JPH099635A - 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 - Google Patents
単相インバータ回路を備えた電磁振動機Info
- Publication number
- JPH099635A JPH099635A JP7147525A JP14752595A JPH099635A JP H099635 A JPH099635 A JP H099635A JP 7147525 A JP7147525 A JP 7147525A JP 14752595 A JP14752595 A JP 14752595A JP H099635 A JPH099635 A JP H099635A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- charge
- power supply
- circuit
- current
- coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0019—Arrangements for reducing power consumption by energy recovery or adiabatic operation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Jigging Conveyors (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 脈流励磁電流を生成する電磁振動機用単相イ
ンバータにおいて、如何なる直流電源の使用も可能で、
逆起電力による誘導電流を確実に回収する。 【構成】 単相インバータ回路１０は、逆流防止用ダイ
オードＤ０、電荷回収コンデンサＣ、電荷流入用ダイオ
ードＤ２、電荷流入用ダイオードＤ１、電荷流出用ダイ
オードＤ３、電荷流出用ダイオードＤ４を有している。
トランジスタＱ１，Ｑ２がオフになる毎に、コイル３に
発生する逆起電力ｅによる誘導電流（回収電流）ｉ2 は
ダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデンサＣへ確実に回
収されるが、トランジスタＱ１，Ｑ２が共にオンにな
り、電源５からコイル３へ励磁電流が給電されるとき、
コンデンサＣからダイオードＤ３，Ｄ４を介して放電電
流ｉ3 が流出してその励磁電流に重畳する。
ンバータにおいて、如何なる直流電源の使用も可能で、
逆起電力による誘導電流を確実に回収する。 【構成】 単相インバータ回路１０は、逆流防止用ダイ
オードＤ０、電荷回収コンデンサＣ、電荷流入用ダイオ
ードＤ２、電荷流入用ダイオードＤ１、電荷流出用ダイ
オードＤ３、電荷流出用ダイオードＤ４を有している。
トランジスタＱ１，Ｑ２がオフになる毎に、コイル３に
発生する逆起電力ｅによる誘導電流（回収電流）ｉ2 は
ダイオードＤ１，Ｄ２を介してコンデンサＣへ確実に回
収されるが、トランジスタＱ１，Ｑ２が共にオンにな
り、電源５からコイル３へ励磁電流が給電されるとき、
コンデンサＣからダイオードＤ３，Ｄ４を介して放電電
流ｉ3 が流出してその励磁電流に重畳する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パーツフィーダ，振動
コンベア等における電磁振動機（バイブレータ装置）に
関し、特に、単相インバータ回路を備えた電磁振動機に
関する。
コンベア等における電磁振動機（バイブレータ装置）に
関し、特に、単相インバータ回路を備えた電磁振動機に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電磁石と反発用バネとを用いた電
磁振動機においては、電磁振動機毎で機械的振動の共振
周波数（固有振動数）を選択する必要がある。そのため
に、スイッチングの切替え速度を可変することで周波数
を調整可能とする電磁振動機用単相インバータ回路が知
られている。その単相インバータ回路としては、特開昭
63-267608 号公報に記載の通り、図６に示す回路構成の
ものである。図６において、１は直流電源で、交流電圧
を整流の上、リップルを除去する整流平滑回路などで構
成されている。２は逆変換回路（インバータ回路）で、
スイッチング用トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 及び接合ダイ
オードＤ1,Ｄ2 から成るブリッジ回路であり、入力点Ｓ
1,Ｓ2 （トランジスタＴｒ1 のコレクタ端子とトランジ
スタＴｒ2のエミッタ端子）には直流電源１が接続され
ており、出力点（トランジスタＴｒ1 のエミッタ端子Ｐ
1 とトランジスタＴｒ2 のコレクタ端子Ｐ2 ）には電磁
振動機用励磁コイル３が接続されている。４はスイッチ
ング用トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 のベース電流を駆動し
てスイッチングのタイミングを制御するスイッチング制
御回路（パルス変調回路）である。
磁振動機においては、電磁振動機毎で機械的振動の共振
周波数（固有振動数）を選択する必要がある。そのため
に、スイッチングの切替え速度を可変することで周波数
を調整可能とする電磁振動機用単相インバータ回路が知
られている。その単相インバータ回路としては、特開昭
63-267608 号公報に記載の通り、図６に示す回路構成の
ものである。図６において、１は直流電源で、交流電圧
