JP3460932B2 - 絶対値回路 - Google Patents
絶対値回路Info
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- JP3460932B2 JP3460932B2 JP21651097A JP21651097A JP3460932B2 JP 3460932 B2 JP3460932 B2 JP 3460932B2 JP 21651097 A JP21651097 A JP 21651097A JP 21651097 A JP21651097 A JP 21651097A JP 3460932 B2 JP3460932 B2 JP 3460932B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えばディジタル
表示型の電圧・電流測定器等に利用される絶対値回路に
関する。
表示型の電圧・電流測定器等に利用される絶対値回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えばディジタル表示型の電
圧・電流測定器では交流電圧の実効値を求めるために絶
対値回路を用いている。図８に従来の絶対値回路の構成
を示す。図８に示す絶対値回路は入力端子ＩＮが負の場
合、演算増幅器Ａ１が正電圧を出力し、この正電圧によ
りダイオードＤ２がオン、ダイオードＤ１がオフとな
り、演算増幅器Ａ２の反転入力端子に正極性の電圧を印
加し、出力端子ＯＵＴには負極性の電圧を出力する。
圧・電流測定器では交流電圧の実効値を求めるために絶
対値回路を用いている。図８に従来の絶対値回路の構成
を示す。図８に示す絶対値回路は入力端子ＩＮが負の場
合、演算増幅器Ａ１が正電圧を出力し、この正電圧によ
りダイオードＤ２がオン、ダイオードＤ１がオフとな
り、演算増幅器Ａ２の反転入力端子に正極性の電圧を印
加し、出力端子ＯＵＴには負極性の電圧を出力する。
【０００３】入力端子ＩＮが正の場合、演算増幅器Ａ１
は負電圧を出力する。従って、ダイオードＤ１はオン、
Ｄ２がオフとなる。この結果、Ａ点の電位はダイオード
Ｄ１を通じて演算増幅器Ａ１の入力端子の電位と等価と
なりＯＶとなり、入力端子ＩＮに与えた正電位は抵抗器
Ｒ４を通じて演算増幅器Ａ２の反転入力端子に与えら
れ、出力端子ＯＵＴには負極性の電圧を出力する。よっ
て、入力端子ＩＮに交流電圧ＡＣを入力すると、出力端
子ＯＵＴには負極性の絶対値Ｂが出力される。この絶対
値Ｂが正しく得られる条件としては、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ４
＝２×Ｒ３で与えられる。
は負電圧を出力する。従って、ダイオードＤ１はオン、
Ｄ２がオフとなる。この結果、Ａ点の電位はダイオード
Ｄ１を通じて演算増幅器Ａ１の入力端子の電位と等価と
なりＯＶとなり、入力端子ＩＮに与えた正電位は抵抗器
Ｒ４を通じて演算増幅器Ａ２の反転入力端子に与えら
れ、出力端子ＯＵＴには負極性の電圧を出力する。よっ
て、入力端子ＩＮに交流電圧ＡＣを入力すると、出力端
子ＯＵＴには負極性の絶対値Ｂが出力される。この絶対
値Ｂが正しく得られる条件としては、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ４
＝２×Ｒ３で与えられる。
【０００４】図９は従来の絶対値回路の他の例を示す。
この例では入力端子ＩＮが負の場合は演算増幅器Ａ１が
正電圧を出力するからダイオードＤ１がオン、ダイオー
ドＤ２がオフに制御される。この結果、演算増幅器Ａ２
の非反転入力端子はＯ電位に保持され、反転入力端子に
正電圧が印加される。従って、出力端子ＯＵＴには負極
性の電圧が出力される。
この例では入力端子ＩＮが負の場合は演算増幅器Ａ１が
正電圧を出力するからダイオードＤ１がオン、ダイオー
ドＤ２がオフに制御される。この結果、演算増幅器Ａ２
の非反転入力端子はＯ電位に保持され、反転入力端子に
正電圧が印加される。従って、出力端子ＯＵＴには負極
性の電圧が出力される。
【０００５】入力端子ＩＮが正の場合は演算増幅器Ａ１
は負電圧を出力する。この結果、ダイオードＤ１はオ
フ、Ｄ２はオンとなる。従ってこの場合は、演算増幅器
Ａ２の反転入力端子の電位はＯ電位となり、非反転入力
端子に負極性の電圧が与えられる。よって、出力端子Ｏ
ＵＴには負極性の電圧が出力される。このようにしてこ
の図９の場合も入力端子ＩＮに交流電圧ＡＣを与える
と、出力端子ＯＵＴに負極性の絶対値Ｂが出力される。
この絶対値Ｂが正しく得られる条件としてはＲ２＝Ｒ３
＝Ｒ４＝Ｒ５で与えられる。
