JP4313253B2

JP4313253B2 - パラレルシーム接合装置

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Publication number: JP4313253B2
Application number: JP2004184378A
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Inventors: 秋男小松
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Filing date: 2004-06-23
Publication date: 2009-08-12
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Description

この発明は、半導体素子などの回路部品を収容してなるパッケージとこのパッケージを密閉するためのキャップとを接合又はろう付けによって固着するパラレルシーム接合装置に関する。

従来、半導体素子などのような回路部品を収納してなるパッケージと、このパッケージの開口部を覆って気密封止する蓋となるキャップとを接合するには、図９（Ａ）に示すように、一対のローラ電極５１をパッケージ５３とキャップ５５との互いに対向する周縁に沿って転動させながら、これらローラ電極間に溶接電流を流して接合を行っている。ローラ電極５１に給電される電力については、図９（Ｂ）に示すように５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用交流電力を位相制御して、必要な交流電力を供給する一般的な方法と、商用電力を整流回路によって一端直流電力に変換し、その直流電力を通常のインバータ回路によって所望の周波数の交流電力に変換して、図９（Ｃ）に示すような所望周波数の交流電力を供給する方法などが既に提示されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

特許文献１の発明による電力供給方法は、インバータ周波数１ｋＨｚ程度で正負一対のパルス（図９（Ｃ））を溶接トランスに供給することによって、その溶接トランスを偏励磁させることなく動作させ、また、適当な冷却時間を設けることによって蓄熱現象に対応しながら、交流電力をローラ電極間に供給している。インバータ回路は溶接電流の繰り返し周波数を１ｋＨｚ〜２ｋＨｚと高くすることができるという利点はあるものの、特許文献２にも述べられているように、インバータ周波数が１ｋＨｚ〜２ｋＨｚと高くなると、表皮効果によって、本来の接合部であるパッケージとキャップとを通して流れる溶接電流が減少し、キャップを通して流れる電流が増大するために、満足の行く溶接ができなくなる場合もある。また、１ｋＨｚ〜２ｋＨｚは可聴周波数であり、耳障りな騒音が発生するので、可聴周波数よりも高い周波数、例えば２０ｋＨｚ以上にすると、前述のように表皮効果によって溶接に寄与する電流が更に少なくなるので、可聴周波数よりも高い周波数まで高周波化することは難しい。このことは、溶接トランスの小型化にとっても中途半端になり、満足するほど小型化はできない。

特許文献２の発明による電力供給方法は、特許文献１の発明による電力供給方法の問題点を解決するために、インバータ周波数を２５０Ｈｚ〜５００Ｈｚと低周波数にしているが、この電力供給方法の場合には、インバータのパルス幅制御だけで溶接電流の幅と冷却時間とを制御することになるので、それらの制御範囲が制約されてしまい、種々の大きさ、材料のパッケージに対応できない場合があり、また、インバータ周波数が低いので、溶接トランスが大型化してしまうという問題がある。

さらに、特許文献１、２の発明における問題点を解決する溶接装置として、インバータ回路によって高周波電力に変換した高周波交流電力を溶接トランスの２次側に備えた整流回路によって直流電力に変換し、パッケージとキャップとに直流出力電力を供給して溶接するものも開示されている（例えば、特許文献３参照）。特許文献３の発明の溶接装置は、特にパラレルシーム接合を意図したものでは無いので、高周波インバータ回路で前記直流出力電力のパルス幅を制御しても、パラレルシーム接合装置において解決しなければならない蓄熱現象による問題を回避するのは難しい。
特開平９−２０６９５７号公報特開２０００−３０１３５１公報特開平６−７１４６１号公報

特許文献１ないし特許文献３の発明によれば、それぞれ前述したような問題点を包含しており、本発明では、そのような問題点をすべて解決し、かつ従来構造の接合だけでなく、パッケージとキャップとを銀ろうのようなろう材によるろう付けにも対応できるパラレルシーム接合を提供することを課題としている。