を整流の上、リップルを除去する整流平滑回路などで構
成されている。２は逆変換回路（インバータ回路）で、
スイッチング用トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 及び接合ダイ
オードＤ1,Ｄ2 から成るブリッジ回路であり、入力点Ｓ
1,Ｓ2 （トランジスタＴｒ1 のコレクタ端子とトランジ
スタＴｒ2のエミッタ端子）には直流電源１が接続され
ており、出力点（トランジスタＴｒ1 のエミッタ端子Ｐ
1 とトランジスタＴｒ2 のコレクタ端子Ｐ2 ）には電磁
振動機用励磁コイル３が接続されている。４はスイッチ
ング用トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 のベース電流を駆動し
てスイッチングのタイミングを制御するスイッチング制
御回路（パルス変調回路）である。
【０００３】このような回路構成において、スイッチン
グ制御回路４の制御によってトランジスタＴｒ1,Ｔｒ2
が共にオンすると、出力点Ｐ1 はＨ（高レベル）で出力
点Ｐ2 はＬ（低レベル）であり、トランジスタＴｒ1,Ｔ
ｒ2 が共にオフ状態であると、出力点Ｐ1 はＬで出力点
Ｐ2 はＨである。トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 の一方がオ
フであると、出力点Ｐ1 はＨ（又はＬ）で出力点Ｐ2 も
Ｈ（又はＬ）である。
グ制御回路４の制御によってトランジスタＴｒ1,Ｔｒ2
が共にオンすると、出力点Ｐ1 はＨ（高レベル）で出力
点Ｐ2 はＬ（低レベル）であり、トランジスタＴｒ1,Ｔ
ｒ2 が共にオフ状態であると、出力点Ｐ1 はＬで出力点
Ｐ2 はＨである。トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 の一方がオ
フであると、出力点Ｐ1 はＨ（又はＬ）で出力点Ｐ2 も
Ｈ（又はＬ）である。
【０００４】ここで、スイッチング制御回路４によって
トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 を独立に開閉を制御し、図７
（イ）に示す如く、出力点Ｐ1 ，Ｐ2 に正弦波のＰＷＭ
波（パルス幅変調波）を繰り返し生成させると、図７
（ロ）に示す如く、励磁コイル３への実効電圧は正弦波
の波形となるが、実際には出力点Ｐ1 ，Ｐ2 間に負極性
半波電圧が加わっても電流が流れないので、図７（ハ）
に示す如く、励磁コイル３のみの誘導負荷に流れる負荷
電流は正弦波半波分に略位相９０°だけ遅れた脈流とな
るようになっている。もともと電磁振動機は反発用バネ
を利用して蓄勢的に振動させるものであるから、励磁電
流が正負に振れる交流である必要は無く、脈流であれば
充分である。従って、脈流励磁電流によって電磁振動機
の低消費電力化を実現できる。
トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 を独立に開閉を制御し、図７
（イ）に示す如く、出力点Ｐ1 ，Ｐ2 に正弦波のＰＷＭ
波（パルス幅変調波）を繰り返し生成させると、図７
（ロ）に示す如く、励磁コイル３への実効電圧は正弦波
の波形となるが、実際には出力点Ｐ1 ，Ｐ2 間に負極性
半波電圧が加わっても電流が流れないので、図７（ハ）
に示す如く、励磁コイル３のみの誘導負荷に流れる負荷
電流は正弦波半波分に略位相９０°だけ遅れた脈流とな
るようになっている。もともと電磁振動機は反発用バネ
を利用して蓄勢的に振動させるものであるから、励磁電
流が正負に振れる交流である必要は無く、脈流であれば
充分である。従って、脈流励磁電流によって電磁振動機
の低消費電力化を実現できる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記の電磁振動機用単
相インバータにおいてはトランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 がオ
ンのときからオフになる過程では、次のような逆起電力
が発生する。
相インバータにおいてはトランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 がオ
ンのときからオフになる過程では、次のような逆起電力
が発生する。
【０００６】まず、トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 が共にオ
ンとなり、コイル３に直流電源１から励磁電流が給電さ
れて励磁した後、例えばトランジスタＴｒ1 のみがオフ
になると、コイル３に逆起電力ｅが発生し、それによる
誘導電流はコイル３の並列回路（Ｐ2 →トランジスタＴ
ｒ2 →ダイオードＤ1 →Ｐ1 ）を介して流れる。ここ
で、その並列回路の抵抗成分は比較的小さいので、比較
的に低い値で発生期間が長い逆起電力となるので、トラ
ンジスタＴｒ1 をオフしても依然として電流が流れ続け
る。
ンとなり、コイル３に直流電源１から励磁電流が給電さ
れて励磁した後、例えばトランジスタＴｒ1 のみがオフ
になると、コイル３に逆起電力ｅが発生し、それによる
誘導電流はコイル３の並列回路（Ｐ2 →トランジスタＴ
ｒ2 →ダイオードＤ1 →Ｐ1 ）を介して流れる。ここ
で、その並列回路の抵抗成分は比較的小さいので、比較
的に低い値で発生期間が長い逆起電力となるので、トラ
ンジスタＴｒ1 をオフしても依然として電流が流れ続け
る。
【０００７】その後、トランジスタＴｒ2 をもオフにす
