JPH099635A - 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 - Google Patents
単相インバータ回路を備えた電磁振動機Info
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- JPH099635A JPH099635A JP7147525A JP14752595A JPH099635A JP H099635 A JPH099635 A JP H099635A JP 7147525 A JP7147525 A JP 7147525A JP 14752595 A JP14752595 A JP 14752595A JP H099635 A JPH099635 A JP H099635A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0019—Arrangements for reducing power consumption by energy recovery or adiabatic operation
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Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【目的】 脈流励磁電流を生成する電磁振動機用単相イ
ンバータにおいて、如何なる直流電源の使用も可能で、
逆起電力による誘導電流を確実に回収する。 【構成】 単相インバータ回路10は、逆流防止用ダイ
オードD0、電荷回収コンデンサC、電荷流入用ダイオ
ードD2、電荷流入用ダイオードD1、電荷流出用ダイ
オードD3、電荷流出用ダイオードD4を有している。
トランジスタQ1,Q2がオフになる毎に、コイル3に
発生する逆起電力eによる誘導電流(回収電流)i2 は
ダイオードD1,D2を介してコンデンサCへ確実に回
収されるが、トランジスタQ1,Q2が共にオンにな
り、電源5からコイル3へ励磁電流が給電されるとき、
コンデンサCからダイオードD3,D4を介して放電電
流i3 が流出してその励磁電流に重畳する。
ンバータにおいて、如何なる直流電源の使用も可能で、
逆起電力による誘導電流を確実に回収する。 【構成】 単相インバータ回路10は、逆流防止用ダイ
オードD0、電荷回収コンデンサC、電荷流入用ダイオ
ードD2、電荷流入用ダイオードD1、電荷流出用ダイ
オードD3、電荷流出用ダイオードD4を有している。
トランジスタQ1,Q2がオフになる毎に、コイル3に
発生する逆起電力eによる誘導電流(回収電流)i2 は
ダイオードD1,D2を介してコンデンサCへ確実に回
収されるが、トランジスタQ1,Q2が共にオンにな
り、電源5からコイル3へ励磁電流が給電されるとき、
コンデンサCからダイオードD3,D4を介して放電電
流i3 が流出してその励磁電流に重畳する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、パーツフィーダ,振動
コンベア等における電磁振動機(バイブレータ装置)に
関し、特に、単相インバータ回路を備えた電磁振動機に
関する。
コンベア等における電磁振動機(バイブレータ装置)に
関し、特に、単相インバータ回路を備えた電磁振動機に
関する。
【0002】
【従来の技術】従来、電磁石と反発用バネとを用いた電
磁振動機においては、電磁振動機毎で機械的振動の共振
周波数(固有振動数)を選択する必要がある。そのため
に、スイッチングの切替え速度を可変することで周波数
を調整可能とする電磁振動機用単相インバータ回路が知
られている。その単相インバータ回路としては、特開昭
63-267608 号公報に記載の通り、図6に示す回路構成の
ものである。図6において、1は直流電源で、交流電圧