前述の課題を解決するために、第１の発明は、交流入力電源と、前記交流入力電源からの交流電力を直流電力に変換する入力側整流回路と、その入力側整流回路から前記直流電力が供給されるコンデンサと、半導体スイッチを備えるインバータ部と前記半導体スイッチを前記交流入力電源の周波数に比べて高いスイッチング周波数でオンオフさせる制御部とを備えるインバータ回路と、そのインバータ回路が接続されている１次巻線と出力側整流回路が接続されている２次巻線とを有する溶接トランスとを備え、回路部品を収容しているパッケージとキャップとにローラ電極を介して溶接電流を流して前記パッケージとキャップとを固着するパラレルシーム接合装置において、前記インバータ回路の前記制御部は、高い周波数の高周波パルス信号Ｈと、高周波パルス信号Ｈに比べて低い周波数の低周波パルス幅制御信号ＬとをＡＮＤ論理し、このＡＮＤ論理で得られた信号により、インバータ運転時間Ｔ１において前記インバータ部を高周波パルス信号Ｈの高い周波数でスイッチング動作させ、低周波パルス幅制御信号Ｌのデューティサイクルによって、前記インバータ部がスイッチング動作しないインバータ運転停止時間Ｔ２をインバータ運転時間Ｔ１よりも長くなるように決め、インバータ運転時間Ｔ１において、高周波パルス信号Ｈの高周波数で前記半導体スイッチがスイッチングすることにより得られる高周波交流電流を前記溶接トランスを通して前記出力側整流回路に出力して脈動するパルス状直流電流とし、前記溶接トランスの２次側回路は、前記パルス状直流電流をインバータ運転時間Ｔ１の時間内では、前記脈動を断続させないインダクタンスを有し、前記パルス状直流電流を前記溶接電流として前記パッケージとキャップとに通電することを特徴とするパラレルシーム接合装置を提供するものである。

第２の発明は、前記第１の発明において、前記インバータ回路の制御部は、溶接電流を検出する電流検出回路、電流設定回路、前記電流検出回路で検出された検出信号と前記電流設定回路からの電流設定信号とを演算して、それの差に相当する信号を出力する演算回路、該演算回路からの信号に応じて溶接電流の前記検出信号が前記電流設定信号に等しくなるような駆動信号を前記インバータ部に与える駆動回路で構成され、前記駆動回路は、可聴周波数を越える高周波の高周波パルス信号Ｈを発生する高周波信号発生回路、前記高周波パルス信号Ｈに比べて低周波数パルス幅制御信号Ｌを発生するＰＷＭ信号発生回路、前記高周波パルス信号Ｈと前記パルス幅制御信号ＬとのＡＮＤ論理を行うＡＮＤ論理回路、及び該ＡＮＤ論理回路からの信号を分周して前記インバータ部の前記半導体スイッチそれぞれの駆動端子に駆動信号を出力する分周・電力増幅回路からなることを特徴とするパラレルシーム接合装置を提供するものである。

第３の発明は、前記第１の発明又は前記第２の発明において、前記インバータ運転時間の途中から前記インバータ回路の前記半導体スイッチのオンパルス幅を急激に小さくして、前記パルス状直流電流を段階的に減少させることを特徴とするパラレルシーム接合装置を提供する。

第４の発明は、前記第１の発明ないし前記第３の発明のいずれかにおいて、前記インバータ運転時間の途中から前記インバータ回路の前記半導体スイッチのオンパルス幅を徐々に小さくして、前記パルス状直流電流を所定の傾斜又は曲線に従って減少させることを特徴とするパラレルシーム接合装置を提供する。

第５の発明は、前記第１の発明ないし前記第４の発明のいずれかにおいて、前記インバータ運転時間における前記半導体スイッチのオンパルス幅は、その直ぐ前の前記インバータ運転時間における前記半導体スイッチのオンパルス幅よりも小さいことを特徴とするパラレルシーム接合装置を提供する。

第６の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記パッケージとキャップとの接合工程の途中から前記インバータ運転時間を短くして前記インバータ運転停止時間を長くすることを特徴とするパラレルシーム接合装置を提供する。

前記第１ないし第６の発明によれば、高周波化による表皮効果の影響が無く、かつ蓄熱現象による問題点を解決し、パッケージとキャップとを良好に接合することができる。特に、前記第３の発明ないし第６の発明によれば、パッケージとキャップとを銀ろうでろう付けする場合にも良好な溶接結果を得ることができる。

[実施形態１]
図１ないし図３により本発明に係る第１の実施形態であるパラレルシーム接合装置１００について説明する。図１はパラレルシーム接合装置１００を示す図であり、図２はパラレルシーム接合装置１００における駆動回路の１形態を示す図であり、図３はパラレルシーム接合装置１００を説明するための波形図である。

３相交流電源１からの３相交流電力は通常の回路構成の３相全波整流器のような入力側整流回路３によって直流電力に変換され、エネルギー蓄積用コンデンサ５に充電される。入力側整流回路３は、整流用ダイオードだけで構成されても良いし、整流用ダイオードと制御整流器のような制御可能なスイッチ素子とを直列接続したものを３相ブリッジ構成としてもよい。また、エネルギー蓄積用コンデンサ５は複数個の電解コンデンサを並列接続したものからなる。エネルギー蓄積用コンデンサ５に充電されたエネルギーはインバータ回路によって交流に変換される。インバータ回路は、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような電圧駆動型のもの、あるいはバイポーラトランジスタのような電流駆動型のものからなる半導体スイッチＱ１〜Ｑ４をブリッジ構成にしたインバータ部７とそれを制御する制御部９とからなる。エネルギー蓄積用コンデンサ５に充電されたエネルギーは、インバータ回路によって溶接トランス１１の１次巻線Ｎ１交互の向きに電流となって放電され、その２次巻線Ｎ２に流れる交流電流は出力側整流回路１３によって直流に変換され、ローラ電極１５と１７との間をパッケージ１９とキャップ２１を通して直流電流が流れる。

