JP4332789B2 - 適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置 - Google Patents

Description

本発明は、適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置に関するものであり、詳しくは最大周期（最低回転数）を想定した１周期分のタップ数の適応フィルタを持たないで、少ないタップ数の適応フィルタにより演算回路規模を少なくすることによりシステムの小型化、低価格化、低消費電力化を図る適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置に関する。

従来技術における、適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置は、例えば、ビデオカメラの回転ドラムモータから発生する周期性ノイズを主要入力からキャンセルする同期型適応フィルタが存在し、それは、先願（特開平１１−１７６１１３号公報）等で提案されている。これらに使用している適応フィルタは、上記モータの回転に合わせて一定周期（たとえば１５０Ｈｚ）で発生するターゲットノイズに合わせ、フィルタ係数を適応的に更新して収束していくことでノイズ低減を実現している。

ところで今後のビデオカメラには、従来の磁気テープに変わる記録媒体として光ディスクやＨＤＤ（ハードディスクドライブ）が搭載され始めている。これらに使用されている光ディスクや磁気ディスクもスピンドルモータにより所定の回転数でドライブされるが、テープにおけるドラムモータと異なるのはドラムモータの場合には回転数がフォーマットにより規定された一定回転なのに対して、スピンドルモータでは、まず光ディスクの場合には、一般的にＣＬＶ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｌｉｎｅａｒ Ｖｅｌｏｃｉｔｙ）制御方式のためディスクの読み書き位置により回転数が異なる点がある。また磁気ディスクも読み書きするデータのビットレートにより回転数が異なり、たとえば標準画質（ＳＤ）信号を読み書きする場合と、高画質（ＨＤ）信号を読み書きする場合とではビットレートが異なってくる。また光ディスクや磁気ディスクでデータを読み書きしていない場合には、回転数を落とすことにより低消費電力化を図るようなアイドリングモードの場合もある。このようにディスクの場合には、モードによりスピンドルモータの回転数が異なるのが一般的である。
特開平１１−１７６１１３号公報（第６頁〜７頁 第１図）

しかしながら、従来技術で説明したビデオカメラの回転ドラムモータから発生する周期性ノイズを主要入力からキャンセルする同期型適応フィルタにおいて、スピンドルモータやディスクの回転によるメカニカルな騒音や振動は、当然ビデオカメラの内蔵マイクに入射して記録音声信号のＳ／Ｎを落とすことになり、特にビデオカメラが小型化されるにつれてノイズ発生源とマイクの距離は近づき、この問題が顕著化してくるという問題がある。

一方で夫々のモータ回転数を比較すると、現行のデジタルビデオカメラにおけるドラム回転数が９０００ｒｐｍ（１５０Ｈｚ）一定であるのに対して、ディスクの場合には数１００ｒｐｍから最高回転数は１００００ｒｐｍ以上の場合もある。そしてこの回転数増加に比例して、ドライブに必要な消費電力も増え、また前述したような騒音や振動ノイズは発生帯域が人間の聴覚感度が増す高域周波数にシフトしてくるために問題となるレベルまでに悪化してくるという問題もある。

又、従来例のドラム回転は一定回転であるために、前述のノイズ低減処理における内部パラメータはこの一定回転に合わせた固定値でよいが、ディスクのように回転数が変化する場合には、回転数の変化に合わせた内部パラメータに逐次最適化した方が効果的である。

従って、このような状況を踏まえて、光ディスクやＨＤＤ（ハードディスクドライブ）を使用したビデオカメラ等の内蔵マイクからの音声信号において、使用する回転数に依存して、騒音や振動が少ない低速回転領域では、前述のノイズ低減処理をＯＦＦにするか、低減効果を落としてシステムの低消費電力化を行い、高速回転領域ではノイズ低減処理をＯＮにし、低減効果をＵＰするようにパラメータを最適化するようにして、ノイズ低減処理の規模が小さくして、小型、低価格、低消費電力というメリットが生じる適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置について解決しなければならない課題を有する。

上記課題を解決するために、本願発明の適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置は、次に示す構成にすることである。