ると（トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 がオフになると）、そ
れに伴う逆起電力ｅの誘導電流はコイル３の別の並列回
路（Ｐ2 →ダイオードタＤ2 →直流電源１→ダイオード
Ｄ1 →Ｐ1 ）を介して流れようとする。ここで、直流電
源１を含む並列回路の抵抗成分は比較的大きいなので、
比較的に高い値で発生期間の短い逆起電力となる。ここ
で、直流電源１自体が整流平滑回路の如き簡易な直流電
源回路で構成されている場合は、逆起電力ｅの誘導電流
は直流電源１に回収される。これによって逆起電力によ
る誘導電流が回収可能となっているので、低消費電力化
を図ることができる。ただ、高い値の瞬間的な逆起電力
による誘導電流が直流電源１へ印加するため、直流電源
１では熱消費による損失は大きい。
ると（トランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 がオフになると）、そ
れに伴う逆起電力ｅの誘導電流はコイル３の別の並列回
路（Ｐ2 →ダイオードタＤ2 →直流電源１→ダイオード
Ｄ1 →Ｐ1 ）を介して流れようとする。ここで、直流電
源１を含む並列回路の抵抗成分は比較的大きいなので、
比較的に高い値で発生期間の短い逆起電力となる。ここ
で、直流電源１自体が整流平滑回路の如き簡易な直流電
源回路で構成されている場合は、逆起電力ｅの誘導電流
は直流電源１に回収される。これによって逆起電力によ
る誘導電流が回収可能となっているので、低消費電力化
を図ることができる。ただ、高い値の瞬間的な逆起電力
による誘導電流が直流電源１へ印加するため、直流電源
１では熱消費による損失は大きい。
【０００８】他方、直流電源１が安定化電源回路等を有
して成る場合には、逆電流防止ダイオード等によって逆
起電力ｅの誘導電流の直流電源１への回収は発揮され
ず、その逆電流防止ダイオードの熱エネルギーとして散
逸されるだけである。従って、上記の単相インバータに
おいては、直流電源１としては充放電可能でなければな
らないので、整流平滑回路等の簡易な定電圧回路で構成
され、安定化回路を具備しないものに限られている。Ｐ
ＷＭ方式ではなく、特に、ＰＡＭ（パルス振幅変調）を
用いてインバータ回路２のトランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 を
スイッチング制御する場合は、電源電圧値の信頼性が要
求されるため、直流電源１には電源安定化回路を必須と
しているので、もはや図６に示す電磁振動機用単相イン
バータは用いることができない。
して成る場合には、逆電流防止ダイオード等によって逆
起電力ｅの誘導電流の直流電源１への回収は発揮され
ず、その逆電流防止ダイオードの熱エネルギーとして散
逸されるだけである。従って、上記の単相インバータに
おいては、直流電源１としては充放電可能でなければな
らないので、整流平滑回路等の簡易な定電圧回路で構成
され、安定化回路を具備しないものに限られている。Ｐ
ＷＭ方式ではなく、特に、ＰＡＭ（パルス振幅変調）を
用いてインバータ回路２のトランジスタＴｒ1,Ｔｒ2 を
スイッチング制御する場合は、電源電圧値の信頼性が要
求されるため、直流電源１には電源安定化回路を必須と
しているので、もはや図６に示す電磁振動機用単相イン
バータは用いることができない。
【０００９】そこで上記問題点に鑑み、本発明の課題
は、脈流励磁電流を生成する電磁振動機用単相インバー
タにおいて、整流平滑回路は勿論のこと安定化回路備え
た直流電源等の使用も可能であり、如何なる直流電源の
使用も可能であって、逆起電力による誘導電流を確実に
回収できる低消費電力型の単相インバータ回路を備えた
電磁振動機を提供することにある。
は、脈流励磁電流を生成する電磁振動機用単相インバー
タにおいて、整流平滑回路は勿論のこと安定化回路備え
た直流電源等の使用も可能であり、如何なる直流電源の
使用も可能であって、逆起電力による誘導電流を確実に
回収できる低消費電力型の単相インバータ回路を備えた
電磁振動機を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の講じた手段は、電磁振動機用励磁コイルと
反発用バネとを用いた電磁振動機において、上記励磁コ
イルの各端子をそれぞれスイッチング手段を介して対応
の直流電源回路の出力端子に接続したコイル給電断続回
路と、上記直流電源の出力端子と上記スイッチング手段
の間に介在した逆流防止用ダイオードと、上記励磁コイ
ルの並列回路であって上記一対のスイッチング手段のオ
フ時に生じる上記励磁コイルの逆起電力による誘導電流
を回収する電荷回収手段と、上記一対のスイッチング手
段のオン時に上記電荷回収手段から放電電流を上記コイ
ル給電断続回路上へ流出させて上記直流電源から上記励
磁コイルへの給電電流に重畳させる電荷流出手段とを有
して成ることを特徴とする。
に、本発明の講じた手段は、電磁振動機用励磁コイルと
反発用バネとを用いた電磁振動機において、上記励磁コ
イルの各端子をそれぞれスイッチング手段を介して対応
の直流電源回路の出力端子に接続したコイル給電断続回
路と、上記直流電源の出力端子と上記スイッチング手段
の間に介在した逆流防止用ダイオードと、上記励磁コイ
ルの並列回路であって上記一対のスイッチング手段のオ
フ時に生じる上記励磁コイルの逆起電力による誘導電流
を回収する電荷回収手段と、上記一対のスイッチング手
段のオン時に上記電荷回収手段から放電電流を上記コイ
ル給電断続回路上へ流出させて上記直流電源から上記励
磁コイルへの給電電流に重畳させる電荷流出手段とを有