出力側整流回路１３は、溶接トランス１１の２次巻線Ｎ２の中点に一方のローラ電極１５が接続され、２次巻線Ｎ２の両端は整流用ダイオード１３ａ、１３ｂを通して共通に接続された両波整流回路となっているが、通常の構成の全波整流回路であってもよい。インバータ回路の制御部９は、溶接電流を検出する電流検出回路９Ａ、電流設定回路９Ｂ、電流検出回路９Ａで検出された検出信号と電流設定回路９Ｂからの電流設定信号とを演算して、それの差に相当する信号を出力する演算回路９Ｃ、演算回路９Ｃからの信号に応じて溶接電流の前記検出信号が前記電流設定信号に等しくなるような駆動信号をインバータ部７に与える駆動回路９Ｄで構成される。

駆動回路９Ｄは、図２に示すように、可聴周波数を越える高周波、例えば２０ｋＨｚ以上の高周波パルス信号Ｈ（図３（Ａ））を発生する高周波信号発生回路９Ｄ１、低周波数、好ましくは５０〜１００Ｈｚの範囲のパルス幅制御信号Ｌ（図３（Ｂ））を発生するＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２、高周波信号発生回路９Ｄ１からの高周波パルス信号ＨとＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２からの低周波数のパルス幅制御信号ＬとのＡＮＤ論理を行うＡＮＤ論理回路９Ｄ３、及びＡＮＤ論理回路９Ｄ３からの信号を分周してインバータ部７のＩＧＢＴのような半導体スイッチ用の四つのパルス信号を形成すると共に、必要な電圧値に増幅してそれぞれの前記半導体スイッチの駆動端子に駆動信号を出力する分周・電力増幅回路９Ｄ４からなる。

ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２は、周波数の調整やデューティサイクルの設定を行うことができるものであり、それらが調整され、あるいは設定された状態で、演算回路９Ｃからの信号によって、溶接電流が設定値になるようにパルス幅制御信号Ｌのデューティサイクルが制御される。このデューティサイクル（Ｔ１／Ｔ１＋Ｔ２）は、インバータ回路のインバータ運転時間Ｔ１とインバータ運転停止時間Ｔ２とを決定し、インバータ運転時間Ｔ１は１．５〜３ミリ秒強の範囲内にあることが好ましく、インバータ運転停止時間Ｔ２は７〜２０ミリ秒の範囲にあるのが好ましい。これら時間はローラ電極１５、１７の速度にも影響される。

この実施形態１では、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２が出力するパルス幅制御信号Ｌの周波数を８０Ｈｚとする。この周波数は、高周波信号発生回路９Ｄ１の高周波パルス信号Ｈの周波数を２０ｋＨｚとすると、高周波パルス信号Ｈの１／２５０である。パルス幅制御信号Ｌの１周期は１２．５ミリ秒であり、デューティサイクルが１／５とすれば、正のパルス幅制御信号Ｌのパルス幅は２．５ミリ秒であり、１０ミリ秒の期間はほぼゼロ電位の期間である。したがって、ＡＮＤ論理回路９Ｄ３は２．５ミリ秒の期間に２０ｋＨｚの高周波パルス信号Ｈを５０個送出し、１０ミリ秒の期間は高周波パルス信号Ｈを分周・電力増幅回路９Ｄ４に送出しない。そして次の周期に入って、また２．５ミリ秒の期間に高周波パルス信号Ｈを５０個送出してインバータ部７を高周波でスイッチング動作させ、１０ミリ秒の期間は高周波パルス信号Ｈを分周・電力増幅回路９Ｄ４に送出しないので、インバータ部７はスイッチング動作を行わない。つまり、駆動回路９Ｄは、２．５ミリ秒の期間に高周波の駆動信号（図３（Ｃ））を５０個送出し、続く１０ミリ秒の期間は駆動信号をインバータ部７に送出しない。このことを繰り返す。ここで、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２は外部から周波数を変更できるようになっており、ローラ電極１５、１７の回動速度に応じてパルス幅制御信号Ｌの周波数、つまり周期を変えられるようになっている。