は負電圧を出力する。この結果、ダイオードＤ１はオ
フ、Ｄ２はオンとなる。従ってこの場合は、演算増幅器
Ａ２の反転入力端子の電位はＯ電位となり、非反転入力
端子に負極性の電圧が与えられる。よって、出力端子Ｏ
ＵＴには負極性の電圧が出力される。このようにしてこ
の図９の場合も入力端子ＩＮに交流電圧ＡＣを与える
と、出力端子ＯＵＴに負極性の絶対値Ｂが出力される。
この絶対値Ｂが正しく得られる条件としてはＲ２＝Ｒ３
＝Ｒ４＝Ｒ５で与えられる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図８に示した回路構成
を採るとき、入力が負極性のときは演算増幅器Ａ１とダ
イオードＤ２を通じて演算増幅器Ａ２の反転入力端子に
入力され、入力が正極性のときは抵抗器Ｒ４を通じて演
算増幅器Ａ２の反転入力端子に入力される。このように
入力の極性に応じて異なる経路（増幅素子の数が変化す
る）を通ることにより、正と負で位相差を生じる。この
ことにより、この回路の動作周波数が制限され、高速化
がむずかしい欠点がある。つまり、正確に測定できる交
流信号の周波数が比較的低い周波数に制限される欠点が
ある。
を採るとき、入力が負極性のときは演算増幅器Ａ１とダ
イオードＤ２を通じて演算増幅器Ａ２の反転入力端子に
入力され、入力が正極性のときは抵抗器Ｒ４を通じて演
算増幅器Ａ２の反転入力端子に入力される。このように
入力の極性に応じて異なる経路（増幅素子の数が変化す
る）を通ることにより、正と負で位相差を生じる。この
ことにより、この回路の動作周波数が制限され、高速化
がむずかしい欠点がある。つまり、正確に測定できる交
流信号の周波数が比較的低い周波数に制限される欠点が
ある。
【０００７】図９に示す回路構成を採る場合は、入力が
正でも負でも経路に含まれる増幅素子の数に変更がない
から、動作周波数の制限は解消されるが、演算増幅器Ａ
２は回路構成上Ｒ４＝Ｒ５の条件が必要条件とされる。
従って、演算増幅器Ａ２の帰還率βがβ＝0.５となるた
め、演算増幅器Ａ２の帯域幅は本来の帯域幅の約１／２
に制限される。従って、この図９の場合も高い周波数の
測定に制限が付される欠点を持つ。
正でも負でも経路に含まれる増幅素子の数に変更がない
から、動作周波数の制限は解消されるが、演算増幅器Ａ
２は回路構成上Ｒ４＝Ｒ５の条件が必要条件とされる。
従って、演算増幅器Ａ２の帰還率βがβ＝0.５となるた
め、演算増幅器Ａ２の帯域幅は本来の帯域幅の約１／２
に制限される。従って、この図９の場合も高い周波数の
測定に制限が付される欠点を持つ。
【０００８】また、この回路は利得が１倍に固定され、
このままでは任意の利得を得ることができない欠点をも
つ。更に、絶対値回路の高精度化を実現するためには、
各演増幅器Ａ１，Ａ２のオフセット電圧の補正が必要に
なるが、図８及び図９に示す回路構成の場合は、オフセ
ット電圧の補正値の検出がむずかしく、高精度化はむず
かしい。
このままでは任意の利得を得ることができない欠点をも
つ。更に、絶対値回路の高精度化を実現するためには、
各演増幅器Ａ１，Ａ２のオフセット電圧の補正が必要に
なるが、図８及び図９に示す回路構成の場合は、オフセ
ット電圧の補正値の検出がむずかしく、高精度化はむず
かしい。
【０００９】更に、従来の回路は抵抗値が正確に合致さ
れた高精度抵抗器が多数（図８，図９の場合４個）必要
となる欠点もある。この発明の目的は、高速、高精度の
絶対値回路を容易に実現することにある。
れた高精度抵抗器が多数（図８，図９の場合４個）必要
となる欠点もある。この発明の目的は、高速、高精度の
絶対値回路を容易に実現することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明では、演算増幅
器と、対のダイオードと、これら一対のダイオードの正
及び負の整流電流を上記演算増幅器に負帰還させる抵抗
値が揃えられた一対の抵抗器とによって構成され、入力
信号の正と負の各極性に対応して一方の出力端子と他方
の出力端子に正と負の電圧を出力する整流増幅回路と、
この整流増幅回路の一方の出力端子と他方の出力端子に
出力される正と負の整流電圧のそれぞれが一対の差動入
力端子に与えられ、正と負の入力電圧に対し、出力側に
同一極性の電流を出力する第１トランスコンダクタンス
増幅器と、この第１トランスコンダクタンス増幅器と同
一トランスコンダクタンス特性を持ち、非反転入力端子
が共通電位点に接続された第２トランスコンダクタンス
増幅器と、上記第１トランスコンダクタンス増幅器と第
２トランスコンダクタンス増幅器が出力する電流を加算
する電流加算器と、この電流加算回路の電流加算結果を