して成ることを特徴とする。
【００１１】ここで、電荷回収手段としては、電荷回収
コンデンサと、その端子と上記励磁コイルの端子との間
にそれぞれ接続された電荷流入用ダイオードとを有する
構成を採用できる。また、電荷流出手段としては、上記
電荷回収コンデンサの端子と上記スイッチング手段の給
電側端子との間にそれぞれ接続された電荷流出用ダイオ
ードとすることができる。
コンデンサと、その端子と上記励磁コイルの端子との間
にそれぞれ接続された電荷流入用ダイオードとを有する
構成を採用できる。また、電荷流出手段としては、上記
電荷回収コンデンサの端子と上記スイッチング手段の給
電側端子との間にそれぞれ接続された電荷流出用ダイオ
ードとすることができる。
【００１２】
【作用】スイッチング手段が共にオンのときは、直流電
源から一対のスイッチング手段を介して励磁コイルに給
電が行われて、励磁電流として消費される。このスイッ
チング手段のオン状態からオフに切り換わると、励磁コ
イルには自己誘導により逆起電力が生じる。両方のスイ
ッチング手段がオフの場合は、その誘導電流は電荷回収
手段に回収される。ここで、逆起電力が大き過ぎるとき
や、直流電源が整流平滑回路である場合でも、逆流防止
用ダイオードによって直流電源側への電流帰還が阻止さ
れているので、専用的な電荷回収手段の機能を働かすこ
とができる。そして、スイッチング手段のオフ期間が過
ぎ、オン期間になると、今度は電荷回収手段に蓄積され
た電荷が電荷流出手段によってコイル給電断続回路上へ
放電され、その放電電流が直流電源からの給電電流に重
畳し、放電電流の分も励起電流として消費される。逆起
電力による誘導電流も次のオン時で励起電流の一部とし
て確実に再利用されるので、その分、直流電源からの給
電量を減らすことができ、低消費電力化に寄与する。特
に、電荷回収手段を直流電源とは別に専用的に設けたこ
とによって、直流電源が安定化電源である場合でも使用
することができ、また逆起電力による誘導電流の回収効
率を高めることができる。
源から一対のスイッチング手段を介して励磁コイルに給
電が行われて、励磁電流として消費される。このスイッ
チング手段のオン状態からオフに切り換わると、励磁コ
イルには自己誘導により逆起電力が生じる。両方のスイ
ッチング手段がオフの場合は、その誘導電流は電荷回収
手段に回収される。ここで、逆起電力が大き過ぎるとき
や、直流電源が整流平滑回路である場合でも、逆流防止
用ダイオードによって直流電源側への電流帰還が阻止さ
れているので、専用的な電荷回収手段の機能を働かすこ
とができる。そして、スイッチング手段のオフ期間が過
ぎ、オン期間になると、今度は電荷回収手段に蓄積され
た電荷が電荷流出手段によってコイル給電断続回路上へ
放電され、その放電電流が直流電源からの給電電流に重
畳し、放電電流の分も励起電流として消費される。逆起
電力による誘導電流も次のオン時で励起電流の一部とし
て確実に再利用されるので、その分、直流電源からの給
電量を減らすことができ、低消費電力化に寄与する。特
に、電荷回収手段を直流電源とは別に専用的に設けたこ
とによって、直流電源が安定化電源である場合でも使用
することができ、また逆起電力による誘導電流の回収効
率を高めることができる。
【００１３】
【実施例】次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて
説明する。
説明する。
【００１４】図１は本発明の実施例に係る単相インバー
タ回路を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図であ
る。５は直流電源で、整流平滑回路は勿論のこと、安定
化回路を備えた直流電源回路等をも含む直流電源であ
る。３は電磁振動機用励磁コイルで、反発用バネ（図示
せず）と協働して機械振動を発生させるものである。４
は２は逆変換回路（単相インバータ回路）１０にベース
電流を印加してスイッチングのタイミングを制御するス
イッチング制御回路（パルス変調回路）である。
タ回路を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図であ
る。５は直流電源で、整流平滑回路は勿論のこと、安定
化回路を備えた直流電源回路等をも含む直流電源であ
る。３は電磁振動機用励磁コイルで、反発用バネ（図示
せず）と協働して機械振動を発生させるものである。４
は２は逆変換回路（単相インバータ回路）１０にベース
電流を印加してスイッチングのタイミングを制御するス
イッチング制御回路（パルス変調回路）である。
【００１５】単相インバータ回路１０は、励磁コイル３
の正極端子３ａと直流電源５の正極出力端子５ａとの間
に介在する正極側スイッチング用トランジスタＱ１と、
励磁コイル３の負極端子３ｂと直流電源５の負極出力端
子５ｂとの間に介在する負極側スイッチング用トランジ
スタＱ２と、直流電源５の正極出力端子５ａと正極側ス
イッチング用トランジスタＱ１の間に介在した逆流防止
用ダイオードＤ０と、電荷回収コンデンサＣと、励磁コ
イル３の負極端子３ｂと電荷回収コンデンサＣの一端
（正極端子）との間に接続された電荷流入用ダイオード
Ｄ２と、励磁コイル３の正極端子３ａと電荷回収コンデ
ンサＣの他端（負極端子）との間に接続された電荷流入
用ダイオードＤ１と、電荷回収コンデンサＣの一端と正
極側スイッチング用トランジスタＱ１の入力点Ｓ1 との
間に接続された電荷流出用ダイオードＤ３と、電荷回収
コンデンサＣの他端と負極側スイッチング用トランジス
タＱ２の入力点Ｓ2 との間に接続された電荷流出用ダイ