駆動回路９Ｄから２．５ミリ秒の期間に、５０個の高周波駆動信号（図３（Ｃ））がインバータ部７の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４に印加されることによって、半導体スイッチＱ１、Ｑ２と、半導体スイッチＱ３、Ｑ４とが交互にオンオフを繰り返し、高周波の交流電流が溶接トランス１１の１次巻線Ｎ１に流れ、２次巻線Ｎ２に伝達されて高周波の交流電流が流れ、その高周波の交流電流は、出力側整流回路１３によって図３（Ｄ）に示すようなパルス状直流電流Ｐに変換される。このパルス状直流電流を拡大すると、高周波交流電流を整流した小パルス幅のパルスが溶接トランス１１の２次側回路に含まれているインダクタンスを充電、放電することによって脈動した電流波形となり、図３（Ｅ）に示すようになる。つまり、パルス状直流電流Ｐの頂部は平坦ではなく脈動する波形になるが、前記インダクタンスが小さ過ぎたり、そのインダクタンス値に対してインバータ周波数が低過ぎる場合には、脈動が大きくなるが、２０ｋＨｚの高周波では回路に必然的に含まれるインダクタンスによって不都合は生じない。もしも前記脈動が大きくなったり、断続が生じるような場合には、所期の熱エネルギーをパッケージ１９とキャップ２１とに与えることができないので、溶接トランスの２次側に適当なインダクタを備えればよい。

したがって、この実施形態１ではほぼ２．５ミリ秒のパルス幅Ｔ１をもつパルス状直流電流Ｐがローラ電極１７からキャップ２１、パッケージ１９を通してローラ電極１５に流れ、そのパルス幅Ｔ１に続く１０ミリ秒の期間Ｔ２では駆動信号がインバータ部７に与えられないので、インバータ部７はスイッチング動作を停止する。この状態を繰り返す。つまり、ほぼ２．５ミリ秒のインバータ運転時間の後にはほぼ１０ミリ秒のインバータ運転停止時間Ｔ２となる状態を繰り返す。インバータ運転時間Ｔ１でパルス状直流電流Ｐがローラ電極１７側からキャップ２１とパッケージ１９とを通してローラ電極１５側に一方向に流れることにより入熱が行われ、その後のインバータ運転停止時間Ｔ２でその熱が広がり、かつ放熱が行われることによって、従来問題とされていた蓄熱現象を解決することができ、また、キャップ２１とパッケージ１９には直流電流が流れるので、表皮効果は働かず、したがって、高周波化しても良好な接合結果を得ることができる。

この実施形態によれば、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２が発生する低周波数のパルス幅制御信号Ｌのパルス幅を変えるだけで、つまりデューティサイクルを変更するだけで、例えばデューティサイクルを１／４、あるいは１／８などに変更することによって、インバータ運転時間Ｔ１とインバータ運転停止時間Ｔ２とを任意に変えることができる。このことは、パッケージ１９とキャップ２１との材質、それらの間の接合用金属材料の材質、又は銀ろうで代表されるろう材によるろう付けに対して容易に対応でき、良好な接合結果を得ることができる。例えば、パルス幅制御信号Ｌの周波数が１００Ｈｚであって、そのデューティサイクルが１／５であるとし、高周波信号発生回路９Ｄ１の高周波パルス信号Ｈの周波数は２０ｋＨｚのままであるとすると、インバータ運転時間Ｔ１はほぼ２ミリ秒で、インバータ運転停止時間Ｔ２はほぼ８ミリ秒となる。ほぼ２ミリ秒の期間では４０個の高周波パルス信号Ｈが発生され、これがほぼ２ミリ秒のパルス状直流電流をほぼ８ミリ秒の間隔をおいて供給する。したがって、この場合には、ほぼ２ミリ秒の期間にパッケージ１９とキャップ２１とに溶接電流が流れ、ほぼ８ミリ秒の期間で放熱が行われることになる。そして前述のパルス幅制御信号Ｌのデューティサイクルは、演算回路９Ｃからの信号によって、パルス状直流電流の検出値が電流設定回路９Ｂの設定値と等しくなるように、制御される。