（１）適応ノイズ低減方法は、主要入力信号に含まれている低減対象周期性ノイズ信号と同期した参照入力パルス信号から、前記低減対象周期性ノイズ信号に近似する擬似ノイズ信号を得る適応フィルタと、前記主要入力信号から、前記適応フィルタから出力する擬似ノイズ信号を減算する減算手段とを備え、前記減算手段の出力信号が前記適応フィルタにフィードバックされて、前記減算手段の出力信号のノイズパワーが最小となるように前記適応フィルタで適応処理が行われる適応ノイズ低減方法であって、前記参照入力パルス信号の周期Ｔの期間を所定クロック周波数Ｓでカウントするカウンタ手段と、前記カウンタ手段よりのカウント値から前記適応フィルタの動作タイミングを生成するタイミング生成手段とを有し、前記適応フィルタの有する最大タップ数をＮｍとし、前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記参照入力パルス信号の周期Ｔが変化し、さらに前記周期Ｔのとり得る最大周期をＴｍａｘ（但しＴｍａｘ≧Ｔである）とすれば［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・最大周期Ｔｍａｘ］の関係にあり、さらに［最大タップ数Ｎｍ≧クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合と［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合とで前記適応フィルタでの適応処理を異ならせて、前記擬似ノイズ信号を出力することを特徴とするものである。
（２）前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにすることを特徴とする（１）に記載の適応ノイズ低減方法。
（３）前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにすることを特徴とする（１）に記載の適応ノイズ低減方法。
（４）前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを特徴とする（１）に記載の適応ノイズ低減方法。
（５）前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記適応フィルタで行う適応処理におけるステップゲイン及び忘却係数を可変することを特徴とする（１）に記載の適応ノイズ低減方法。
（６）前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにする、若しくは
前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにする、若しくは
前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを周期Ｔの変化に応じて、適宜切替えることを特徴とする（１）に記載の適応ノイズ低減方法。

（７）適応ノイズ低減装置は、主要入力信号に含まれている低減対象周期性ノイズ信号と同期した参照入力パルス信号から、前記低減対象周期性ノイズ信号に近似する擬似ノイズ信号を得る適応フィルタと、前記主要入力信号から、前記適応フィルタから出力する擬似ノイズ信号を減算する減算手段と、前記減算手段の出力信号が前記適応フィルタにフィードバックされて、前記減算手段の出力信号のノイズパワーが最小となるように前記適応フィルタで適応処理が行われる適応処理手段と、を備えた適応ノイズ低減装置であって、前記適応処理手段は、前記参照入力パルス信号の周期Ｔの期間を所定クロック周波数Ｓでカウントするカウンタ手段と、前記カウンタ手段よりのカウント値から前記適応フィルタの動作タイミングを生成するタイミング生成手段とを有し、前記適応フィルタの有する最大タップ数をＮｍとし、前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記参照入力パルス信号の周期Ｔが変化し、更に前記周期Ｔのとり得る最大周期をＴｍａｘ（但しＴｍａｘ≧Ｔである）とすれば［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・最大周期Ｔｍａｘ］の関係にあり、さらに［最大タップ数Ｎｍ≧クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合と［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合とで前記適応フィルタでの適応処理を異ならせて、前記擬似ノイズ信号を出力することを特徴とする。
（８）前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにすることを特徴とする（７）に記載の適応ノイズ低減装置。
（９）前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにすることを特徴とする（７）に記載の適応ノイズ低減装置。
（１０）前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを特徴とする（７）に記載の適応ノイズ低減装置。
（１１）前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記適応フィルタで行う適応処理におけるステップゲイン及び忘却係数を可変することを特徴とする（７）に記載の適応ノイズ低減装置。
（１２）前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにする、若しくは
前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにする、若しくは
前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを周期Ｔの変化に応じて、適宜切替えることを特徴とする（７）に記載の適応ノイズ低減装置。

以上のように、本発明によれば、請求項１に記載の適応ノイズ低減方法及び請求項７に記載の適応ノイズ低減装置においては、光ディスクやハードディスクのような回転周期が必要に応じてマイコン等から可変制御される記録媒体をもつマイク内蔵型ビデオカメラ等において、この回転により発生する各種周期性ノイズをマイク音声信号から適応処理により除去する場合に、ノイズパワーが人間の聴覚感度の低い低周波数帯に集中する低速回転領域においては部分的に除去する、又は除去帯域を狭めて除去する、若しくは適応処理を停止する等の手法で低減効果を落とし、高速回転領域では通常通りの適応処理を行って低減効果を上げるようにすることで、常に最大周期（最低回転数）を想定した１周期分のタップ数の適応フィルタを持つ必要が無く、少ないタップ数の適応フィルタにより演算回路規模を少なくでき、これによりシステムの小型化、低価格化、低消費電力化というメリットが生まれる。

請求項２に記載の適応ノイズ低減方法及び請求項８に記載の適応ノイズ低減装置においては、各種周期性ノイズのノイズパワーや聴覚感度が低い、低速回転領域ではノイズ低減を行わないようにすることで演算処理の負担を減らし、低消費電力化の効果がある。

請求項３に記載の適応ノイズ低減方法及び請求項９に記載の適応ノイズ低減装置においては、各種周期性ノイズのノイズパワーや聴覚感度が低い、低速回転領域ではノイズ低減を部分的に行うことで演算処理の負担を減らし、低消費電力化の効果がある。また１周期中でもノイズパワーが集中しているタイミングに合わせて、部分的にノイズ低減処理を行うことで低減効率を上げることもできる。

