きさに応じた電圧を出力する機能を持つＲＳＳＩ回路において、ＩＦアンプ部における飽和時の絶対値信号出力電圧振幅が絶対温度に比例し、飽和しない場合の絶対値信号出力電圧振幅が絶対温度に依存しないよう設定されており、かつ、ＲＳＳＩアンプ部のＧｍが絶対温度に反比例するように設定することによりＩＦアンプ部で発生した温度特性変化をＲＳＳＩアンプの温度特性変化によりキャンセルすることで主要な温度特性の抑圧を行うことを特徴とする。

上記にＩＦアンプ部の各差動増幅器の構成が一対のトランジスタのエミッタ同士が接続されており、この接続されたエミッタには増幅用電力源となる電流源が更に接続されており、差動対トランジスタのコレクタには各々負荷抵抗を介して電源が接続されており、差動対トランジスタのエミッタを絶対値信号出力とし、増幅用電力源となる電流源が基準抵抗に反比例する電流値を出力し、この基準抵抗が負荷抵抗と同一種類の抵抗を用いることにより、実質的に絶対温度に比例するよう設定されてもよい。

また、ＲＳＳＩアンプ部の各差動Ｇｍアンプの構成が一対のトランジスタのエミッタ同士が接続されており、この接続されたエミッタには増幅用電力源となる電流源が更に接続されており、差動対トランジスタのコレクタの片側にはカレントミラーの入力側、反対側にはカレントミラー回路の出力側が能動負荷として接続されており、カレントミラーの出力側をＧｍアンプ出力としており、一対のトランジスタのベースをＧｍアンプの入力とする構成をとることによりＲＳＳＩアンプ部の電流源が温度変化に依存しなければＲＳＳＩアンプのＧｍが絶対温度に反比例するＲＳＳＩアンプを備えていてもよい。

上記ＲＳＳＩアンプ部の各Ｇｍアンプに入力されるＩＦアンプ部のＤＣ電位の影響を除去するため、に供給される任意の基準電圧は前記Ｆアンプ部と回路構成を同じくする回路としＩＦアンプ部の信号出力端子に相当するノードよりＤＣ電圧を供給するようにしてもよい。

上記ＲＳＳＩアンプ部の各Ｇｍアンプに入力されるＩＦアンプ部のＤＣ電位の影響を除去するために供給される任意の基準電圧は、上記ＩＦアンプ部の半回路としＩＦアンプ部の信号出力端子に相当するノードよりＤＣ電圧を供給するようにしてもよい。

上記ＲＳＳＩアンプ部の出力電流を整流する整流回路において整流回路がカレントミラー回路のベース電流補償回路を兼ねていてもよい。

上記ＲＳＳＩ回路において、整流回路からの出力電流を流し込むことにより電流電圧変換を行うＲＳＳＩ電圧出力部の出力負荷抵抗がＬＳＩ内部において構成され、この抵抗がＲＳＳＩアンプ部への電流源を作るために使用される基準抵抗と同一種類であることによりＲＳＳＩアンプ部で発生するＧｍの抵抗依存特性をＲＳＳＩ電圧出力部において電流電圧変換を行う際にキャンセルするように設定してもよい。

上記ＲＳＳＩ回路において、ＲＳＳＩ出力電圧の温度誤差補正を絶対温度に比例した微小電流をＲＳＳＩ出力部の電流電圧変換回路の抵抗に加える温度補正回路を有していてもよい。

ＩＦアンプ部の負荷抵抗と整流回路の出力負荷抵抗と電流源を作る抵抗が同一種類（同一仕様特性、特に同一の温度特性仕様値）の抵抗であり上記温度補正回路より出力される補正電流はＩＦアンプ部の電力増幅用電流源と源を同一としてもよい。

上記ＩＦアンプ部用の電流源がバンドギャップ電流源より作られ、ＲＳＳＩアンプ部用の電流はバンドギャップ電圧が加わった抵抗に流れる電流を電流源として作られていてもよい。