を整流の上、リップルを除去する整流平滑回路などで構
成されている。2は逆変換回路(インバータ回路)で、
スイッチング用トランジスタTr1,Tr2 及び接合ダイ
オードD1,D2 から成るブリッジ回路であり、入力点S
1,S2 (トランジスタTr1 のコレクタ端子とトランジ
スタTr2のエミッタ端子)には直流電源1が接続され
ており、出力点(トランジスタTr1 のエミッタ端子P
1 とトランジスタTr2 のコレクタ端子P2 )には電磁
振動機用励磁コイル3が接続されている。4はスイッチ
ング用トランジスタTr1,Tr2 のベース電流を駆動し
てスイッチングのタイミングを制御するスイッチング制
御回路(パルス変調回路)である。
磁振動機においては、電磁振動機毎で機械的振動の共振
周波数(固有振動数)を選択する必要がある。そのため
に、スイッチングの切替え速度を可変することで周波数
を調整可能とする電磁振動機用単相インバータ回路が知
られている。その単相インバータ回路としては、特開昭
63-267608 号公報に記載の通り、図6に示す回路構成の
ものである。図6において、1は直流電源で、交流電圧
を整流の上、リップルを除去する整流平滑回路などで構
成されている。2は逆変換回路(インバータ回路)で、
スイッチング用トランジスタTr1,Tr2 及び接合ダイ
オードD1,D2 から成るブリッジ回路であり、入力点S
1,S2 (トランジスタTr1 のコレクタ端子とトランジ
スタTr2のエミッタ端子)には直流電源1が接続され
ており、出力点(トランジスタTr1 のエミッタ端子P
1 とトランジスタTr2 のコレクタ端子P2 )には電磁
振動機用励磁コイル3が接続されている。4はスイッチ
ング用トランジスタTr1,Tr2 のベース電流を駆動し
てスイッチングのタイミングを制御するスイッチング制
御回路(パルス変調回路)である。
【0003】このような回路構成において、スイッチン
グ制御回路4の制御によってトランジスタTr1,Tr2
が共にオンすると、出力点P1 はH(高レベル)で出力
点P2 はL(低レベル)であり、トランジスタTr1,T
r2 が共にオフ状態であると、出力点P1 はLで出力点
P2 はHである。トランジスタTr1,Tr2 の一方がオ
フであると、出力点P1 はH(又はL)で出力点P2 も
H(又はL)である。
グ制御回路4の制御によってトランジスタTr1,Tr2
が共にオンすると、出力点P1 はH(高レベル)で出力
点P2 はL(低レベル)であり、トランジスタTr1,T
r2 が共にオフ状態であると、出力点P1 はLで出力点
P2 はHである。トランジスタTr1,Tr2 の一方がオ
フであると、出力点P1 はH(又はL)で出力点P2 も
H(又はL)である。
【0004】ここで、スイッチング制御回路4によって
トランジスタTr1,Tr2 を独立に開閉を制御し、図7
(イ)に示す如く、出力点P1 ,P2 に正弦波のPWM
波(パルス幅変調波)を繰り返し生成させると、図7
(ロ)に示す如く、励磁コイル3への実効電圧は正弦波
の波形となるが、実際には出力点P1 ,P2 間に負極性
半波電圧が加わっても電流が流れないので、図7(ハ)
に示す如く、励磁コイル3のみの誘導負荷に流れる負荷
電流は正弦波半波分に略位相90°だけ遅れた脈流とな
るようになっている。もともと電磁振動機は反発用バネ
を利用して蓄勢的に振動させるものであるから、励磁電
流が正負に振れる交流である必要は無く、脈流であれば
充分である。従って、脈流励磁電流によって電磁振動機
の低消費電力化を実現できる。
トランジスタTr1,Tr2 を独立に開閉を制御し、図7
(イ)に示す如く、出力点P1 ,P2 に正弦波のPWM
波(パルス幅変調波)を繰り返し生成させると、図7
(ロ)に示す如く、励磁コイル3への実効電圧は正弦波
の波形となるが、実際には出力点P1 ,P2 間に負極性
半波電圧が加わっても電流が流れないので、図7(ハ)