請求項４に記載の適応ノイズ低減方法及び請求項１０に記載の適応ノイズ低減装置においては、各種周期性ノイズのノイズパワーや聴覚感度が低い、低速回転領域では適応フィルタを動作させるクロック周波数を下げることにより、最大周期においてもすべてのタイミングでノイズ低減を行うことができる。これによりノイズ低減周波数帯域が狭くなるが、低速回転領域では発生ノイズも低域周波数側にシフトしているためにほとんど問題とならない。また本発明のようにクロック周波数を整数分周すれば、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路等の複雑な回路を用いることなく容易にクロック切替えが可能となる。

請求項５に記載の適応ノイズ低減方法及び請求項１１に記載の適応ノイズ低減装置においては、本文（３）式によるアルゴリズムにより適応フィルタの各タップの適応係数をサンプリング毎に更新していくと、ノイズ周期の短い場合には頻繁に係数更新が行われるのに対して、ノイズ周期がたとえば２倍になれば、係数更新周期も２倍に伸び、これにより係数収束時間も長くなってしまう。従ってノイズ周期変化に合わせてパラメータのステップゲインμと忘却係数λを可変することにより、係数収束時間をノイズ周期変化にかかわらず一定にすることができる。

請求項６に記載の適応ノイズ低減方法及び請求項１２に記載の適応ノイズ低減装置は、回転数の変化に合わせるようにして、［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないように切替える、または適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにする、またはクロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを周期Ｔの変化に応じて、適宜切替えて使用することにより、より最適なノイズ低減効果を得ることができる。たとえば最も低速回転領域では請求項２及び請求項８に示すノイズ低減をすべてのタイミングでＯＦＦにし、中速回転領域では請求項３若しくは４及び請求項１０若しくは１１に示す、より低減能力を落としたノイズ低減を行い、さらに［最大タップ数Ｎｍ≧クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の高速回転領域では通常通りの適応処理を行って低減効果を上げることにより、より細かな適応処理の制御が可能になる。

次に、本願発明に係る適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置の実施形態について、図面を参照して、以下説明する。

本願発明に係る適応ノイズ低減方法を具現化することができる適応ノイズ低減装置について、先ず、図１に示す一般的な適応ノイズ低減ブロック図を参照して説明する。
端子１からの主要入力信号Ｓと端子２からのノイズ信号Ｎが模式的に加算器８で単純加算され、減算手段に相当する加算器９の＋端子に入力される。また端子３よりノイズ信号Ｎに相関性の高い参照入力信号Ｘが入力し、適応フィルタ６とＬＭＳ演算５に入力される。ＬＭＳ演算５は前記適応フィルタ６の内部係数をＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ；最小二乗平均）アルゴリズムにしたがって適宜更新して疑似ノイズ信号を生成し、適応フィルタ出力信号Ｙとして前記加算器９の−端子に入力して＋端子の信号から減算し、主要入力信号Ｓの推定値である推定値出力信号Ｓ＾を端子１０より出力するとともに、ステップゲイン７を介して、残差信号Ｅとして前記ＬＭＳ演算５に帰還する（（１）式参照）。

図１において、ノイズ信号Ｎは除去対象のターゲットノイズであり、適応フィルタ６は参照入力信号Ｘからノイズ信号Ｎに近似した疑似ノイズである適応フィルタ出力信号Ｙを出力し、加算器９でノイズ信号Ｎとキャンセルしたエラー成分と主要入力信号Ｓが推定値出力信号Ｓ＾として出力されるとともにステップゲイン７を施して、ＬＭＳ演算５に帰還する。

ステップゲイン７はステップサイズとも呼ばれ、ＬＭＳアルゴリズムにおける収束スピードを決定するパラメータであり、この係数が大きいと収束が早くなるが収束後の精度が落ち、逆に小さいと収束は遅くなるが収束後の精度が上がるため、使用する適応システム条件により最適化して設定される。
更に、ＬＭＳ演算５はこの残差信号Ｅと参照入力信号ＸからＬＭＳアルゴリズムにより適応フィルタ６の係数を適宜更新し、前記残差信号Ｅ成分が最小となるように帰還ループが構成されている。

次に、図２で図１の適応フィルタ６について説明する。先ず、図２の参照入力信号Ｘは図１の参照入力信号Ｘに相当し、破線で囲まれる適応フィルタ６とＬＭＳ演算５とに入力される。

適応フィルタ６はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；有限インパルス応答）フィルタで構成されており、それぞれのタップにある適応フィルタ係数ＷをＬＭＳアルゴリズムにしたがって適応的に更新していく。ここでは（ｍ＋１）タップのＦＩＲフィルタを示しており、１１１〜１１ｍは単位サンプリング時間の遅延であり、Ｘ０〜Ｘｍはそれぞれの遅延が施された参照入力信号であり、１２０〜１２ｍは係数乗算用の乗算器であり、Ｗ０〜Ｗｍは乗算器の係数である。それぞれの乗算器１２０〜１２ｍからの出力は加算器１３にてすべて加算されて適応フィルタ出力信号Ｙとして出力される。したがって適応フィルタ出力信号Ｙは以下に示す（２）式で表わされる。