電圧に変換するトランスインピーダンス増幅器と、この
トランスインピーダンス増幅器の出力電圧を上記第２ト
ランスコンダクタンス増幅器の反転入力端子に帰還させ
る帰還回路と、によって構成される。
器と、対のダイオードと、これら一対のダイオードの正
及び負の整流電流を上記演算増幅器に負帰還させる抵抗
値が揃えられた一対の抵抗器とによって構成され、入力
信号の正と負の各極性に対応して一方の出力端子と他方
の出力端子に正と負の電圧を出力する整流増幅回路と、
この整流増幅回路の一方の出力端子と他方の出力端子に
出力される正と負の整流電圧のそれぞれが一対の差動入
力端子に与えられ、正と負の入力電圧に対し、出力側に
同一極性の電流を出力する第１トランスコンダクタンス
増幅器と、この第１トランスコンダクタンス増幅器と同
一トランスコンダクタンス特性を持ち、非反転入力端子
が共通電位点に接続された第２トランスコンダクタンス
増幅器と、上記第１トランスコンダクタンス増幅器と第
２トランスコンダクタンス増幅器が出力する電流を加算
する電流加算器と、この電流加算回路の電流加算結果を
電圧に変換するトランスインピーダンス増幅器と、この
トランスインピーダンス増幅器の出力電圧を上記第２ト
ランスコンダクタンス増幅器の反転入力端子に帰還させ
る帰還回路と、によって構成される。
【００１１】この発明の構成によれば、正負何れの極性
の入力信号に対しても同一の増幅器で整流し、増幅する
から極性の違いによって位相のずれが発生しない。この
ために、動作周波数に制限が与えられることなく、高い
周波数の信号も正確に測定することができる。また、抵
抗値が合致した抵抗器は一対（２本）あればよく、その
数は従来の回路より少なくできる。更に、この発明では
第１トランスコンダクタンス増幅器は常に何れか一方の
入力端子が共通電位として動作するから、コモン電圧に
よる誤差が発生しない。よって、測定精度の向上が期待
できる。
の入力信号に対しても同一の増幅器で整流し、増幅する
から極性の違いによって位相のずれが発生しない。この
ために、動作周波数に制限が与えられることなく、高い
周波数の信号も正確に測定することができる。また、抵
抗値が合致した抵抗器は一対（２本）あればよく、その
数は従来の回路より少なくできる。更に、この発明では
第１トランスコンダクタンス増幅器は常に何れか一方の
入力端子が共通電位として動作するから、コモン電圧に
よる誤差が発生しない。よって、測定精度の向上が期待
できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１にこの発明の一実施例を示
す。図１において１１は整流増幅回路を示す。この整流
増幅回路１１は演算増幅器Ａ１と入力抵抗器Ｒ１，帰還
抵抗器Ｒ２，Ｒ３と、整流ダイオードＤ１，Ｄ２とによ
って構成される。入力信号ＶIN（図２Ａ）の電位が負電
位のとき、演算増幅器Ａ１の出力点Ａは正電位となる。
従って、ダイオードＤ１がオン、ダイオードＤ２がオフ
の状態となり、ダイオードＤ１で整流された整流電圧Ｖ
X1（図２Ｂ）が帰還抵抗器Ｒ２を通じて演算増幅器Ａ１
の反転入力端子に帰還される。
す。図１において１１は整流増幅回路を示す。この整流
増幅回路１１は演算増幅器Ａ１と入力抵抗器Ｒ１，帰還
抵抗器Ｒ２，Ｒ３と、整流ダイオードＤ１，Ｄ２とによ
って構成される。入力信号ＶIN（図２Ａ）の電位が負電
位のとき、演算増幅器Ａ１の出力点Ａは正電位となる。
従って、ダイオードＤ１がオン、ダイオードＤ２がオフ
の状態となり、ダイオードＤ１で整流された整流電圧Ｖ
X1（図２Ｂ）が帰還抵抗器Ｒ２を通じて演算増幅器Ａ１
の反転入力端子に帰還される。
【００１３】入力信号ＶINの電位が正電位のとき、演算
増幅器Ａ１の出力点Ａの電位は負電位となる。従って、
ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２がオンとなり、
ダイオードＤ２で整流された整流電圧ＶX2（図２Ｃ）が
帰還抵抗器Ｒ３を通じて演算増幅器Ａ１の反転入力端子
に帰還される。入力信号ＶINの電位が負電位のとき、整
流増幅回路１１の出力端子１１Ａには正極性の整流電圧
ＶX1が出力される。この整流電圧ＶX1を第１トランスコ
ンダクタンス増幅器Ａ２の非反転入力端子（反転入力端
子でもよい）に入力する。このとき、ダイオードＤ２は
オフであることから、出力端子１１Ｂは共通電位ＶCOM
に維持され、第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２の
反転入力端子は共通電位ＶCOM に維持される。
増幅器Ａ１の出力点Ａの電位は負電位となる。従って、
ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２がオンとなり、
ダイオードＤ２で整流された整流電圧ＶX2（図２Ｃ）が
帰還抵抗器Ｒ３を通じて演算増幅器Ａ１の反転入力端子
に帰還される。入力信号ＶINの電位が負電位のとき、整
流増幅回路１１の出力端子１１Ａには正極性の整流電圧
ＶX1が出力される。この整流電圧ＶX1を第１トランスコ
ンダクタンス増幅器Ａ２の非反転入力端子（反転入力端
子でもよい）に入力する。このとき、ダイオードＤ２は
オフであることから、出力端子１１Ｂは共通電位ＶCOM
に維持され、第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２の
反転入力端子は共通電位ＶCOM に維持される。
【００１４】入力信号ＶINの電位が正電位のとき、出力
点Ａは負電位となる。従って、出力端子１１Ｂは負の整
流電圧ＶX2を出力し、この負の整流電圧ＶX2を第１トラ
ンスコンダクタンス増幅器Ａ２の反転入力端子（非反転
入力端子でもよい）に与える。このとき、出力端子１１
Ａは共通電位ＶCOM に維持され、第１トランスコンダク
タンス増幅器Ａ２の非反転入力端子は共通電位ＶCOM に
維持される。
点Ａは負電位となる。従って、出力端子１１Ｂは負の整
流電圧ＶX2を出力し、この負の整流電圧ＶX2を第１トラ
ンスコンダクタンス増幅器Ａ２の反転入力端子（非反転
入力端子でもよい）に与える。このとき、出力端子１１
Ａは共通電位ＶCOM に維持され、第１トランスコンダク
タンス増幅器Ａ２の非反転入力端子は共通電位ＶCOM に
維持される。
【００１５】第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２の
非反転入力端子に正極性の整流電圧ＶX1が与えられ、反
転入力端子に負極性の整流電圧ＶX2が与えられることか
ら、第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２は入力信号
ＶINが正電位でも負電位でも同一極性の電流Ｉ1 （図２
Ｄ）を出力する。第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ
２が出力する電流Ｉ1 を電流加算器ＡＤＤの一方の入力
端子に供給する。この電流加算器ＡＤＤの他方の入力端
子には、第２トランスコンダクタンス増幅器Ａ３が出力
する電流Ｉ2 （図２Ｅ）を入力し、電流Ｉ1 とＩ2 の和
の電流を電流−電圧変換器として動作するトランスイン
ピーダンス増幅器Ａ４に入力する。従って、このトラン
スインピーダンス増幅器Ａ４の出力側に電流が加算器Ａ
ＤＤで算出した電流Ｉ1 とＩ2 の和の値に対応した電圧
ＶO （図２Ｆ）が出力され、出力端子ＯＵＴに出力され
る。
非反転入力端子に正極性の整流電圧ＶX1が与えられ、反
転入力端子に負極性の整流電圧ＶX2が与えられることか
ら、第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２は入力信号
ＶINが正電位でも負電位でも同一極性の電流Ｉ1 （図２
Ｄ）を出力する。第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ
２が出力する電流Ｉ1 を電流加算器ＡＤＤの一方の入力
端子に供給する。この電流加算器ＡＤＤの他方の入力端
子には、第２トランスコンダクタンス増幅器Ａ３が出力
する電流Ｉ2 （図２Ｅ）を入力し、電流Ｉ1 とＩ2 の和
の電流を電流−電圧変換器として動作するトランスイン
ピーダンス増幅器Ａ４に入力する。従って、このトラン
スインピーダンス増幅器Ａ４の出力側に電流が加算器Ａ
ＤＤで算出した電流Ｉ1 とＩ2 の和の値に対応した電圧
ＶO （図２Ｆ）が出力され、出力端子ＯＵＴに出力され
る。
【００１６】ここで、第２トランスコンダクタンス増幅
器Ａ３の非反転入力端子は共通電位点に接続され、反転
入力端子にトランスインピーダンス増幅器Ａ４から出力
される電圧ＶO を帰還回路１２を通じて帰還させる。つ
まり、この帰還電圧ＶO を第１トランスコンダクタンス
増幅器Ａ２の利得ｇｍ1 と等しい利得ｇｍ2 を持つ第２
トランスコンダクタンス増幅器Ａ３の反転入力端子に供
給することにより、電流Ｉ1 にほぼ等しく、逆向きの電
流−Ｉ2 が第２トランスコンダクタンス増幅器Ａ３の出
力側に発生し、電流加算器ＡＤＤでこれら電流Ｉ1 とＩ
2 を平衡（相殺）させることができる。
器Ａ３の非反転入力端子は共通電位点に接続され、反転
入力端子にトランスインピーダンス増幅器Ａ４から出力