本発明のＲＳＳＩ検出回路は、上記ＲＳＳＩ回路の出力と任意の基準電圧を比較器に入力し、デジタル信号を出力することにより入力された信号電力が任意の基準電圧により設定された電力値に対する値の大小を表示することを特徴とする。

従来、ＩＦアンプ電流源回路１２１０から供給される電流が、電圧Ｖtと内部抵抗Ｒとに依存して変化するので、ＩＦアンプ回路１２２０の出力も同様に電圧Ｖt及び内部抵抗Ｒに依存して変化する。入力レベルが小さくてＩＦアンプ回路１２２０の各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４が飽和しない場合にはそれらのアンプの温度依存性は無い。

しかし、入力レベルが大きくなってＩＦアンプ回路１２２０の各段のアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４が後方段から前方段に順次に飽和してくると、それらアンプ１２２１、１２２２、１２２３、１２２４からの出力は、各負荷抵抗１３２１、１３２２と電流源１３２８とからの電流との積となり、Ｖt（Ｖt＝ｋＴ／ｑ；ここでｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電荷量）に比例して温度依存性が高く（強く）なる。

ここで、ＲＳＳＩアンプ回路１２３０は入力された絶対値信号の大きさに比例した電流を出力するが、飽和した状態における出力電流は未飽和の場合における出力電流よりも大きい。このため、全体的な温度特性に与える影響は飽和状態時における温度特性が支配的になる。ゆえに全体的な温度特性の抑圧を行うには飽和時における温度特性を重視すればよい。

飽和時における信号出力は絶対温度に比例する温度特性を有するため、ＲＳＳＩアンプの温度特性を絶対温度に反比例させることでＲＳＳＩ回路全体での上記各温度特性を相殺し、大きな温度依存特性を抑制できる。このＲＳＳＩアンプの出力電流から信号周波数成分を整流回路にて除去し、ＤＣ電流にする。整流回路より出力されたＤＣ電流を抵抗等に流し込むことにより得られる電圧をＲＳＳＩ出力電圧とする。

ここで、このＲＳＳＩ電圧には非飽和状態における温度特性補正誤差が残存しているので、この補正誤差を小さくするべく絶対温度に比例する微少な補正電流をＲＳＳＩ出力部に加える。補正電流を加えることによりことにより、飽和時におけるＲＳＳＩ出力電圧の温度依存性が増加し、非飽和時におけるＲＳＳＩ出力電圧の温度依存性が下がることになるので、適切な補正電流を加えることにより、全体的に使用範囲内での温度依存性が改善される。

より具体的には、温度特性変化を起こす主要因であるＶtの温度特性と抵抗の温度特性、基準電圧の温度特性を考慮し回路トータルとしての温度特性を制御する。Ｖt温度特性に起因する性能変化に対しては電流源がＶtに依存する電流源、Ｖtに依存しない電流源の２種類を使用し、アンプには電流源に温度依存性がなければＶtに反比例する特性のアンプを使用することでＲＳＳＩ回路系トータルとして温度特性の制御を行う。

また、電圧を基準抵抗に加えることにより発生する抵抗を元に電流源を形成し、かつ負荷抵抗がこの基準抵抗と同一特性のものを用いることにより抵抗に起因する温度特性の相殺を行いＲＳＳＩ回路系トータルとして温度特性の制御を行う。更にＲＳＳＩ基準電圧に用いるバイアス回路にはＩＦアンプ回路の一部を用いることでＲＳＳＩアンプ入力部における差動入力のバランスをとりＤＣ電圧の温度依存誤差を解消する。