ここで、上記適応フィルタ出力信号Ｙは図１の適応フィルタ出力信号Ｙに相当する。（２）式によれば適応フィルタ出力信号Ｙは、そのサンプルにおける適応フィルタ係数Ｗと参照入力信号Ｘの、（ｍ＋１）タップの畳み込み演算で求められるが、本発明においては参照入力信号Ｘに周期パルスから生成される単位サンプル時間のインパルス信号が入力され、このインパルス信号により先願（特開平１１−１７６１１３号公報）のような畳み込み演算が行われる。
更に、ＬＭＳ演算５では、前述の参照入力信号Ｘと残差信号Ｅから以下に示す（３）式にしたがってそれぞれの適応フィルタ係数Ｗ０〜Ｗｍを単位サンプリング毎に更新していく。

ここで（３）式においてそれぞれの小文字ｋはサンプリング時間経過を表わしており、ｋサンプリング目のＷｋが現在の適応フィルタ係数とすれば、Ｗｋ−１はｋ−１サンプリング目、つまり１サンプリング過去の適応フィルタ係数を表わしている。

そしてλは忘却係数と呼ばれ、通常は１よりもわずかに小さい値に設定することで、過去の適応フィルタ係数に対する重みを小さくして、現在から遠ざかるほど過去のデータを棄却するように適応処理を動作させることができる。またμは前述のステップゲインであり、残差信号Ｅは図１における残差信号Ｅに相当する。このようにＬＭＳ演算５は適応フィルタ６における適応フィルタ係数Ｗを、残差信号Ｅに含まれる参照入力信号Ｘに相関の高い信号を常に最小にするように（３）式で更新するため、図１における参照入力信号Ｘにターゲットノイズもしくは、ターゲットノイズに相関性の高い信号を入力することで主要入力信号Ｓに含まれるノイズ成分を最小にすることができる。

次に、図３で周期性ノイズ低減処理ブロックについて説明する。なお図１と同一機能のブロックには同じ参照番号を付して説明する。
先ず、図１同様に端子１からの主要入力信号Ｓと端子２からのノイズ信号Ｎが模式的に加算器８で単純加算され、減算手段に相当する加算器９の＋端子に入力し、−側端子の破線で囲まれる適応信号処理２０からの疑似ノイズ信号Ｙｋを減算して、主要入力信号のみが端子１０より出力されると共に、前述のステップゲイン７を介してエラー信号が適応信号処理２０に入力される。また端子３から参照入力信号として周期パルス信号が、端子２１からサンプリングクロック信号が適応信号処理２０に入力される。またサンプリングクロック信号は、主要入力信号Ｓ及びノイズ信号Ｎのサンプリング周波数と一致している。

ここで適応信号処理２０は、図２と同様のＬＭＳアルゴリズムにより係数更新を行う適応フィルタで構成されており、その処理は端子２１よりのサンプリングクロック信号に同期して行われる。
そして図３においては、端子２１よりのサンプリングクロック信号と、端子３よりの周期パルス信号をカウンタ手段２２に入力して、入力周期をサンプリングクロック信号でカウントし、そのカウント値をタイミング発生手段２４に入力して所定のタイミングパルス信号を生成する。そしてこのタイミングパルス信号からリードアドレス生成手段２３にてインパルス信号Ｘｋを０〜ｍまで順に生成し、ライトアドレス生成手段２５にてインパルス信号Ｘｋ−１を０〜ｍまで順に生成し、夫々をＳＲＡＭ等で構成されるアキュムレータ２６のリードアドレス及びライトアドレスとして入力する。このアキュムレータ２６は最大ｍ＋１ワード（ｍ＋１タップ）の所定ビット長のレジスタをもっている。
そして、ｍ＋１タップのアキュムレータ２６には１周期内の所定タイミングにリードアドレスＸｋもしくはライトアドレスＸｋ−１にしたがって指定のアドレスに適応係数Ｗがリード／ライトされるように成されている。また加算器２８の一方の端子には、前記エラー信号Ｅｋにステップゲインμを乗じた２μＥｋが、加算器２８の他方の端子にはアキュムレータ２６のアドレスＸｋからリードされたデータＷｋに忘却係数乗算部２９で忘却係数λを乗じた信号が入力し、両者を加算した加算器２８の出力に単位サンプル時間遅延２７を施して、先のアキュムレータ２６のＷｋ−１アドレスにライトされる。また同様にＷｋアドレスから１周期前の疑似ノイズ信号Ｙｋがリードされる。これにより図３は、適応フィルタ係数Ｗを、エラー信号Ｅに含まれるドラム基準信号Ｘに相関の高い信号であるノイズ成分を常に最小にするように上記示した（３）式で更新し、端子１０からは常にノイズ低減が成された主要信号出力が得られる。