に示す如く、励磁コイル3のみの誘導負荷に流れる負荷
電流は正弦波半波分に略位相90°だけ遅れた脈流とな
るようになっている。もともと電磁振動機は反発用バネ
を利用して蓄勢的に振動させるものであるから、励磁電
流が正負に振れる交流である必要は無く、脈流であれば
充分である。従って、脈流励磁電流によって電磁振動機
の低消費電力化を実現できる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上記の電磁振動機用単
相インバータにおいてはトランジスタTr1,Tr2 がオ
ンのときからオフになる過程では、次のような逆起電力
が発生する。
相インバータにおいてはトランジスタTr1,Tr2 がオ
ンのときからオフになる過程では、次のような逆起電力
が発生する。
【0006】まず、トランジスタTr1,Tr2 が共にオ
ンとなり、コイル3に直流電源1から励磁電流が給電さ
れて励磁した後、例えばトランジスタTr1 のみがオフ
になると、コイル3に逆起電力eが発生し、それによる
誘導電流はコイル3の並列回路(P2 →トランジスタT
r2 →ダイオードD1 →P1 )を介して流れる。ここ
で、その並列回路の抵抗成分は比較的小さいので、比較
的に低い値で発生期間が長い逆起電力となるので、トラ
ンジスタTr1 をオフしても依然として電流が流れ続け
る。
ンとなり、コイル3に直流電源1から励磁電流が給電さ
れて励磁した後、例えばトランジスタTr1 のみがオフ
になると、コイル3に逆起電力eが発生し、それによる
誘導電流はコイル3の並列回路(P2 →トランジスタT
r2 →ダイオードD1 →P1 )を介して流れる。ここ
で、その並列回路の抵抗成分は比較的小さいので、比較
的に低い値で発生期間が長い逆起電力となるので、トラ
ンジスタTr1 をオフしても依然として電流が流れ続け
る。
【0007】その後、トランジスタTr2 をもオフにす
ると(トランジスタTr1,Tr2 がオフになると)、そ
れに伴う逆起電力eの誘導電流はコイル3の別の並列回
路(P2 →ダイオードタD2 →直流電源1→ダイオード
D1 →P1 )を介して流れようとする。ここで、直流電
源1を含む並列回路の抵抗成分は比較的大きいなので、
比較的に高い値で発生期間の短い逆起電力となる。ここ
で、直流電源1自体が整流平滑回路の如き簡易な直流電
源回路で構成されている場合は、逆起電力eの誘導電流
は直流電源1に回収される。これによって逆起電力によ
る誘導電流が回収可能となっているので、低消費電力化
を図ることができる。ただ、高い値の瞬間的な逆起電力
による誘導電流が直流電源1へ印加するため、直流電源
1では熱消費による損失は大きい。
ると(トランジスタTr1,Tr2 がオフになると)、そ
れに伴う逆起電力eの誘導電流はコイル3の別の並列回
路(P2 →ダイオードタD2 →直流電源1→ダイオード
D1 →P1 )を介して流れようとする。ここで、直流電
源1を含む並列回路の抵抗成分は比較的大きいなので、
比較的に高い値で発生期間の短い逆起電力となる。ここ
で、直流電源1自体が整流平滑回路の如き簡易な直流電
源回路で構成されている場合は、逆起電力eの誘導電流
は直流電源1に回収される。これによって逆起電力によ
る誘導電流が回収可能となっているので、低消費電力化
を図ることができる。ただ、高い値の瞬間的な逆起電力
による誘導電流が直流電源1へ印加するため、直流電源
1では熱消費による損失は大きい。
【0008】他方、直流電源1が安定化電源回路等を有
して成る場合には、逆電流防止ダイオード等によって逆
起電力eの誘導電流の直流電源1への回収は発揮され
ず、その逆電流防止ダイオードの熱エネルギーとして散
逸されるだけである。従って、上記の単相インバータに
おいては、直流電源1としては充放電可能でなければな
らないので、整流平滑回路等の簡易な定電圧回路で構成