[実施形態２]
図１、図４、図５によって本発明に係る第２の実施形態であるパラレルシーム接合について説明する。図４は、この実施形態によるパルス状直流電流Ｐの波形を示す波形図である。図５はこのパラレルシーム接合装置における駆動回路９Ｄの別の１形態を示す図である。図５において、図１、図２で用いた記号と同一の記号は同じ名称の部材を示すものとする。この実施形態２が前記実施形態１と異なる点は、高周波信号発生回路９Ｄ１からの高周波パルス信号Ｈを、パルス幅設定回路９Ｄ６に従ってパルス幅制御を行う高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５を備え、高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５が出力する高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅を制御することによって、パルス状直流電流Ｐの初期電流値Ｉａを途中から予め決めた電流値Ｉｂに減少させるところにある。このようにパルス状直流電流Ｐの電流値を途中から減少させることによって、前述の蓄熱現象による問題点を解決している。高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５は、一般的には、高周波信号発生回路９Ｄ１からの高周波パルス信号Ｈを鋸歯状の電圧波形にし、パルス幅設定回路９Ｄ６からの信号によって変化する電圧レベルと比較し、前記鋸歯状の電圧の上昇部分と下降部分と前記電圧レベルの信号とが交わる２点の間の時間幅でパルス幅を決めるものである。

例えば、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２のパルス幅制御信号Ｌの周波数を５０Ｈｚとすると、その１周期は２０ミリ秒であるから、そのデューティサイクルを１／１０とすると、前述からも分かるように、インバータ運転時間Ｔ１はほぼ２ミリ秒になり、インバータ運転停止時間Ｔ２はほぼ１８ミリ秒となる。つまり、２ミリ秒のパルス幅のパルス状直流電流Ｐをほぼ１８ミリ秒の間隔をおいてパッケージ１９とキャップ２１とに供給することになる。そして、高周波信号発生回路９Ｄ１からの高周波パルス信号Ｈの周波数を２０ｋＨｚとすると、高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５が出力する高周波パルス幅変調信号ｈの周波数も２０ｋＨｚとなる。この実施形態２ではその周波数を一定とする。２ミリ秒の時間には、高周波パルス幅変調信号ｈが約４０個含まれ、パルス幅設定回路９Ｄ６から設定信号が与えられなければ、実施形態１の場合と同じように、前記４０個の高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅は皆同じで、予め設定されたパルス幅になる。

しかし、この実施形態では予め決められた時点ｔ１、例えば、パルス幅の中間時点と同等な、高周波信号発生回路９Ｄ１の高周波パルス信号Ｈを２０個カウントした時点ｔ１で、２１個目以降の高周波パルス信号Ｈについて、パルス幅設定回路９Ｄ６はパルス幅を所定値に縮小、例えばそれまでのパルス幅の５／８にするような信号、つまり、鋸歯状の電圧波形と比較される電圧レベルが対応するレベルに変化することによって、高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５はパルス幅の縮小された高周波パルス幅変調信号ｈを出力する。パルス幅が５／８に縮小された高周波パルス幅変調信号ｈによって、図１のインバータ部７の半導体スイッチＱ２、Ｑ４のオン期間は時刻ｔ１から５／８になるので、パルス状直流電流は図４に示すように、時刻ｔ１まで電流値がＩａで、時刻ｔ１を経過すると電流値がＩｂとなる段階的に減少する電流波形になる。なお、半導体スイッチＱ１、Ｑ３は交互にオンオフを繰り返す。

このようなパルス状直流電流Ｐを通電することによって、パッケージ１９とキャップ２１とを銀ろうでろう付けする場合にも、短時間で銀ろうが溶融又は軟化するように、各パルス状直流電流Pの初期を大きな電流値とし、途中から電流値を適切な値に低下させることによって、パッケージ１９とキャップ２１とにおける銀ろうの接合形状が、ローラ電極１５、１７の転動方向に比べてローラ電極１５と１７との間の方向、つまりパルス状直流電流の流れる方向に長くなるようにできる。基本的にこのような電流波形にすることによって、パッケージ１９とキャップ２１との大きさ、接合金属材料の種類、あるいは銀ろうなどのろう材の種類に応じて、短時間でそれら接合金属材料又はろう材を軟化又は溶融させる大きな初期電流値に設定し、接合金属材料又はろう材が軟化又は溶融した時点でその状態を保持する発熱量を維持する電流値に減少させることにより、銀ろうでもってパッケージ１９とキャップ２１とをろう付けする場合にも良好な接合結果を得ることができる。

この場合にも、インバータ運転時間Ｔ１、インバータ運転停止時間Ｔ２を選定することは大切である。また、実施形態２においても、各パルス状直流電流Ｐが図１で示した電流設定回路９Ｂからの電流設定信号と等しくなるように、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２はパルス幅制御信号Ｌのパルス幅変調動作を行い、インバータ運転時間Ｔ１、インバータ運転停止時間Ｔ２の制御を行って、パルス状直流電流Ｐの検出値が電流設定回路９Ｂからの電流設定信号になるように制御する。したがって、電流設定回路９Ｂは図４に示したような電流波形パターンを設定値として有している。なお、前記実施形態では時刻ｔ１で１回だけ電流値を低下させたが、必要ならば同様にして、２段階、３段階で電流値を減少させても良い。