次に、図４で図３における適応フィルタの一定周期のアドレス生成タイミング例１を説明する。先ず、周期パルスの１周期時間をＴｍ［ｓ］とし、サンプリング周波数をＳ［Ｈｚ］とすれば、アキュムレータ２６を構成するワード数ｍ（以降はタップ数ｍとする）は次に示す（４）式となる。

従って、サンプリング周波数Ｓ若しくは周期パルス信号の１周期時間Ｔが変化することで使用するタップ数ｍが変化するが、以降の説明においては最大がｍタップのアキュムレータであるとし、図４ではｍタップすべてが使用されている。先ず、周期パルス信号（図４（ａ））の１周期（時間Ｔｍ）をサンプリングクロックでカウンタ手段にてカウントする（図４（ｂ））。このとき（４）式のように０からＮｍまでのｍタップがカウントされ、これにあわせてリード／ライトアドレス生成手段にてたとえばＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｍまでのアドレスが生成される(図４（ｃ）)。そしてこれが周期パルス信号の入力する毎に繰り返し行われる。

次に、図５のアドレス生成タイミング例２で周期パルス信号（図５（ａ））の１周期（時間ＴＡ）が、Ｔｍ＞ＴＡの場合について説明する。このときカウンタ手段にて０からＮＡまでのＡタップがカウントされ（図５（ｂ））、これにあわせてリード／ライトアドレス生成手段にてたとえばＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ ＸＡまでのアドレスが生成される(図５（ｃ）)。そしてこれが周期パルス信号の入力する毎に繰り返し行われる。このようにＴｍ＞ＴＡの場合には、ＴＡが変化しても基本的にサンプリング周波数Ｓに対して（１／ＴＡ）［Ｈｚ］〜Ｓ／２［Ｈｚ］までの周波数帯域でノイズ低減効果は維持され、その効果に大きな変化は発生しない。

更に、図６のアドレス生成タイミング例３で周期パルス（図６（ａ））の１周期（時間ＴＢ）が、Ｔｍ＜ＴＢの場合について説明する。このときカウンタ手段にて０からＮＢまでのＢタップがカウントされるが（図６（ｂ））、アキュムレータは最大ｍタップであるためにリード／ライトアドレス生成手段ではたとえばＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｍまでのアドレスが生成される(図６（ｃ）)。そしてこれが周期パルス信号の入力する毎に繰り返し行われる。したがってＴｍ＜ＴＢの場合には、Ａｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｍまでのアドレスが生成された領域のみノイズ低減が行われる。

又、図７のアドレス生成タイミング例４は図６と同様のＴｍ＜ＴＢの場合であるが、カウンタ手段における０からＮＢまでの任意のカウント期間において、リード／ライトアドレス生成手段でたとえばＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｍまでのアドレスを生成している(図７（ｃ）)。これにより１周期期間の、たとえばノイズパワーの大きなタイミングに合わせて効率的にノイズ低減を行うこともできる。

次に、図８のアドレス生成タイミング例５で周期パルス信号（図８（ａ））の１周期（時間ＴＣ）が、Ｔｍ＜ＴＣの場合について説明するが、これは図６、図７のＴｍ＜ＴＢの場合とは別の実施例である。まずカウンタ手段にて０からＮＣまでのＣタップがカウントされる（図８（ｂ））。さらにタイミング発生手段では前記カウンタ手段のカウント値をたとえば２分周するようなタイミングを生成する（図８（ｂ'））。ここでＣが２で割り切れる場合には下段のようにタイミング生成され、割り切れない場合には上段のようにＣ−１若しくはＣ＋１（図示せず）の２で割り切れるカウント値が使用されてタイミング生成される。そしてこの場合にはサンプリング周波数Ｓに対してＳ／２となるために、前述の（４）式は、以下の(５)式のようになる。