オードＤ４とから構成されている。
の正極端子３ａと直流電源５の正極出力端子５ａとの間
に介在する正極側スイッチング用トランジスタＱ１と、
励磁コイル３の負極端子３ｂと直流電源５の負極出力端
子５ｂとの間に介在する負極側スイッチング用トランジ
スタＱ２と、直流電源５の正極出力端子５ａと正極側ス
イッチング用トランジスタＱ１の間に介在した逆流防止
用ダイオードＤ０と、電荷回収コンデンサＣと、励磁コ
イル３の負極端子３ｂと電荷回収コンデンサＣの一端
（正極端子）との間に接続された電荷流入用ダイオード
Ｄ２と、励磁コイル３の正極端子３ａと電荷回収コンデ
ンサＣの他端（負極端子）との間に接続された電荷流入
用ダイオードＤ１と、電荷回収コンデンサＣの一端と正
極側スイッチング用トランジスタＱ１の入力点Ｓ1 との
間に接続された電荷流出用ダイオードＤ３と、電荷回収
コンデンサＣの他端と負極側スイッチング用トランジス
タＱ２の入力点Ｓ2 との間に接続された電荷流出用ダイ
オードＤ４とから構成されている。
【００１６】ここで、直流電源５の正極出力端子５ａ→
逆流防止用ダイオードＤ０→入力点Ｓ1 →正極側スイッ
チング用トランジスタＱ１→励磁コイル３→負極側スイ
ッチング用トランジスタＱ２→入力点Ｓ2 ，直流電源５
の正極出力端子５ｂの経路はコイル給電断続回路を構成
している。そして、ダイオードＤ１，Ｄ２及び電荷回収
コンデンサＣは電荷回収手段を構成しており、電荷流出
用ダイオードＤ３，Ｄ４は電荷流出手段を構成してい
る。なお、トランジスタＱ１，Ｑ２はバイポーラトラン
ジスタに限らず、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やサ
イリスタ，ＧＴＯ等のパワー素子を用いることができ
る。また、逆流防止用ダイオードＤ０は、直流電源５の
負極出力端子５ｂと負極側スイッチング用トランジスタ
Ｑ２の間に介在させても良い。
逆流防止用ダイオードＤ０→入力点Ｓ1 →正極側スイッ
チング用トランジスタＱ１→励磁コイル３→負極側スイ
ッチング用トランジスタＱ２→入力点Ｓ2 ，直流電源５
の正極出力端子５ｂの経路はコイル給電断続回路を構成
している。そして、ダイオードＤ１，Ｄ２及び電荷回収
コンデンサＣは電荷回収手段を構成しており、電荷流出
用ダイオードＤ３，Ｄ４は電荷流出手段を構成してい
る。なお、トランジスタＱ１，Ｑ２はバイポーラトラン
ジスタに限らず、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やサ
イリスタ，ＧＴＯ等のパワー素子を用いることができ
る。また、逆流防止用ダイオードＤ０は、直流電源５の
負極出力端子５ｂと負極側スイッチング用トランジスタ
Ｑ２の間に介在させても良い。
【００１７】上記の回路構成の単相インバータ回路１０
において、スイッチング制御回路４からの制御信号（ベ
ース信号）ａ，ｂを図２（イ），（ロ）に示すようなＰ
ＷＭ変調波の繰り返しとすると、励磁コイル３の両端電
圧は図２（ニ）に示す如くの波形（ｃ−ｄ）となり、実
効電圧は正弦波形となるが、実際には負極性半波電圧が
加わっても電流が流れないので、図２（ロ）に示す如く
励磁コイル３のみの誘導負荷に流れる電流は正弦波半波
分に略位相９０°だけ遅れた脈流となる。本例も図６に
示す単相インバータ回路と同様に、脈流励磁電流によっ
て電磁振動機の低消費電力化を実現できる。
において、スイッチング制御回路４からの制御信号（ベ
ース信号）ａ，ｂを図２（イ），（ロ）に示すようなＰ
ＷＭ変調波の繰り返しとすると、励磁コイル３の両端電
圧は図２（ニ）に示す如くの波形（ｃ−ｄ）となり、実
効電圧は正弦波形となるが、実際には負極性半波電圧が
加わっても電流が流れないので、図２（ロ）に示す如く
励磁コイル３のみの誘導負荷に流れる電流は正弦波半波
分に略位相９０°だけ遅れた脈流となる。本例も図６に
示す単相インバータ回路と同様に、脈流励磁電流によっ
て電磁振動機の低消費電力化を実現できる。
【００１８】更に、本例の回路動作の詳細を以下に説明
する。まず、図２に示すの期間においては、制御信号
ｂは常に高レベルであるため、トランジスタＱ２は常閉
状態である。制御信号ａが高レベルとなり、トランジス
タＱ１がオンになると、図３に示すように、直流電源５
の正極出力端子５ａ→ダイオードＤ０→トランジスタＱ
１→励磁コイル３→トランジスタＱ２→直流電源５の負
極出力端子５ｂの経路（コイル給電断続回路）に励磁電
流ｉが流れる。コイル３に流れる励磁電流ｉは、トラン
ジスタＱ１がオンになってからオフするまでの時間をΔ
ｔとすると、次式で与えられる。 ｉ＝（Ｅ／Ｌ）Δｔ …（１） 但し、Ｅは直流電源電圧、Ｌはコイル３のインダクタン
スである。従って、トランジスタＱ１のオン期間Δｔが
長ければ長いほど、励磁電流ｉの値は増大する。
する。まず、図２に示すの期間においては、制御信号
ｂは常に高レベルであるため、トランジスタＱ２は常閉
状態である。制御信号ａが高レベルとなり、トランジス
タＱ１がオンになると、図３に示すように、直流電源５
の正極出力端子５ａ→ダイオードＤ０→トランジスタＱ
１→励磁コイル３→トランジスタＱ２→直流電源５の負
極出力端子５ｂの経路（コイル給電断続回路）に励磁電
流ｉが流れる。コイル３に流れる励磁電流ｉは、トラン
ジスタＱ１がオンになってからオフするまでの時間をΔ
ｔとすると、次式で与えられる。 ｉ＝（Ｅ／Ｌ）Δｔ …（１） 但し、Ｅは直流電源電圧、Ｌはコイル３のインダクタン
スである。従って、トランジスタＱ１のオン期間Δｔが
長ければ長いほど、励磁電流ｉの値は増大する。