され、安定化回路を具備しないものに限られている。P
WM方式ではなく、特に、PAM(パルス振幅変調)を
用いてインバータ回路2のトランジスタTr1,Tr2 を
スイッチング制御する場合は、電源電圧値の信頼性が要
求されるため、直流電源1には電源安定化回路を必須と
しているので、もはや図6に示す電磁振動機用単相イン
バータは用いることができない。
して成る場合には、逆電流防止ダイオード等によって逆
起電力eの誘導電流の直流電源1への回収は発揮され
ず、その逆電流防止ダイオードの熱エネルギーとして散
逸されるだけである。従って、上記の単相インバータに
おいては、直流電源1としては充放電可能でなければな
らないので、整流平滑回路等の簡易な定電圧回路で構成
され、安定化回路を具備しないものに限られている。P
WM方式ではなく、特に、PAM(パルス振幅変調)を
用いてインバータ回路2のトランジスタTr1,Tr2 を
スイッチング制御する場合は、電源電圧値の信頼性が要
求されるため、直流電源1には電源安定化回路を必須と
しているので、もはや図6に示す電磁振動機用単相イン
バータは用いることができない。
【0009】そこで上記問題点に鑑み、本発明の課題
は、脈流励磁電流を生成する電磁振動機用単相インバー
タにおいて、整流平滑回路は勿論のこと安定化回路備え
た直流電源等の使用も可能であり、如何なる直流電源の
使用も可能であって、逆起電力による誘導電流を確実に
回収できる低消費電力型の単相インバータ回路を備えた
電磁振動機を提供することにある。
は、脈流励磁電流を生成する電磁振動機用単相インバー
タにおいて、整流平滑回路は勿論のこと安定化回路備え
た直流電源等の使用も可能であり、如何なる直流電源の
使用も可能であって、逆起電力による誘導電流を確実に
回収できる低消費電力型の単相インバータ回路を備えた
電磁振動機を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の講じた手段は、電磁振動機用励磁コイルと
反発用バネとを用いた電磁振動機において、上記励磁コ
イルの各端子をそれぞれスイッチング手段を介して対応
の直流電源回路の出力端子に接続したコイル給電断続回
路と、上記直流電源の出力端子と上記スイッチング手段
の間に介在した逆流防止用ダイオードと、上記励磁コイ
ルの並列回路であって上記一対のスイッチング手段のオ
フ時に生じる上記励磁コイルの逆起電力による誘導電流
を回収する電荷回収手段と、上記一対のスイッチング手
段のオン時に上記電荷回収手段から放電電流を上記コイ
ル給電断続回路上へ流出させて上記直流電源から上記励
磁コイルへの給電電流に重畳させる電荷流出手段とを有
して成ることを特徴とする。
に、本発明の講じた手段は、電磁振動機用励磁コイルと
反発用バネとを用いた電磁振動機において、上記励磁コ
イルの各端子をそれぞれスイッチング手段を介して対応
の直流電源回路の出力端子に接続したコイル給電断続回
路と、上記直流電源の出力端子と上記スイッチング手段
の間に介在した逆流防止用ダイオードと、上記励磁コイ
ルの並列回路であって上記一対のスイッチング手段のオ
フ時に生じる上記励磁コイルの逆起電力による誘導電流
を回収する電荷回収手段と、上記一対のスイッチング手
段のオン時に上記電荷回収手段から放電電流を上記コイ
ル給電断続回路上へ流出させて上記直流電源から上記励
磁コイルへの給電電流に重畳させる電荷流出手段とを有
して成ることを特徴とする。
【0011】ここで、電荷回収手段としては、電荷回収
コンデンサと、その端子と上記励磁コイルの端子との間
にそれぞれ接続された電荷流入用ダイオードとを有する
構成を採用できる。また、電荷流出手段としては、上記
電荷回収コンデンサの端子と上記スイッチング手段の給
電側端子との間にそれぞれ接続された電荷流出用ダイオ
ードとすることができる。
コンデンサと、その端子と上記励磁コイルの端子との間