つまり（４）式、(５)式よりタップ数ｍが同じでも、次に示す（６）式を得ることができる。

（６）式のようにＴＣはＴｍの２倍の周期パルス信号まで対応できる。従って、このように生成されたタイミングに対してリード／ライトアドレス生成手段にて、たとえばＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｎまでのアドレスが生成される(図８（ｃ）)。そしてこれが周期パルス信号の入力する毎に繰り返し行われる。これにより処理できる周波数帯域はサンプリング周波数Ｓに対して（１／ＴＣ）［Ｈｚ］〜Ｓ／４［Ｈｚ］と狭くなりノイズ低減効果は落ちてしまうが、ノイズ発生源の回転数が低くなっているためにノイズパワーも低域周波数にシフトしており、その影響は少ない。
又、図８の例ではタイミング発生手段にてサンプリング周波数Ｓに対してＳ／２としたが、これに限るものではなく、Ｓ／３やＳ／４のように、さらに整数分の１にしてもよく、この場合にはＴＣもＴｍの整数倍の周期パルスまで対応できる。またこのようにサンプリング周波数が間引き（デシメート）変換された場合には、図３のアキュムレータ２６から擬似ノイズ信号Ｙｋをリードするときに、整数倍の補間（インターポレート）変換する（図示せず）ことで、複雑なＰＬＬ回路等を必要とせずに、容易にサンプリング周波数を一致させることができ、整数倍の利点がある。

次に、図１０で本発明のノイズ低減全体ブロック例１について説明する。マイク３０からの信号は増幅器ＡＭＰ３１を介してアナログ−デジタルコンバータＡＤＣ３２にてデジタル信号に変換され、前述の図３のように構成されるノイズ低減処理５０に入力される。
又、クロック生成３３からはサンプリングクロックが前記ＡＤＣ３２及びノイズ低減処理５０に入力されて信号処理に使用される。さらに前記ノイズ低減処理５０に入力した信号は、加算器５１の＋側端子に入力し、−側端子からの擬似ノイズ信号を減算して出力端子３４より出力されるとともに、リミッタ処理５４と、ステップゲイン処理５３を介して図３の適応信号処理２０と同様に構成される適応信号処理５２に入力されて擬似ノイズ信号が生成され、オンオフＳＷ５５を介して先の加算器５１に入力される。また適応信号処理５２には制御マイコン４０より周期パルス信号４１が入力し、オンオフＳＷ５５には同様にキャンセルオン／オフ制御信号４２が入力している。さらに前記制御マイコン４０はディスク型記録再生装置の制御を行っており、ここではＨＤＤ（ハードディスク装置）で説明する。

ＨＤＤは、ハードディスク３６の表面上の磁性膜にＶＣＭ（ボイスコイルモータ）３８に取り付けられた磁気ヘッド３５により情報を読み書きするように成されているが、ハードディスク３６はスピンドルモータ３７により所定の回転数を保持するように制御マイコン４０からのサーボ信号３９により制御される。そして前記周期パルス信号４１はハードディスク３６及びスピンドルモータ３７の回転周期にあわせて生成されている。

ここで図１０の動作について説明する。マイク３０には通常の音声の他に、スピンドルモータ３７の電磁音、軸受け騒音や、ハードディスク３６の回転による騒音や振動などが伝達してしまい音声のＳ／Ｎを悪化させる。そして、このノイズは従来技術項で述べたように、回転数の増加に依存して帯域が人間の聴覚に敏感な高域周波数にシフトしてくるためにこのＳ／Ｎの悪化が顕著になってくる。従って、本発明では前記回転数を制御マイコン４０にて検出し、回転数がＳ／Ｎにあまり影響のない低回転領域では前記オンオフＳＷ５５をキャンセルオン／オフ制御信号４２によりキャンセルオフにして低消費電力化及び回路規模を削減し、Ｓ／Ｎの悪化する高回転領域ではキャンセルオンにしてＳ／Ｎを改善するようにしている。

具体例として図１４のパラメータ最適化例４に示すように、横軸の回転数が所定回転数より低い場合には、図１０の適応信号処理５２からの擬似ノイズ信号をオンオフＳＷ５５にて常時オフにして加算器５１で減算しないようにする。そして回転数が所定回転数より高い場合には、前記擬似ノイズ信号をオンオフＳＷ５５にて常時オンにして加算器５１で減算し、ノイズ低減を行うようにする。

又、図１５のパラメータ最適化例５に示すように、常時オンと常時オフの中間にオンオフ制御を設けるようにしても良い。つまり図１２のパラメータ最適化例２に示すように、周期パルスの１周期時間ＴＢに対してリード／ライトアドレス生成手段にてアドレス生成されるＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｍまでの期間のみ、前記擬似ノイズ信号をオンにし、アドレス生成がない期間では前記擬似ノイズ信号をオフにする（図１２（ｄ））。これにより常時オンと常時オフの中間のノイズ低減効果が得られる。

尚、図１０におけるリミッタ５４は、一般的にはマイクに入射する前述したようなノイズは、同時に入力する音声レベルよりもレベルが小さいことを利用して、適応信号処理５２に大レベルの音声信号が入力しないようにリミッタをかけて誤動作を防いでいる。