[実施形態３]
図１、図５、図６によって本発明に係る第３の実施形態であるパラレルシーム接合について説明する。図６はこの実施形態によるそれぞれのパルス状直流電流の波形を示す波形図である。パラレルシーム接合装置の構成は実施形態２のものと同様であり、図１における電流設定回路９Ｂの電流設定の変更と、図５におけるパルス幅設定回路９Ｄ６の基準電流設定の変更などを行うことによって実現される。

図１に示す制御部９における電流設定回路９Ｂは、各種パラレルシーム接合実験の結果から求められた、図６に示すような電流波形の電流設定パターンを有する。パルス状直流電流Ｐの初期電流値は、短時間で接合金属材料又はろう材を軟化又は溶融させる大きな値に設定され、その初期電流値をどの程度の長さの時間保持し、その後どの程度の傾斜で電流値を減少させれば良好な接合結果が得られるかを実験結果から求めて設定したものである。この実施形態では、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２のパルス幅制御信号Ｌの周波数は８０Ｈｚで、デューティサイクルを１／５としている。したがって、パルス状直流電流の１周期は１２．５ミリ秒、インバータ運転時間Ｔ１、つまりパルス状直流電流Ｐのパルス幅は２．５ミリ秒、インバータ運転停止時間Ｔ２は１０ミリ秒となる。初期電流値が保持される時刻はｔ１までであり、時刻はｔ１はインバータ運転時間Ｔ１、つまりパルス状直流電流のパルス幅の２０〜３０％の時間であり、時刻ｔ１後は初期電流値の３０〜５０％の値までほぼ直線的な傾斜で下降する。

パルス状直流電流Ｐの傾斜部Ｉｃは、図５に示す高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５の高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅をパルス幅設定回路９Ｄ６によって、時刻ｔ１から徐々に狭くすることによって形成される。例えば、高周波信号発生回路９Ｄ１の高周波パルス信号Ｈの周波数を２０ｋＨｚとし、時刻ｔ１が２．５ミリ秒のパルス幅のパルス状直流電流Ｐの０．５ミリ秒であるとすれば、傾斜部Ｉｃは２ミリ秒となる。２ミリ秒には４０個の高周波パルス信号Ｈが含まれ、時刻ｔ１から高周波パルス信号Ｈの初期電流値の１．５％の割合でパルス幅を縮小すると、４０個目の最後の高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅は初期電流値の４０％になる。このようにすることにより、初期電流値のほぼ４０％になるまで電流値を徐々に減少させることができ、前述した蓄熱現象による障害を取り除くことができる。

この実施形態３において、実施形態２における図４のパルス状直流電流Ｐの波形と組み合わせ、例えば時刻ｔ１で急激に高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅を小さくし、その後は徐々に小さくするようにパルス幅制御することによって、パルス状直流電流Pの初期電流値を大きなものにすることができ、しかも接合部の温度を有効に保持でき、かつ蓄熱の問題を解決し得るパルス状直流電流Pを形成することができる。なお、傾斜部Ｉｃは必ずしも直線である必要はなく、弧状であってもよい。

この実施形態３においても、図１における電流設定回路９Ｂは図６に示すような電流設定パターンを有する。したがって、図１における演算回路９Ｃはこの電流設定パターンと前記パルス状直流電流の検出値とを演算してそれらの差に相当する信号をＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２に与え、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２はその信号に基づいてパルス幅制御信号Ｌのパルス幅制御を行い、前記パルス状直流電流Ｐの検出値が前記電流設定パターンと等しくなるよう制御する。

[実施形態４]
図１、図５、図７によって本発明に係る第４の実施形態であるパラレルシーム接合について説明する。図７はこの実施形態によるそれぞれのパルス状直流電流Ｐの波形を示す波形図である。パラレルシーム接合装置の構成の概要は実施形態２のものと同様であり、図１における電流設定回路９Ｂの電流設定の変更と、図５におけるパルス幅設定回路９Ｄ６の基準電流設定の変更などを行うことによって実現される。図７のパルス状直流電流Ｐの波形は、電流値が交互に小さくなっている。電流値の大きなパルス状直流電流Ｐ１の場合には、図５に示す高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５の高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅は大きい。つまり、パルス幅設定回路９Ｄ６は高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅を大きくするレベルの信号を出力する。次に、パルス状直流電流Ｐ１に比べて値が２０〜３０％小さいパルス状直流電流Ｐ２の場合には、パルス幅設定回路９Ｄ６は高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅を２０〜３０％小さくするレベルの電圧信号を出力する。一般的なパルス幅制御では、鋸歯状波電圧と比較される前記レベルの電圧信号を高くすることによって、高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅は小さくなる。