にそれぞれ接続された電荷流入用ダイオードとを有する
構成を採用できる。また、電荷流出手段としては、上記
電荷回収コンデンサの端子と上記スイッチング手段の給
電側端子との間にそれぞれ接続された電荷流出用ダイオ
ードとすることができる。
【0012】
【作用】スイッチング手段が共にオンのときは、直流電
源から一対のスイッチング手段を介して励磁コイルに給
電が行われて、励磁電流として消費される。このスイッ
チング手段のオン状態からオフに切り換わると、励磁コ
イルには自己誘導により逆起電力が生じる。両方のスイ
ッチング手段がオフの場合は、その誘導電流は電荷回収
手段に回収される。ここで、逆起電力が大き過ぎるとき
や、直流電源が整流平滑回路である場合でも、逆流防止
用ダイオードによって直流電源側への電流帰還が阻止さ
れているので、専用的な電荷回収手段の機能を働かすこ
とができる。そして、スイッチング手段のオフ期間が過
ぎ、オン期間になると、今度は電荷回収手段に蓄積され
た電荷が電荷流出手段によってコイル給電断続回路上へ
放電され、その放電電流が直流電源からの給電電流に重
畳し、放電電流の分も励起電流として消費される。逆起
電力による誘導電流も次のオン時で励起電流の一部とし
て確実に再利用されるので、その分、直流電源からの給
電量を減らすことができ、低消費電力化に寄与する。特
に、電荷回収手段を直流電源とは別に専用的に設けたこ
とによって、直流電源が安定化電源である場合でも使用
することができ、また逆起電力による誘導電流の回収効
率を高めることができる。
源から一対のスイッチング手段を介して励磁コイルに給
電が行われて、励磁電流として消費される。このスイッ
チング手段のオン状態からオフに切り換わると、励磁コ
イルには自己誘導により逆起電力が生じる。両方のスイ
ッチング手段がオフの場合は、その誘導電流は電荷回収
手段に回収される。ここで、逆起電力が大き過ぎるとき
や、直流電源が整流平滑回路である場合でも、逆流防止
用ダイオードによって直流電源側への電流帰還が阻止さ
れているので、専用的な電荷回収手段の機能を働かすこ
とができる。そして、スイッチング手段のオフ期間が過
ぎ、オン期間になると、今度は電荷回収手段に蓄積され
た電荷が電荷流出手段によってコイル給電断続回路上へ
放電され、その放電電流が直流電源からの給電電流に重
畳し、放電電流の分も励起電流として消費される。逆起
電力による誘導電流も次のオン時で励起電流の一部とし
て確実に再利用されるので、その分、直流電源からの給
電量を減らすことができ、低消費電力化に寄与する。特
に、電荷回収手段を直流電源とは別に専用的に設けたこ
とによって、直流電源が安定化電源である場合でも使用
することができ、また逆起電力による誘導電流の回収効
率を高めることができる。
【0013】
【実施例】次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて
説明する。
説明する。
【0014】図1は本発明の実施例に係る単相インバー
タ回路を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図であ
る。5は直流電源で、整流平滑回路は勿論のこと、安定
化回路を備えた直流電源回路等をも含む直流電源であ
る。3は電磁振動機用励磁コイルで、反発用バネ(図示
せず)と協働して機械振動を発生させるものである。4
は2は逆変換回路(単相インバータ回路)10にベース
電流を印加してスイッチングのタイミングを制御するス
イッチング制御回路(パルス変調回路)である。
タ回路を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図であ
る。5は直流電源で、整流平滑回路は勿論のこと、安定
化回路を備えた直流電源回路等をも含む直流電源であ
る。3は電磁振動機用励磁コイルで、反発用バネ(図示