次に、図１１で本発明のノイズ低減全体ブロック例２について説明するが、図１０と同一の機能ブロックには同一の参照番号を付して説明を省略する。ノイズ低減処理６０には制御マイコン４０より周期パルス信号４１とステップゲインμ制御信号４２Ａと忘却係数λ制御信号４３が入力し、前記ステップゲインμ制御信号４２Ａはステップゲイン処理５３にてステップゲインμを制御するように成され、前記忘却係数λ制御信号４３は適応信号処理５２の忘却係数λを制御するように成されている。

そして、図１３のパラメータ最適化例３に示すように、周期パルスの１周期時間ＴＢに対してリード／ライトアドレス生成手段にてアドレス生成されるＡｄｒ Ｘ０からＡｄｒ Ｘｍまでの期間のみ前記ステップゲインμと忘却係数λを所定値に制御し、アドレス生成がない期間では前記ステップゲインμと忘却係数λをゼロにする（図１３（ｄ）、図１３（ｅ））。つまり前述した（３）式のように適応フィルタ係数Ｗｋは、サンプリング毎に所定のステップゲインμと忘却係数λを、右辺の第２項と第１項に夫々乗じて更新されるために、前述のようにステップゲインμと忘却係数λをゼロにすると適応フィルタ係数Ｗｋはゼロになり、これを適応信号処理５２より出力することで図１０のオンオフＳＷ５５をオフにしたのと同様の効果が得られる。したがって同様に図１４、図１５のように制御することが可能である。

本発明では、アキュムレータ内の各アドレスにある適応フィルタ係数Ｗを、上記（３）式に従ってサンプリング毎に更新していく。例えば、回転数が１２００ｒｐｍでは毎秒２０回、各アドレスの適応フィルタ係数が更新されるが、３６００ｒｐｍでは毎秒６０回、各アドレスの適応フィルタ係数が更新される。つまり、回転数により更新頻度が変化し、収束パラメータであるステップゲインμと忘却係数λが常に一定だと、回転数が高くなるに従ってパラメータの乗算頻度も増加し、最適な収束特性の傾きがずれてしまう。
従って、図９に示すように、回転数によりパラメータ値を変化させることにより、最適な収束特性を維持するようにしている。つまり、ステップゲインμと忘却係数λは、どちらも１よりも小さい値に設定されるために、回転数が高くなり、パラメータの乗算頻度が増加した場合には、１に近づけるように値を大きくして、収束特性の変化の傾きを小さくしてやり、逆に回転数が低くなり、パラメータの乗算頻度が低下した場合には、値を小さくして、収束特性の変化の傾きを大きくして、収束特性の傾きが常に一定になるようにしている。
尚、図９ではパラメータを段階的操作しているが、段階をさらに細かく操作すれば、一層最適な収束特性が維持できる。

光ディスクやハードディスクのような回転周期が必要に応じてマイコン等から可変制御される記録媒体をもつマイク内蔵型ビデオカメラ等において、この回転により発生する各種周期性ノイズをマイク音声信号から適応処理により除去する場合に、ノイズパワーが人間の聴覚感度の低い低周波数帯に集中する低速回転領域においては部分的に除去する、又は除去帯域を落として除去する、若しくは適応処理を停止する等の手法で低減効果を落とし、高速回転領域では通常通りの適応処理を行って低減効果を上げるようにすることで、常に最大周期（最低回転数）を想定した１周期分のタップ数の適応フィルタを持つ必要が無く、少ないタップ数の適応フィルタにより演算回路規模を少なくでき、これによりシステムの小型化、低価格化、低消費電力化された適応ノイズ低減方法及び適応ノイズ低減装置を提供することができる。

本発明に係る一般的な適応ノイズ低減ブロック図である。 同、ＬＭＳ適応フィルタのブロック図である。 同、周期性ノイズ低減処理ブロック図である。 同、アドレス生成タイミングの例１である。 同、アドレス生成タイミングの例２である。 同、アドレス生成タイミングの例３である。 同、アドレス生成タイミングの例４である。 同、アドレス生成タイミングの例５である。 同、パラメータ最適化の例１である。 同、ノイズ低減全体ブロック図の例１である。 同、ノイズ低減全体ブロック図の例２である。 同、パラメータ最適化の例２である。 同、パラメータ最適化の例３である。 同、パラメータ最適化の例４である。 同、パラメータ最適化の例５である。

符号の説明

１；入力端子、２；入力端子、３；入力端子、５；ＬＭＳ演算、６；適応フィルタ、７；ステップゲイン、８；加算器、９；加算器、１０；出力端子、２１；入力端子、２２；カウンタ手段、２３；リードアドレス生成手段、２４；タイミング発生手段、２５；ライトアドレス生成手段、２６；アキュムレータ、２７；単位サンプル時間遅延、２８；加算器、２９；忘却係数乗算部、３０；マイク、３１；アンプ、３２；ＡＤＣ、３３；クロック生成、３４；出力端子、３５；磁気ヘッド、３６；ハードディスク、３７；スピンドルモータ、３８；ＶＣＭ、３９；サーボ信号、４０；制御マイコン、４１；周期パルス信号、４２；キャンセルオン／オフ制御信号、４２Ａ；ステップゲインμ制御信号、５０；ノイズ低減処理、５１；加算器、５２；適応信号処理、５３；ステップゲイン、５４；リミッタ、５５；オンオフＳＷ。