以上に示したようにＩＦアンプの飽和状態における温度特性をＲＳＳＩ回路に逆の特性を与えることによりキャンセルすることで温度特性を抑圧する。さらに残存する温度誤差については微少な絶対温度比例電流を加えることで使用する範囲内で温度依存性を無視できる程度に減少させることができて簡単な回路で高精度の温度特性を得ることができる。具体的回路上ではＶt、抵抗、バイアスの温度依存性による温度誤差が出現するが、Ｖt、Ｒについては逆特性を示す回路を接続することでキャンセルし、バイアスについては差動入力のＤＣ電圧が信号源ＤＣ電圧と完全に連動することにより、上記各ＤＣ電圧の変動を相殺することによって温度依存性を抑圧する。このため、温度補償回路は簡単な回路で実現でき、温度補正回路とアンプの電流源は大部分を共通に利用することができるので、消費電流の削減及び回路の小規模化が可能となる。

本発明のＲＳＳＩ回路は、温度変化による特性変化を抑制できるから、ＲＳＳＩ検出回路や無線受信機に用いることで、受信信号強度の測定を、より精度よく実行できて、上記受信信号からのＩＦ信号の強度を、より温度安定性に優れるので、より適切に調整できて、受信信号からの復調をより確実化することが可能になり、よって、受信特性を向上できて、通信分野に好適に利用できる。

本発明に係るＲＳＳＩ回路における実施の第一形態の回路ブロック図である。 上記ＲＳＳＩ回路のＩＦアンプを多段接続により構成する１つの差動増幅器の一例を示す回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路のＲＳＳＩアンプを構成する１つの差動アンプの一例を示す回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路の基準電圧作成回路における一例の回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路の基準電圧作成回路における他の例の回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路の整流回路における一例の回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路の電流電圧変換回路における一例の回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路の温度補正回路の動作を説明するグラフであり、（ａ）は温度補正回路による補正無しの場合、（ｂ）は補正有りの場合を示す。 上記ＲＳＳＩ回路における微小な補正電流を説明するための回路ブロック図である。 上記微小な補正電流の数式表現での最適値を示すグラフである。 上記温度補正回路の補正電流源と、上記ＩＦアンプの電流源の一例を示す回路図である。 上記ＲＳＳＩ回路のＲＳＳＩアンプの電流源の一例を示す回路図である。 本発明のＲＳＳＩ検出回路を示す回路ブロック図である。 従来のＲＳＳＩ回路系の概要構成を表した回路ブロック図である。 従来のＲＳＳＩ回路系のＩＦアンプ回路に内蔵されている個々のアンプの主要部の回路構成を表した回路図である。

１０１ ＩＦアンプ（ＩＦアンプ部）
１０２ ＲＳＳＩアンプ（電圧電流変換部）
１０３ 電流源ＩＡ（第一電流源）
１０４ 電流源ＩＢ（第二電流源）
１０７ 電流電圧変換回路（電圧出力部）
１０９〜１１２ 差動増幅器（アンプ）

Claims (11)