せず)と協働して機械振動を発生させるものである。4
は2は逆変換回路(単相インバータ回路)10にベース
電流を印加してスイッチングのタイミングを制御するス
イッチング制御回路(パルス変調回路)である。
【0015】単相インバータ回路10は、励磁コイル3
の正極端子3aと直流電源5の正極出力端子5aとの間
に介在する正極側スイッチング用トランジスタQ1と、
励磁コイル3の負極端子3bと直流電源5の負極出力端
子5bとの間に介在する負極側スイッチング用トランジ
スタQ2と、直流電源5の正極出力端子5aと正極側ス
イッチング用トランジスタQ1の間に介在した逆流防止
用ダイオードD0と、電荷回収コンデンサCと、励磁コ
イル3の負極端子3bと電荷回収コンデンサCの一端
(正極端子)との間に接続された電荷流入用ダイオード
D2と、励磁コイル3の正極端子3aと電荷回収コンデ
ンサCの他端(負極端子)との間に接続された電荷流入
用ダイオードD1と、電荷回収コンデンサCの一端と正
極側スイッチング用トランジスタQ1の入力点S1 との
間に接続された電荷流出用ダイオードD3と、電荷回収
コンデンサCの他端と負極側スイッチング用トランジス
タQ2の入力点S2 との間に接続された電荷流出用ダイ
オードD4とから構成されている。
の正極端子3aと直流電源5の正極出力端子5aとの間
に介在する正極側スイッチング用トランジスタQ1と、
励磁コイル3の負極端子3bと直流電源5の負極出力端
子5bとの間に介在する負極側スイッチング用トランジ
スタQ2と、直流電源5の正極出力端子5aと正極側ス
イッチング用トランジスタQ1の間に介在した逆流防止
用ダイオードD0と、電荷回収コンデンサCと、励磁コ
イル3の負極端子3bと電荷回収コンデンサCの一端
(正極端子)との間に接続された電荷流入用ダイオード
D2と、励磁コイル3の正極端子3aと電荷回収コンデ
ンサCの他端(負極端子)との間に接続された電荷流入
用ダイオードD1と、電荷回収コンデンサCの一端と正
極側スイッチング用トランジスタQ1の入力点S1 との
間に接続された電荷流出用ダイオードD3と、電荷回収
コンデンサCの他端と負極側スイッチング用トランジス
タQ2の入力点S2 との間に接続された電荷流出用ダイ
オードD4とから構成されている。
【0016】ここで、直流電源5の正極出力端子5a→
逆流防止用ダイオードD0→入力点S1 →正極側スイッ
チング用トランジスタQ1→励磁コイル3→負極側スイ
ッチング用トランジスタQ2→入力点S2 ,直流電源5
の正極出力端子5bの経路はコイル給電断続回路を構成
している。そして、ダイオードD1,D2及び電荷回収
コンデンサCは電荷回収手段を構成しており、電荷流出
用ダイオードD3,D4は電荷流出手段を構成してい
る。なお、トランジスタQ1,Q2はバイポーラトラン
ジスタに限らず、電界効果トランジスタ(FET)やサ
イリスタ,GTO等のパワー素子を用いることができ
る。また、逆流防止用ダイオードD0は、直流電源5の
負極出力端子5bと負極側スイッチング用トランジスタ
Q2の間に介在させても良い。
逆流防止用ダイオードD0→入力点S1 →正極側スイッ
チング用トランジスタQ1→励磁コイル3→負極側スイ
ッチング用トランジスタQ2→入力点S2 ,直流電源5
の正極出力端子5bの経路はコイル給電断続回路を構成
している。そして、ダイオードD1,D2及び電荷回収
コンデンサCは電荷回収手段を構成しており、電荷流出
用ダイオードD3,D4は電荷流出手段を構成してい
る。なお、トランジスタQ1,Q2はバイポーラトラン
ジスタに限らず、電界効果トランジスタ(FET)やサ
イリスタ,GTO等のパワー素子を用いることができ
る。また、逆流防止用ダイオードD0は、直流電源5の
負極出力端子5bと負極側スイッチング用トランジスタ
Q2の間に介在させても良い。
【0017】上記の回路構成の単相インバータ回路10
において、スイッチング制御回路4からの制御信号(ベ