Claims (12)

1. 主要入力信号に含まれている低減対象周期性ノイズ信号と同期した参照入力パルス信号から、前記低減対象周期性ノイズ信号に近似する擬似ノイズ信号を得る適応フィルタと、前記主要入力信号から、前記適応フィルタから出力する擬似ノイズ信号を減算する減算手段とを備え、
   前記減算手段の出力信号が前記適応フィルタにフィードバックされて、前記減算手段の出力信号のノイズパワーが最小となるように前記適応フィルタで適応処理が行われる適応ノイズ低減方法であって、
   前記参照入力パルス信号の周期Ｔの期間を所定クロック周波数Ｓでカウントするカウンタ手段と、前記カウンタ手段よりのカウント値から前記適応フィルタの動作タイミングを生成するタイミング生成手段とを有し、
   前記適応フィルタの有する最大タップ数をＮｍとし、前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記参照入力パルス信号の周期Ｔが変化し、さらに前記周期Ｔのとり得る最大周期をＴｍａｘ（但しＴｍａｘ≧Ｔである）とすれば［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・最大周期Ｔｍａｘ］の関係にあり、さらに［最大タップ数Ｎｍ≧クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合と［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合とで前記適応フィルタでの適応処理を異ならせて、前記擬似ノイズ信号を出力することを特徴とする適応ノイズ低減方法。
2. 前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにすることを特徴とする請求項１に記載の適応ノイズ低減方法。
3. 前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにすることを特徴とする請求項１に記載の適応ノイズ低減方法。
4. 前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを特徴とする請求項１に記載の適応ノイズ低減方法。
5. 前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記適応フィルタで行う適応処理におけるステップゲイン及び忘却係数を可変することを特徴とする請求項１に記載の適応ノイズ低減方法。
6. 前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにする、若しくは
   前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにする、若しくは
   前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを周期Ｔの変化に応じて、適宜切替えることを特徴とする請求項１に記載の適応ノイズ低減方法。
7. 主要入力信号に含まれている低減対象周期性ノイズ信号と同期した参照入力パルス信号から、前記低減対象周期性ノイズ信号に近似する擬似ノイズ信号を得る適応フィルタと、
   前記主要入力信号から、前記適応フィルタから出力する擬似ノイズ信号を減算する減算手段と、
   前記減算手段の出力信号が前記適応フィルタにフィードバックされて、前記減算手段の出力信号のノイズパワーが最小となるように前記適応フィルタで適応処理が行われる適応処理手段と、
   を備えた適応ノイズ低減装置であって、
   前記適応処理手段は、前記参照入力パルス信号の周期Ｔの期間を所定クロック周波数Ｓでカウントするカウンタ手段と、前記カウンタ手段よりのカウント値から前記適応フィルタの動作タイミングを生成するタイミング生成手段とを有し、
   前記適応フィルタの有する最大タップ数をＮｍとし、前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記参照入力パルス信号の周期Ｔが変化し、更に前記周期Ｔのとり得る最大周期をＴｍａｘ（但しＴｍａｘ≧Ｔである）とすれば［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・最大周期Ｔｍａｘ］の関係にあり、さらに［最大タップ数Ｎｍ≧クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合と［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合とで前記適応フィルタでの適応処理を異ならせて、前記擬似ノイズ信号を出力することを特徴とする適応ノイズ低減装置。
8. 前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにすることを特徴とする請求項７に記載の適応ノイズ低減装置。
9. 前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにすることを特徴とする請求項７に記載の適応ノイズ低減装置。
10. 前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを特徴とする請求項７に記載の適応ノイズ低減装置。
11. 前記低減対象周期性ノイズ信号の周期変化に応じて前記適応フィルタで行う適応処理におけるステップゲイン及び忘却係数を可変することを特徴とする請求項７に記載の適応ノイズ低減装置。
12. 前記適応処理手段において、前記［最大タップ数Ｎｍ＜クロック周波数Ｓ・周期Ｔ］の場合には、前記適応フィルタからの出力信号である擬似ノイズ信号をゼロにして適応処理を行わないようにする、若しくは
    前記適応フィルタの動作タイミング以外において前記適応フィルタからの出力信号をゼロにする、若しくは
    前記クロック周波数Ｓを所定比で分周して前記適応フィルタの動作タイミングを変更することを周期Ｔの変化に応じて、適宜切替えることを特徴とする請求項７に記載の適応ノイズ低減装置。
    
    
    
    
    
    
    
    
    
    

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