1. 受信信号に対応するＩＦ信号を、増幅用電力源となる第一電流源を用いて増幅する複数の差動増幅器が多段に縦列接続されたＩＦアンプ部と、
   上記ＩＦアンプ部の各段の差動増幅器から出力される各絶対値信号の電圧振幅をそれぞれ、変換用電力源となる第二電流源を用いて電圧電流変換し、加算して出力する電圧電流変換部と、
   上記電圧電流変換部からの出力電流を電圧変換して測定電圧値として出力する電圧出力部とを有し、
   上記差動増幅器は、エミッタ同士が互いに接続された差動対の各第一トランジスタと、各第一トランジスタのコレクタと電源との間にそれぞれ接続された負荷抵抗とを備え、上記各第一トランジスタのエミッタでの電圧を絶対値信号として出力するものであり、
   上記第一電流源は、上記接続されたエミッタに接続され、上記第一電流源の出力電流を規定する基準抵抗を備え、上記基準抵抗に反比例する電流値を出力するものであり、上記基準抵抗が負荷抵抗と同一温度特性仕様の抵抗であることにより、上記差動増幅器の入力レベルが大きく、出力が飽和状態のとき上記出力電流が絶対温度に対し比例するように設定されており、
   上記電圧電流変換部は、各段の差動増幅器から出力される各絶対値信号の電圧振幅をそれぞれ電圧電流変換する差動アンプをそれぞれ備え、
   上記差動アンプは、エミッタ同士が接続された差動対の各第二トランジスタと、カレントミラー回路とを備え、上記カレントミラー回路は、その入力側が各第二トランジスタのコレクタの一方に、かつ、カレントミラー回路の出力側に各第二トランジスタのコレクタの他方に能動負荷として接続されて、上記出力側が上記電圧電流変換部の出力となっており、
   上記第二電流源は、上記接続されたエミッタに接続されており、上記第二電流源の出力電流値が温度変化に対する依存性を低減して設定されていることにより、上記差動アンプからの出力電流値は、絶対温度に対し反比例するように設定されており、
   上記差動増幅器の入力レベルが大きく、出力が飽和状態のとき、上記ＩＦアンプ部からの各絶対値信号における、全体温度に対して比例するように変動することを、上記電圧電流変換した電流値が絶対温度に対し反比例するように設定された上記電圧電流変換部により相殺するようにしたことを特徴とする受信信号強度測定回路。
2. 前記差動アンプには、前記絶対値信号と、基準ＤＣ電圧とがそれぞれ入力され、
   上記基準ＤＣ電圧を生成する基準電圧作成回路をさらに有し、
   上記基準電圧作成回路は、上記絶対値信号に含まれるＤＣ電位の影響を除去するために、前記差動増幅器と回路構成を同じくする回路とし、上記絶対値信号の出力端子に相当するノードより上記基準ＤＣ電圧を供給するものであることを特徴とする請求項１記載の受信信号強度測定回路。
3. 前記差動アンプには、前記絶対値信号と、基準ＤＣ電圧とがそれぞれ入力され、
   上記基準ＤＣ電圧を生成する基準電圧作成回路をさらに有し、
   上記基準電圧作成回路は、上記絶対値信号に含まれるＤＣ電位の影響を除去するために、前記差動増幅器の差動半回路とし、上記絶対値信号の出力端子に相当するノードより上記基準ＤＣ電圧を供給するものであることを特徴とする請求項１記載の受信信号強度測定回路。
4. 前記電圧電流変換部からの出力電流の交流成分を低減するための整流部をさらに有し、
   上記整流部は、カレントミラー回路部と、カレントミラー回路部のベース電流補償回路とを備えていることを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路。
5. 前記電圧電流変換部の出力負荷抵抗が、前記電圧電流変換部に使用される基準抵抗と同一仕様のものであることを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路。
6. 前記電圧出力部は、電流を電圧に変換するための変換用抵抗を備え、
   上記変換用抵抗に対し印加される補正電流を、絶対温度に比例し、第一電流源の電流値より小さくなるように生成する温度補正回路をさらに有することを特徴とする請求項１ないし５の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路。
7. 前記温度補正回路は、前記第一電流源に組み込まれていることを特徴とする請求項６に記載の受信信号強度測定回路。
8. 前記第一電流源は、バンドギャップ電流源を有し、前記第二電流源は、バンドギャップ電圧源による電圧が印加された抵抗に流れる電流を電流源として作られていることを特徴とする請求項１ないし７の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路。
9. 前記各差動増幅器は、飽和しているときの絶対値信号の出力電圧振幅が絶対温度に比例するように依存し、飽和していないときの絶対値信号の出力電圧振幅における絶対温度に対する依存性が飽和しているときより小さいものであることを特徴とする請求項１ないし８の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路。
10. 請求項１ないし９の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路と、
    上記受信信号強度測定回路の出力電圧値と、任意の基準電圧とを比較した結果をデジタル信号にて出力する比較器とを有していることを特徴とする受信信号強度検出回路。
11. 請求項１ないし９の何れか１項に記載の受信信号強度測定回路、または請求項１０に記載の受信信号強度検出回路を有することを特徴とする無線受信機。

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