【００１９】次に、トランジスタＱ２がオン状態で、ト
ランジスタＱ１がオフになると、直流電源５からのコイ
ル３への給電が遮断されるため、コイル３には自己誘導
による逆起電力ｅが発生する。この逆起電力ｅによる放
出エネルギーＰはトランジスタＱ１のオン期間にコイル
３に蓄積された電力に等しく、次式で与えられる。 Ｐ＝Ｌｉ2 ／２＝Ｅ2 Δｔ2 ／２Ｌ …（２） この放出エネルギーＰは、図３に示すように、コイル３
→トランジスタＱ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ２
→コイル３の経路で誘導電流ｉ1 として流れて熱的に消
費される。ここで、逆起電力ｅの生じるコイル３の並列
回路部分での抵抗成分（ダイオードＤ４，Ｄ２の順方向
抵抗）は比較的低い値であるため、逆起電力ｅの値は低
いが発生期間は長い。このため、トランジスタＱ１がオ
フの期間でもコイル３に電流が流れ続け、恰もトランジ
スタＱ１のオフ直前の誘導電流ｉ1 の値を保持するよう
に推移する。
ランジスタＱ１がオフになると、直流電源５からのコイ
ル３への給電が遮断されるため、コイル３には自己誘導
による逆起電力ｅが発生する。この逆起電力ｅによる放
出エネルギーＰはトランジスタＱ１のオン期間にコイル
３に蓄積された電力に等しく、次式で与えられる。 Ｐ＝Ｌｉ2 ／２＝Ｅ2 Δｔ2 ／２Ｌ …（２） この放出エネルギーＰは、図３に示すように、コイル３
→トランジスタＱ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ２
→コイル３の経路で誘導電流ｉ1 として流れて熱的に消
費される。ここで、逆起電力ｅの生じるコイル３の並列
回路部分での抵抗成分（ダイオードＤ４，Ｄ２の順方向
抵抗）は比較的低い値であるため、逆起電力ｅの値は低
いが発生期間は長い。このため、トランジスタＱ１がオ
フの期間でもコイル３に電流が流れ続け、恰もトランジ
スタＱ１のオフ直前の誘導電流ｉ1 の値を保持するよう
に推移する。
【００２０】次に、図２に示すの期間においては、制
御信号ａは常に低レベルであるため、トランジスタＱ１
は常開状態である。制御信号ｂが高レベルとなり、トラ
ンジスタＱ２がオンになると、前述と同様に、コイル３
→トランジスタＱ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ２
→コイル３の経路で誘導電流ｉ1 として流れて熱的に消
費される。
御信号ａは常に低レベルであるため、トランジスタＱ１
は常開状態である。制御信号ｂが高レベルとなり、トラ
ンジスタＱ２がオンになると、前述と同様に、コイル３
→トランジスタＱ２→ダイオードＤ４→ダイオードＤ２
→コイル３の経路で誘導電流ｉ1 として流れて熱的に消
費される。
【００２１】次に、トランジスタＱ２もオフになると
（トランジスタＱ１，Ｑ２が共にオフになると）、図４
に示すように、逆起電力ｅによる誘導電流（回収電流）
ｉ2 はダイオードＤ１，Ｄ２を介して電荷回収コンデン
サＣに流れ込んで充電される。
（トランジスタＱ１，Ｑ２が共にオフになると）、図４
に示すように、逆起電力ｅによる誘導電流（回収電流）
ｉ2 はダイオードＤ１，Ｄ２を介して電荷回収コンデン
サＣに流れ込んで充電される。
【００２２】この際、電荷回収手段としてのコイル３の
並列回路部分、即ち、ダイオードＤ１，Ｄ２，電荷回収
コンデンサＣのインピーダンスは比較的大きいので、値
の高い逆起電力が短時間発生する。瞬間点な誘導電流
（回収電流）ｉ2 でも専用的な電荷回収コンデンサＣで
有効的に回収できる。ここで、逆起電力ｅの値が大きす
ぎると、ダイオードＤ３，Ｄ４が導通してしまうが、導
通しても逆流防止用ダイオードＤ０が存在するため、直
流電源側５へ電荷が流れ戻る（帰還する）ことがなく、
確実に電荷回収コンデンサＣに回収される。
並列回路部分、即ち、ダイオードＤ１，Ｄ２，電荷回収
コンデンサＣのインピーダンスは比較的大きいので、値
の高い逆起電力が短時間発生する。瞬間点な誘導電流
（回収電流）ｉ2 でも専用的な電荷回収コンデンサＣで
有効的に回収できる。ここで、逆起電力ｅの値が大きす
ぎると、ダイオードＤ３，Ｄ４が導通してしまうが、導
通しても逆流防止用ダイオードＤ０が存在するため、直
流電源側５へ電荷が流れ戻る（帰還する）ことがなく、
確実に電荷回収コンデンサＣに回収される。
【００２３】このように期間でトランジスタＱ１，Ｑ
２が共にオフになる毎に、コイル３に発生する逆起電力
ｅによる誘導電流（回収電流）ｉ2 は電荷回収コンデン
サＣに回収され続けるが、トランジスタＱ２がオンの期
間は図３に示す経路の微弱で消費される誘導電流ｉi が
生じているだけであるから、期間ではトランジスタＱ
１，Ｑ２が共にオフの時間に亘り電荷回収コンデンサＣ
に確実に電荷回収されることになる。そして、次の期間
のトランジスタＱ１，Ｑ２が共にオンになり、直流電
源５からコイル３へ励磁電流ｉが給電されるとき、電荷
回収コンデンサＣからダイオードＤ３，Ｄ４を介してコ
イル給電断続回路へ放電電流ｉ3 が流出して励磁電流ｉ
に重畳する。換言すると、放電電流ｉ3 の分だけ直流電
源５から持ち出される給電量が少なくなる。
２が共にオフになる毎に、コイル３に発生する逆起電力
ｅによる誘導電流（回収電流）ｉ2 は電荷回収コンデン
サＣに回収され続けるが、トランジスタＱ２がオンの期
間は図３に示す経路の微弱で消費される誘導電流ｉi が
生じているだけであるから、期間ではトランジスタＱ
１，Ｑ２が共にオフの時間に亘り電荷回収コンデンサＣ