次のパルス状直流電流Ｐ３はパルス状直流電流Ｐ１と同じ電流値を有し、パルス状直流電流Ｐ２の電流値よりも２０〜３０％大きくなるように、パルス幅設定回路９Ｄ６は高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅を大きくするレベルの電圧信号を出力する。この電圧信号のレベルは、パルス状直流電流Ｐ１のときのレベルと同じである。更に、その次のパルス状直流電流Ｐ４はパルス状直流電流Ｐ２と同じ電流値を有し、パルス状直流電流Ｐ１、Ｐ３に比べて２０〜３０％電流値が小さい。パルス幅設定回路９Ｄ６は、パルス状直流電流Ｐ２のときと同様に、パルス状直流電流Ｐ１、Ｐ３に比べて高周波パルス幅変調信号ｈのパルス幅を２０〜３０％小さくするレベルの電圧信号を出力する。このように交互にパルス状直流電流の電流値を大小に変化させることによって、前述の蓄熱現象による問題点を解決することができ、良好な接合結果を得ることができる。

この実施形態４においても、図１における電流設定回路９Ｂは図７に示すような波形に相似する輪郭の電流設定パターンを有する。したがって、図１における演算回路９Ｃはこの電流設定パターンと前記パルス状直流電流の検出値とを演算してそれらの差に相当する信号をＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２に与え、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２はその信号に基づいてパルス幅制御を行い、前記パルス状直流電流の検出値が前記電流設定パターンに等しくなるよう制御する。なお、パルス状直流電流Ｐ１とＰ３、Ｐ２とＰ４の電流値は必ずしも同一である必要はなく、この実施形態４は、パルス幅設定回路９Ｄ６にプログラミングされている前記電圧信号のレベルに従ってパルス状直流電流Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４の電流値を適切に変更することによって、前述の蓄熱現象による影響の無い良好な接合結果が得られる具体例を示したものである。また、実施形態１〜３との組み合わせも可能である。

[実施形態５]
図１、図５、図８によって本発明に係る第５の実施形態であるパラレルシーム接合について説明する。図８はこの実施形態における接合工程の終了近傍のパルス状直流電流の波形を示す波形図である。この実施形態では、図１に示した制御回路９の電流設定回路９Ｂが接合工程の終了近傍でパルス幅を狭くする電流設定パターンを有すると共に、図５に示す駆動回路９Ｄにおける高周波パルス幅変調信号発生器９Ｄ５がパルス幅一定の高周波パルス幅変調信号ｈを発生するところに特徴がある。したがって、この実施形態では、接合工程の終了近傍におけるパルス状直流電流Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の電流値は一定であり、電流設定回路９Ｂの電流設定パターンに従って、ＰＷＭ信号発生回路９Ｄ２は１００Ｈｚ以下の低周波数のパルス幅制御信号Ｌのパルス幅を狭くする。これによって、インバータ運転時間Ｔ１は短くなるのでパルス状直流電流Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３のパルス幅が狭くなり、パッケージ１９とキャップ２１とに通電される電流量が減ると共に、パルス状直流電流Ｐ１とＰ２との間隔、パルス状直流電流Ｐ２とＰ３との間隔が長くなるので、冷却時間が長くなり、前述の蓄熱現象による影響の無い良好な接合結果を得ることができる。

なお、以上の実施形態は入力が３相交流の場合について述べたが、単相交流の場合でも勿論よく、単相交流の場合には、図示しないが、入力側整流回路３は整流用ダイオードを４個ブリッジ接続した構成の整流回路などとなる。
また、インバータ部７については、前述のような２個の半導体スイッチと２個のコンデンサとをブリッジ構成に接続したハーフブリッジ回路、又は小電流容量の場合には１個の半導体スイッチを用いたシングルエンデッドタイプの回路など種々の公知のインバータ構成を適用できる。

本発明に係る実施形態１のパラレルシーム接合装置１００を示す図である。本発明の実施形態に係るパラレルシーム接合装置１００に用いられる駆動回路の一例を示す図である。本発明に係る実施形態を説明するための各部の電圧波形、電流波形を示す図である。本発明の別の実施形態を説明するためのパルス状直流電流を示す図である。本発明の実施形態に係るパラレルシーム接合装置１００に用いられる駆動回路の別の一例を示す図である。本発明の別の実施形態を説明するためのパルス状直流電流を示す図である。本発明の別の実施形態を説明するためのパルス状直流電流を示す図である。本発明の別の実施形態を説明するためのパルス状直流電流を示す図である。従来のパラレルシーム接合を説明するための図である。