される電圧ＶO を帰還回路１２を通じて帰還させる。つ
まり、この帰還電圧ＶO を第１トランスコンダクタンス
増幅器Ａ２の利得ｇｍ1 と等しい利得ｇｍ2 を持つ第２
トランスコンダクタンス増幅器Ａ３の反転入力端子に供
給することにより、電流Ｉ1 にほぼ等しく、逆向きの電
流−Ｉ2 が第２トランスコンダクタンス増幅器Ａ３の出
力側に発生し、電流加算器ＡＤＤでこれら電流Ｉ1 とＩ
2 を平衡（相殺）させることができる。
【００１７】このように、この発明による構成によれ
ば、入力信号の極性が正電位でも、負電位でも同一の演
算増幅器Ａ１によって整流し、増幅するから入力信号の
極性によって位相差が発生することはない。従って、入
力端子ＩＮから出力端子ＯＵＴまでの間の回路の動作周
波数に制限を受けることはなく、高い周波数の信号に対
しても正常に絶対値を出力することができる。
ば、入力信号の極性が正電位でも、負電位でも同一の演
算増幅器Ａ１によって整流し、増幅するから入力信号の
極性によって位相差が発生することはない。従って、入
力端子ＩＮから出力端子ＯＵＴまでの間の回路の動作周
波数に制限を受けることはなく、高い周波数の信号に対
しても正常に絶対値を出力することができる。
【００１８】また、第１トランスコンダクタンス増幅器
Ａ２は帰還が掛けられることなく動作するから、増幅器
Ａ２の本来の帯域幅をもって動作する。よって、低い周
波数の信号から高い周波数の信号まで均一な利得で動作
し、広い帯域にわたって正確な絶対値を出力することが
できる。以上の動作を数式によって説明する。
Ａ２は帰還が掛けられることなく動作するから、増幅器
Ａ２の本来の帯域幅をもって動作する。よって、低い周
波数の信号から高い周波数の信号まで均一な利得で動作
し、広い帯域にわたって正確な絶対値を出力することが
できる。以上の動作を数式によって説明する。
【００１９】第１及び第２トランスコンダクタンス増幅
器Ａ２とＡ３の出力電流をＩ1 ，Ｉ2 ，第１，第２トラ
ンスコンダクタンス増幅器Ａ２とＡ３のコンダクタンス
をｇｍ1 ，ｇｍ2 とすると、 Ｉ1 ＝（ＶX1−ＶX2）ｇｍ1 Ｉ2 ＝（ＶY1−ＶY2）ｇｍ2 ここで、それぞれのコンダクタンスをｇｍ1 ＝ｇｍ2 ＝
ｇｍ，トランスインピーダンス増幅器Ａ４のトランスイ
ンピーダンスをＺ，出力端子ＯＵＴに出力される電圧を
ＶO とすると、 ＶO ＝（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）Ｚ＝｛（ＶX1−ＶX2）＋（ＶY1−
ＶY2）｝ｇｍ・Ｚ ＶY2＝ＶO ，ＶY1＝０（共通電位）なので ＶO ＝（ＶX1−ＶX2）ｇｍ・Ｚ／（１＋ｇｍ・Ｚ） ｇｍ・Ｚ≫１のとき ＶO ＝ＶX1−ＶX2 入力信号ＶINの極性が正極性のとき、ＶX1＝０，ＶX2＝
−（Ｒ３／Ｒ１）ＶIN よって、 ＶO ＝（Ｒ３／Ｒ１）ＶIN ＶINが負極性のとき、ＶX1＝−（Ｒ２／Ｒ１）ＶIN，Ｖ
X2＝０ よって、 ＶO ＝−（Ｒ２／Ｒ１）ＶIN （ＶINが負極性のため、
ＶO は正極性） となる。このことから帰還抵抗器Ｒ２とＲ３の抵抗値が
互いに等しければ演算増幅器Ａ１の利得は入力信号ＶIN
が正でも負でも同一の利得で動作することになる。よっ
て、この発明では帰還抵抗器Ｒ２とＲ３の抵抗値が合致
していればよいことになる。
器Ａ２とＡ３の出力電流をＩ1 ，Ｉ2 ，第１，第２トラ
ンスコンダクタンス増幅器Ａ２とＡ３のコンダクタンス
をｇｍ1 ，ｇｍ2 とすると、 Ｉ1 ＝（ＶX1−ＶX2）ｇｍ1 Ｉ2 ＝（ＶY1−ＶY2）ｇｍ2 ここで、それぞれのコンダクタンスをｇｍ1 ＝ｇｍ2 ＝
ｇｍ，トランスインピーダンス増幅器Ａ４のトランスイ
ンピーダンスをＺ，出力端子ＯＵＴに出力される電圧を
ＶO とすると、 ＶO ＝（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）Ｚ＝｛（ＶX1−ＶX2）＋（ＶY1−
ＶY2）｝ｇｍ・Ｚ ＶY2＝ＶO ，ＶY1＝０（共通電位）なので ＶO ＝（ＶX1−ＶX2）ｇｍ・Ｚ／（１＋ｇｍ・Ｚ） ｇｍ・Ｚ≫１のとき ＶO ＝ＶX1−ＶX2 入力信号ＶINの極性が正極性のとき、ＶX1＝０，ＶX2＝
−（Ｒ３／Ｒ１）ＶIN よって、 ＶO ＝（Ｒ３／Ｒ１）ＶIN ＶINが負極性のとき、ＶX1＝−（Ｒ２／Ｒ１）ＶIN，Ｖ
X2＝０ よって、 ＶO ＝−（Ｒ２／Ｒ１）ＶIN （ＶINが負極性のため、
ＶO は正極性） となる。このことから帰還抵抗器Ｒ２とＲ３の抵抗値が
互いに等しければ演算増幅器Ａ１の利得は入力信号ＶIN
が正でも負でも同一の利得で動作することになる。よっ
て、この発明では帰還抵抗器Ｒ２とＲ３の抵抗値が合致