に確実に電荷回収されることになる。そして、次の期間
のトランジスタＱ１，Ｑ２が共にオンになり、直流電
源５からコイル３へ励磁電流ｉが給電されるとき、電荷
回収コンデンサＣからダイオードＤ３，Ｄ４を介してコ
イル給電断続回路へ放電電流ｉ3 が流出して励磁電流ｉ
に重畳する。換言すると、放電電流ｉ3 の分だけ直流電
源５から持ち出される給電量が少なくなる。
【００２４】このように、本例では期間においてはコ
イル３の逆起電力による誘導電流を専用の電荷回収コン
デンサＣで回収すると共に、次の期間で電荷回収コン
デンサＣから蓄積電荷を流出させてコイル励磁電流とし
て再利用している。このため、低消費電力型の電磁振動
機を実現できる。また、本例においては、逆流防止用ダ
イオードＤ０及び電荷回収用コンデンサ３を設けてある
ため、直流電源５の種類が如何なるものでも使用可能で
ある。
イル３の逆起電力による誘導電流を専用の電荷回収コン
デンサＣで回収すると共に、次の期間で電荷回収コン
デンサＣから蓄積電荷を流出させてコイル励磁電流とし
て再利用している。このため、低消費電力型の電磁振動
機を実現できる。また、本例においては、逆流防止用ダ
イオードＤ０及び電荷回収用コンデンサ３を設けてある
ため、直流電源５の種類が如何なるものでも使用可能で
ある。
【００２５】なお、上記の実施例では電荷回収用コンデ
ンサとして単一のコンデンサで構成してあるが、並列接
続の複数のコンデンサでも構わない。また図５に示すよ
うに、電荷回収手段１５として、ダイオードを介して並
列接続の複数のコンデンサＣ１〜Ｃ３を用いても良い。
高い逆起電力も吸収でき、電荷回収効率を高めることが
できる。
ンサとして単一のコンデンサで構成してあるが、並列接
続の複数のコンデンサでも構わない。また図５に示すよ
うに、電荷回収手段１５として、ダイオードを介して並
列接続の複数のコンデンサＣ１〜Ｃ３を用いても良い。
高い逆起電力も吸収でき、電荷回収効率を高めることが
できる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、電磁振
動機用単相インバータ回路において、励磁コイルの逆起
電力による誘導電流を専用的に回収する電荷回収手段を
設けると共に、直流電源から励磁コイルへの励磁電流の
給電時に電荷回収手段から励磁電流として放電させる電
荷流出手段を設けたことを特徴としている。従って、次
のような効果を奏する。
動機用単相インバータ回路において、励磁コイルの逆起
電力による誘導電流を専用的に回収する電荷回収手段を
設けると共に、直流電源から励磁コイルへの励磁電流の
給電時に電荷回収手段から励磁電流として放電させる電
荷流出手段を設けたことを特徴としている。従って、次
のような効果を奏する。
【００２７】 電荷回収手段を直流電源とは別に専用
的に設けたことによって、直流電源が安定化電源である
場合でも使用することができ、直流電源の種類を問わず
使用できる。
的に設けたことによって、直流電源が安定化電源である
場合でも使用することができ、直流電源の種類を問わず
使用できる。
【００２８】 逆起電力による誘導電流を直流電源に
帰還させる場合に比べ、専用の電荷回収手段に確実に回
収されるので、その誘導電流の回収効率を高めることが
でき、従来に比して低消費電力化を図ることができる。
帰還させる場合に比べ、専用の電荷回収手段に確実に回
収されるので、その誘導電流の回収効率を高めることが
でき、従来に比して低消費電力化を図ることができる。
【図１】本発明の実施例に係る単相インバータ回路を備
えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
【図２】（イ）〜（ニ）は同単相インバータ回路におけ
る各点の波形を示す波形図である。
る各点の波形を示す波形図である。
【図３】同単相インバータ回路において励磁電流ｉ，誘
導電流ｉ1 を示す回路図である。
導電流ｉ1 を示す回路図である。
【図４】同単相インバータ回路において回収電流ｉ2 ，
放電電流ｉ3 を示す回路図である。
放電電流ｉ3 を示す回路図である。
【図５】本発明の別の実施例に係る単相インバータ回路
を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
【図６】従来の単相インバータ回路を備えた電磁振動機
の回路構成を示す回路図である。
の回路構成を示す回路図である。
【図７】（イ）〜（ハ）は同従来例に各点の波形を示す
波形図である。
波形図である。
３…電磁振動機用励磁コイル ３ａ…正極端子 ３ｂ…負極端子 ４…スイッチング制御回路 ５…直流電源 １０…単相インバータ回路 Ｑ１…正極側スイッチング用トランジスタ Ｑ２…負極側スイッチング用トランジスタ Ｄ０…逆流防止用ダイオード Ｄ１，Ｄ２…電荷流入用ダイオード Ｄ３，Ｄ４…電荷流入用ダイオード Ｃ，Ｃ１〜Ｃ３…電荷回収用コンデンサ １５…電荷回収手段。
Claims (3)
- 【請求項１】 電磁振動機用励磁コイルと反発用バネと
を用いた電磁振動機において、前記励磁コイルの各端子
をそれぞれスイッチング手段を介して対応の直流電源回
路の出力端子に接続したコイル給電断続回路と、前記直
流電源の出力端子と前記スイッチング手段の間に介在し
た逆流防止用ダイオードと、前記励磁コイルの並列回路
であって前記一対のスイッチング手段のオフ時に生じる
前記励磁コイルの逆起電力による誘導電流を回収する電
荷回収手段と、前記一対のスイッチング手段のオン時に
前記電荷回収手段から放電電流を前記コイル給電断続回
路上へ流出させて前記直流電源から前記励磁コイルへの