符号の説明

１・・・交流電源
３・・・入力側整流回路
５・・・エネルギー蓄積用コンデンサ
７・・・インバータ部
９・・・制御回路
９Ａ・・・制御回路
９Ｂ・・・電流設定回路
９Ｃ・・・演算回路
９Ｄ・・・駆動回路
９Ｄ１・・・高周波信号発生回路
９Ｄ２・・・ＰＷＭ信号発生回路
９Ｄ３・・・ＡＮＤ論理回路
９Ｄ４・・・分周・電力増幅回路回路
９Ｄ５・・・高周波パルス幅変調信号発生器
９Ｄ６・・・パルス幅設定回路
１１・・・溶接トランス
１３・・・出力側整流回路
１５、１７・・・ローラ電極
１９・・・パッケージ
２１・・・キャップ

Claims

交流入力電源と、
前記交流入力電源からの交流電力を直流電力に変換する入力側整流回路と、
該入力側整流回路から前記直流電力が供給されるコンデンサと、
半導体スイッチを備えるインバータ部と前記半導体スイッチを前記交流入力電源の周波数に比べて高いスイッチング周波数でオンオフさせる制御部とを備えるインバータ回路と、
該インバータ回路が接続されている１次巻線と出力側整流回路が接続されている２次巻線とを有する溶接トランスとを備え、
回路部品を収容しているパッケージとキャップとにローラ電極を介して溶接電流を流して前記パッケージとキャップとを固着するパラレルシーム接合装置において、
前記インバータ回路の前記制御部は、高い周波数の高周波パルス信号Ｈと、高周波パルス信号Ｈに比べて低い周波数の低周波パルス幅制御信号ＬとをＡＮＤ論理し、このＡＮＤ論理で得られた信号により、インバータ運転時間Ｔ１において前記インバータ部を高周波パルス信号Ｈの高い周波数でスイッチング動作させ、
低周波パルス幅制御信号Ｌのデューティサイクルによって、前記インバータ部がスイッチング動作しないインバータ運転停止時間Ｔ２をインバータ運転時間Ｔ１よりも長くなるように決め、
インバータ運転時間Ｔ１において、高周波パルス信号Ｈの高周波数で前記半導体スイッチがスイッチングすることにより得られる高周波交流電流を前記溶接トランスを通して前記出力側整流回路に出力して脈動するパルス状直流電流とし、
前記溶接トランスの２次側回路は、前記パルス状直流電流をインバータ運転時間Ｔ１の時間内では、前記脈動を断続させないインダクタンスを有し、
前記パルス状直流電流を前記溶接電流として前記パッケージとキャップとに通電することを特徴とするパラレルシーム接合装置。
請求項１において、
前記インバータ回路の制御部は、溶接電流を検出する電流検出回路、電流設定回路、前記電流検出回路で検出された検出信号と前記電流設定回路からの電流設定信号とを演算して、それの差に相当する信号を出力する演算回路、該演算回路からの信号に応じて溶接電流の前記検出信号が前記電流設定信号に等しくなるような駆動信号を前記インバータ部に与える駆動回路で構成され、
前記駆動回路は、可聴周波数を越える高周波の高周波パルス信号Ｈを発生する高周波信号発生回路、前記高周波パルス信号Ｈに比べて低周波数パルス幅制御信号Ｌを発生するＰＷＭ信号発生回路、前記高周波パルス信号Ｈと前記パルス幅制御信号ＬとのＡＮＤ論理を行うＡＮＤ論理回路、及び該ＡＮＤ論理回路からの信号を分周して前記インバータ部の前記半導体スイッチそれぞれの駆動端子に駆動信号を出力する分周・電力増幅回路からなることを特徴とするパラレルシーム接合装置。
請求項１又は請求項２において、
前記インバータ運転時間の途中から前記インバータ回路の前記半導体スイッチのオンパルス幅を急激に小さくして、前記パルス状直流電流を段階的に減少させることを特徴とするパラレルシーム接合装置。
請求項１ないし請求項３のいずれかにおいて、
前記インバータ運転時間の途中から前記インバータ回路の前記半導体スイッチのオンパルス幅を徐々に小さくして、前記パルス状直流電流を所定の傾斜又は曲線に従って減少させることを特徴とするパラレルシーム接合装置。
請求項１ないし請求項４のいずれかにおいて、
前記インバータ運転時間における前記半導体スイッチのオンパルス幅は、その直ぐ前の前記インバータ運転時間における前記半導体スイッチのオンパルス幅よりも小さいことを特徴とするパラレルシーム接合装置。
請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記パッケージとキャップとの接合工程の途中から前記インバータ運転時間を短くして前記インバータ運転停止時間を長くすることを特徴とするパラレルシーム接合装置。