していればよいことになる。
【００２０】図３乃至図７にこの発明による絶対値回路
の変形実施例を示す。図３は第２トランスコンダクタン
ス増幅器Ａ３に帰還電圧を供給する帰還回路１２に利得
設定回路Ｇを接続し、利得設定回路Ｇを構成するインピ
ーダンスＺ１とＺ２の分圧比Ｚ１／（Ｚ１＋Ｚ２）を適
宜に設定し、第２トランスコンダクタンス増幅器Ａ３に
帰還される電圧の帰還量を適当値に設定できる構成とし
た場合を示す。
の変形実施例を示す。図３は第２トランスコンダクタン
ス増幅器Ａ３に帰還電圧を供給する帰還回路１２に利得
設定回路Ｇを接続し、利得設定回路Ｇを構成するインピ
ーダンスＺ１とＺ２の分圧比Ｚ１／（Ｚ１＋Ｚ２）を適
宜に設定し、第２トランスコンダクタンス増幅器Ａ３に
帰還される電圧の帰還量を適当値に設定できる構成とし
た場合を示す。
【００２１】このように、第２トランスコンダクタンス
増幅器Ａ３に帰還される電圧の帰還量を適当値に設定す
ることができる構成とすることにより回路全体の、例え
ば利得等の伝達関数を任意に設定することができる利点
が得られる。
増幅器Ａ３に帰還される電圧の帰還量を適当値に設定す
ることができる構成とすることにより回路全体の、例え
ば利得等の伝達関数を任意に設定することができる利点
が得られる。
【００２２】図４は演算増幅器のオフセット電圧による
誤差或いは極性による誤差を除去する構成を付加した場
合を示す。つまり、図４に示す例では演算増幅器Ａ１の
非反転入力端子と、第２トランスコンダクタンス増幅器
Ａ３の非反転入力端子に可変電圧源Ｖ 1 ，Ｖ 2 を接続し
た場合を示す。
誤差或いは極性による誤差を除去する構成を付加した場
合を示す。つまり、図４に示す例では演算増幅器Ａ１の
非反転入力端子と、第２トランスコンダクタンス増幅器
Ａ３の非反転入力端子に可変電圧源Ｖ 1 ，Ｖ 2 を接続し
た場合を示す。
【００２３】この図４に示す構成によれば、可変電圧源
Ｖ 1 の電圧を調整することにより、図５に示す絶対値特
性Ｓの極性差Ｖ PO を調整することができる。また、可変
電圧源Ｖ 2 を調整することにより、図５に示すオフセッ
ト誤差Ｖ OFF を除去する調整を行うことができる。この
ように、この発明の絶対値回路によれば、極性差Ｖ
PO と、オフセット誤差Ｖ OFF を別々に調整して除去でき
る利点が得られる。
Ｖ 1 の電圧を調整することにより、図５に示す絶対値特
性Ｓの極性差Ｖ PO を調整することができる。また、可変
電圧源Ｖ 2 を調整することにより、図５に示すオフセッ
ト誤差Ｖ OFF を除去する調整を行うことができる。この
ように、この発明の絶対値回路によれば、極性差Ｖ
PO と、オフセット誤差Ｖ OFF を別々に調整して除去でき
る利点が得られる。
【００２４】図６に他の変形実施例を示す。図６に示し
た実施例ではバイアス電流補償回路１M1とＩM2の代わり
にバッファ増幅器で構成したインピーダンス変換回路Ｂ
U1，ＢU2を第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２の各
入力回路に挿入し、第１トランスコンダクタンス増幅器
Ａ２に入力される正側と負側の電圧値を揃えるように構
成した場合を示す。
た実施例ではバイアス電流補償回路１M1とＩM2の代わり
にバッファ増幅器で構成したインピーダンス変換回路Ｂ
U1，ＢU2を第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２の各
入力回路に挿入し、第１トランスコンダクタンス増幅器
Ａ２に入力される正側と負側の電圧値を揃えるように構
成した場合を示す。
【００２５】図７はトランスインピーダンス増幅器Ａ４
の入力側に平滑コンデンサＣを接続し、電流加算器ＡＤ
Ｄからトランスインピーダンス増幅器Ａ４に入力する電
流加算信号を平滑化してトランスインピーダンス増幅器
Ａ４に入力するように構成した場合を示す。このよう
に、平滑コンデンサＣを設けた場合には、出力端子ＯＵ
Ｔに出力される電圧値は入力端子ＩＮに与えた交流信号
の平均値に対応した直流電圧となる。
の入力側に平滑コンデンサＣを接続し、電流加算器ＡＤ
Ｄからトランスインピーダンス増幅器Ａ４に入力する電
流加算信号を平滑化してトランスインピーダンス増幅器
Ａ４に入力するように構成した場合を示す。このよう
に、平滑コンデンサＣを設けた場合には、出力端子ＯＵ
Ｔに出力される電圧値は入力端子ＩＮに与えた交流信号
の平均値に対応した直流電圧となる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
正側及び負側の整流増幅を同一の増幅器Ａ１で実行する