ース信号)a,bを図2(イ),(ロ)に示すようなP
WM変調波の繰り返しとすると、励磁コイル3の両端電
圧は図2(ニ)に示す如くの波形(c−d)となり、実
効電圧は正弦波形となるが、実際には負極性半波電圧が
加わっても電流が流れないので、図2(ロ)に示す如く
励磁コイル3のみの誘導負荷に流れる電流は正弦波半波
分に略位相90°だけ遅れた脈流となる。本例も図6に
示す単相インバータ回路と同様に、脈流励磁電流によっ
て電磁振動機の低消費電力化を実現できる。
において、スイッチング制御回路4からの制御信号(ベ
ース信号)a,bを図2(イ),(ロ)に示すようなP
WM変調波の繰り返しとすると、励磁コイル3の両端電
圧は図2(ニ)に示す如くの波形(c−d)となり、実
効電圧は正弦波形となるが、実際には負極性半波電圧が
加わっても電流が流れないので、図2(ロ)に示す如く
励磁コイル3のみの誘導負荷に流れる電流は正弦波半波
分に略位相90°だけ遅れた脈流となる。本例も図6に
示す単相インバータ回路と同様に、脈流励磁電流によっ
て電磁振動機の低消費電力化を実現できる。
【0018】更に、本例の回路動作の詳細を以下に説明
する。まず、図2に示すの期間においては、制御信号
bは常に高レベルであるため、トランジスタQ2は常閉
状態である。制御信号aが高レベルとなり、トランジス
タQ1がオンになると、図3に示すように、直流電源5
の正極出力端子5a→ダイオードD0→トランジスタQ
1→励磁コイル3→トランジスタQ2→直流電源5の負
極出力端子5bの経路(コイル給電断続回路)に励磁電
流iが流れる。コイル3に流れる励磁電流iは、トラン
ジスタQ1がオンになってからオフするまでの時間をΔ
tとすると、次式で与えられる。 i=(E/L)Δt …(1) 但し、Eは直流電源電圧、Lはコイル3のインダクタン
スである。従って、トランジスタQ1のオン期間Δtが
長ければ長いほど、励磁電流iの値は増大する。
する。まず、図2に示すの期間においては、制御信号
bは常に高レベルであるため、トランジスタQ2は常閉
状態である。制御信号aが高レベルとなり、トランジス
タQ1がオンになると、図3に示すように、直流電源5
の正極出力端子5a→ダイオードD0→トランジスタQ
1→励磁コイル3→トランジスタQ2→直流電源5の負
極出力端子5bの経路(コイル給電断続回路)に励磁電
流iが流れる。コイル3に流れる励磁電流iは、トラン
ジスタQ1がオンになってからオフするまでの時間をΔ
tとすると、次式で与えられる。 i=(E/L)Δt …(1) 但し、Eは直流電源電圧、Lはコイル3のインダクタン
スである。従って、トランジスタQ1のオン期間Δtが
長ければ長いほど、励磁電流iの値は増大する。
【0019】次に、トランジスタQ2がオン状態で、ト
ランジスタQ1がオフになると、直流電源5からのコイ
ル3への給電が遮断されるため、コイル3には自己誘導
による逆起電力eが発生する。この逆起電力eによる放
出エネルギーPはトランジスタQ1のオン期間にコイル
3に蓄積された電力に等しく、次式で与えられる。 P=Li2 /2=E2 Δt2 /2L …(2) この放出エネルギーPは、図3に示すように、コイル3
→トランジスタQ2→ダイオードD4→ダイオードD2
→コイル3の経路で誘導電流i1 として流れて熱的に消
費される。ここで、逆起電力eの生じるコイル3の並列
回路部分での抵抗成分(ダイオードD4,D2の順方向
抵抗)は比較的低い値であるため、逆起電力eの値は低
いが発生期間は長い。このため、トランジスタQ1がオ
フの期間でもコイル3に電流が流れ続け、恰もトランジ
スタQ1のオフ直前の誘導電流i1 の値を保持するよう
に推移する。
ランジスタQ1がオフになると、直流電源5からのコイ
ル3への給電が遮断されるため、コイル3には自己誘導
による逆起電力eが発生する。この逆起電力eによる放