給電電流に重畳させる電荷流出手段とを有して成ること
を特徴とする単相インバータ回路を備えた電磁振動機。 - 【請求項２】 請求項１において、前記電荷回収手段
は、電荷回収コンデンサと、その端子と前記励磁コイル
の端子との間にそれぞれ接続された電荷流入用ダイオー
ドとを有していることを特徴とする単相インバータ回路
を備えた電磁振動機。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２において、前記電
荷流出手段は、前記電荷回収コンデンサの端子と前記ス
イッチング手段の給電側端子との間にそれぞれ接続され
た電荷流出用ダイオードであることを特徴とする単相イ
ンバータ回路を備えた電磁振動機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7147525A JPH099635A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7147525A JPH099635A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH099635A true JPH099635A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15432291
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7147525A Pending JPH099635A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH099635A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021082752A (ja) * | 2019-11-21 | 2021-05-27 | 豊興工業株式会社 | ソレノイド駆動回路 |
-
1995
- 1995-06-14 JP JP7147525A patent/JPH099635A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021082752A (ja) * | 2019-11-21 | 2021-05-27 | 豊興工業株式会社 | ソレノイド駆動回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| BE1008072A3 (nl) | Voedingsapparaat met een schakeling voor het beperken van inrush stroom. | |
| US6172882B1 (en) | Partial resonance PWM converter | |
| KR19980702134A (ko) | 임펄스하이-레벨 출력스테이지 공급 회로배치 | |
| JPH0748942B2 (ja) | 同期スイッチングシステムを備えた高効率パワーコンバータ | |
| US4742208A (en) | Welding system with electronic control | |
| JPH06121545A (ja) | 自由振動する、切り換えモード形電力供給装置 | |
| JP2003069406A (ja) | 高電圧半導体スイッチ装置および高電圧発生装置 | |
| WO2007091374A1 (ja) | 同期整流型フォワードコンバータ | |
| RU2216094C2 (ru) | Резонансный преобразователь питания для возбуждения катушки | |
| JPH099635A (ja) | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 | |
| JP2008048484A (ja) | 直流交流変換装置の駆動方法 | |
| JP3263751B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3493273B2 (ja) | 三相整流器の力率改善回路 | |
| JP4409076B2 (ja) | 多出力同期整流式スイッチング電源装置 | |
| JPH10216957A (ja) | コンデンサ式抵抗溶接機 | |
| JPH07135769A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| JPH10295082A (ja) | 単相インバータの制御方式 | |
| JPH07231670A (ja) | 高周波インバータ装置 | |
| JP2994186B2 (ja) | 共振形インバータ装置 | |
| JP2000224863A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2003319661A (ja) | 誘導加熱装置の制御方法、回路方式 | |
| JPH05122931A (ja) | スイツチング電源回路 | |
| JPH09201054A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3729050B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH08153585A (ja) | Ｅｌ（エレクトロ・ルミネッセンス）駆動装置 |