から、正側と負側で伝播定数に変化はなく、特に周波数
が高い信号に対しても正側と負側で位相差が発生するこ
とはない。この結果、周波数の高い信号が入力されても
正しい絶対値を出力することができる利点が得られる。
正側及び負側の整流増幅を同一の増幅器Ａ１で実行する
から、正側と負側で伝播定数に変化はなく、特に周波数
が高い信号に対しても正側と負側で位相差が発生するこ
とはない。この結果、周波数の高い信号が入力されても
正しい絶対値を出力することができる利点が得られる。
【００２７】また、整流増幅回路１１の整流出力電圧を
第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２で受け、この第
１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２によって電流信号
に変換し、この電流Ｉ1 と、第２トランスコンダクタン
ス増幅器Ａ３とトランスインピーダンス変換器Ａ４で構
成されるカレントミラー回路で発生する電流Ｉ2 とを平
衡させて絶対値に対応した出力電圧を得る構成としたか
ら、第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２と第２トラ
ンスコンダクタンス増幅器Ａ３は何れも利得の制限を受
けることなく、高い周波数まで動作することができる。
よって、周波数の高い信号でも正確な実効値を測定でき
る利点が得られる。
第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２で受け、この第
１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２によって電流信号
に変換し、この電流Ｉ1 と、第２トランスコンダクタン
ス増幅器Ａ３とトランスインピーダンス変換器Ａ４で構
成されるカレントミラー回路で発生する電流Ｉ2 とを平
衡させて絶対値に対応した出力電圧を得る構成としたか
ら、第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ２と第２トラ
ンスコンダクタンス増幅器Ａ３は何れも利得の制限を受
けることなく、高い周波数まで動作することができる。
よって、周波数の高い信号でも正確な実効値を測定でき
る利点が得られる。
【００２８】また、図４に示した実施例のように、可変
電圧源Ｖ1 とＶ2 を整流増幅回路１１と、第２トランス
コンダクタンス増幅器Ａ３に接続することにより、絶対
値の極性誤差成分ＶPOとオフセット誤差成分ＶOFF を別
々に調整することができる。よって、これらの誤差成分
ＶPOとＶOFF を確実に除去できる利点が得られる。更
に、この発明では第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ
２は常に何れか一方の入力端子が共通電位として動作す
るから、コモン電圧による誤差が発生しない。よって実
効値又は平均値の測定精度の向上が期待できる。
電圧源Ｖ1 とＶ2 を整流増幅回路１１と、第２トランス
コンダクタンス増幅器Ａ３に接続することにより、絶対
値の極性誤差成分ＶPOとオフセット誤差成分ＶOFF を別
々に調整することができる。よって、これらの誤差成分
ＶPOとＶOFF を確実に除去できる利点が得られる。更
に、この発明では第１トランスコンダクタンス増幅器Ａ
２は常に何れか一方の入力端子が共通電位として動作す
るから、コモン電圧による誤差が発生しない。よって実
効値又は平均値の測定精度の向上が期待できる。
【図１】この発明による絶対値回路の一実施例を示す接
続図。
続図。
【図２】図１の動作を説明するための波形図。
【図３】この発明の変形実施例を説明するための接続
図。
図。
【図４】この発明の更に他の変形実施例を説明するため
の接続図。
の接続図。
【図５】図４に示した実施例の動作を説明するためのグ
ラフ。
ラフ。
【図６】この発明の更に他の実施例を説明するための接
続図。
続図。
【図７】この発明の更に他の実施例を説明するための接
続図。
続図。
【図８】従来の技術を説明するための接続図。
【図９】従来の技術の他の例を説明するための接続図。
１１ 整流増幅回路
Ａ１ 演算増幅器
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｒ２，Ｒ３ 帰還抵抗器
Ａ２ 第１トランスコンダクタンス増幅器
Ａ３ 第２トランスコンダクタンス増幅器
Ａ４ トランスインピーダンス増幅器
ＡＤＤ 電流加算器
Claims (4)
- 【請求項１】 Ａ．演算増幅器の出力側に逆極性に接続
した一対のダイオードと、 Ｂ．この一対のダイオードで整流される正と負の整流電
圧を別々に上記演算増幅器の反転入力端子に帰還させる
一対の帰還抵抗器と、 Ｃ．上記一対のダイオードで整流された正と負の整流電
圧が一方と他方の入力端子に供給されて正と負の整流電
圧の何れに対しても同一方向の電流信号に変換して出力
する第１トランスコンダクタンス増幅器と、 Ｄ．この第１トランスコンダクタンス増幅器が出力する
電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス
増幅器と、 Ｅ．このトランスインピーダンス増幅器が出力する電圧
信号が反転入力端子に与えられる第２トランスコンダク
タンス増幅器と、 Ｆ．上記第１トランスコンダクタンス増幅器及び第２ト
ランスコンダクタンス増幅器が出力する電流信号を加算
し、その加算結果を上記トランスインピーダンス増幅器
に与える電流加算器と、 によって構成したことを特徴とする絶対値回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の絶対値回路において、上
記トランスインピーダンス増幅器の出力側に利得設定手
段を設け、この利得設定手段で設定した帰還量で上記第
２トランスコンダクタンス増幅器に電圧信号を帰還させ
る構成としたことを特徴とする絶対値回路。 - 【請求項３】 請求項１記載の絶対値回路において、上
記演算増幅器の非反転入力端子と、上記第２トランスコ
ンダクタンス増幅器の非反転入力端子の双方に可変電圧
源を接続し、これら可変電圧源の電圧を調整することに
より、絶対値特性の極性誤差及びオフセット成分の誤差
を除去する構成としたことを特徴とする絶対値回路。 - 【請求項４】 請求項１記載の絶対値回路において、上
記第１トランスコンダクタンス増幅器の入力回路にバッ
ファ増幅器によって構成したインピーダンス変換器を設
け、上記第１トランスコンダクタンス増幅器に入力する
上記正及び負の極性誤差を除去する構成としたことを特
徴とする絶対値回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21651097A JP3460932B2 (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | 絶対値回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21651097A JP3460932B2 (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | 絶対値回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1164394A JPH1164394A (ja) | 1999-03-05 |
| JP3460932B2 true JP3460932B2 (ja) | 2003-10-27 |
Family
ID=16689569
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21651097A Expired - Fee Related JP3460932B2 (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | 絶対値回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3460932B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103149408B (zh) * | 2013-01-29 | 2015-07-01 | 深圳市金博联电力技术有限公司 | 一种微机保护装置及其电流采样电路 |
| CN111404491A (zh) * | 2020-03-25 | 2020-07-10 | 杭州顾宸科技有限公司 | 一种电压自动补偿的t型电阻网络跨阻放大电路 |
| CN112629719A (zh) * | 2020-12-29 | 2021-04-09 | 山东建筑大学 | 一种拉压力信号绝对值输出调理电路 |
-
1997
- 1997-08-11 JP JP21651097A patent/JP3460932B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1164394A (ja) | 1999-03-05 |
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