出エネルギーPはトランジスタQ1のオン期間にコイル
3に蓄積された電力に等しく、次式で与えられる。 P=Li2 /2=E2 Δt2 /2L …(2) この放出エネルギーPは、図3に示すように、コイル3
→トランジスタQ2→ダイオードD4→ダイオードD2
→コイル3の経路で誘導電流i1 として流れて熱的に消
費される。ここで、逆起電力eの生じるコイル3の並列
回路部分での抵抗成分(ダイオードD4,D2の順方向
抵抗)は比較的低い値であるため、逆起電力eの値は低
いが発生期間は長い。このため、トランジスタQ1がオ
フの期間でもコイル3に電流が流れ続け、恰もトランジ
スタQ1のオフ直前の誘導電流i1 の値を保持するよう
に推移する。
【0020】次に、図2に示すの期間においては、制
御信号aは常に低レベルであるため、トランジスタQ1
は常開状態である。制御信号bが高レベルとなり、トラ
ンジスタQ2がオンになると、前述と同様に、コイル3
→トランジスタQ2→ダイオードD4→ダイオードD2
→コイル3の経路で誘導電流i1 として流れて熱的に消
費される。
御信号aは常に低レベルであるため、トランジスタQ1
は常開状態である。制御信号bが高レベルとなり、トラ
ンジスタQ2がオンになると、前述と同様に、コイル3
→トランジスタQ2→ダイオードD4→ダイオードD2
→コイル3の経路で誘導電流i1 として流れて熱的に消
費される。
【0021】次に、トランジスタQ2もオフになると
(トランジスタQ1,Q2が共にオフになると)、図4
に示すように、逆起電力eによる誘導電流(回収電流)
i2 はダイオードD1,D2を介して電荷回収コンデン
サCに流れ込んで充電される。
(トランジスタQ1,Q2が共にオフになると)、図4
に示すように、逆起電力eによる誘導電流(回収電流)
i2 はダイオードD1,D2を介して電荷回収コンデン
サCに流れ込んで充電される。
【0022】この際、電荷回収手段としてのコイル3の
並列回路部分、即ち、ダイオードD1,D2,電荷回収
コンデンサCのインピーダンスは比較的大きいので、値
の高い逆起電力が短時間発生する。瞬間点な誘導電流
(回収電流)i2 でも専用的な電荷回収コンデンサCで
有効的に回収できる。ここで、逆起電力eの値が大きす
ぎると、ダイオードD3,D4が導通してしまうが、導
通しても逆流防止用ダイオードD0が存在するため、直
流電源側5へ電荷が流れ戻る(帰還する)ことがなく、
確実に電荷回収コンデンサCに回収される。
並列回路部分、即ち、ダイオードD1,D2,電荷回収
コンデンサCのインピーダンスは比較的大きいので、値
の高い逆起電力が短時間発生する。瞬間点な誘導電流
(回収電流)i2 でも専用的な電荷回収コンデンサCで
有効的に回収できる。ここで、逆起電力eの値が大きす
ぎると、ダイオードD3,D4が導通してしまうが、導
通しても逆流防止用ダイオードD0が存在するため、直
流電源側5へ電荷が流れ戻る(帰還する)ことがなく、
確実に電荷回収コンデンサCに回収される。
【0023】このように期間でトランジスタQ1,Q
2が共にオフになる毎に、コイル3に発生する逆起電力
eによる誘導電流(回収電流)i2 は電荷回収コンデン
サCに回収され続けるが、トランジスタQ2がオンの期
間は図3に示す経路の微弱で消費される誘導電流ii が
生じているだけであるから、期間ではトランジスタQ
1,Q2が共にオフの時間に亘り電荷回収コンデンサC
に確実に電荷回収されることになる。そして、次の期間
のトランジスタQ1,Q2が共にオンになり、直流電
源5からコイル3へ励磁電流iが給電されるとき、電荷
回収コンデンサCからダイオードD3,D4を介してコ
イル給電断続回路へ放電電流i3 が流出して励磁電流i
に重畳する。換言すると、放電電流i3 の分だけ直流電
源5から持ち出される給電量が少なくなる。
2が共にオフになる毎に、コイル3に発生する逆起電力
eによる誘導電流(回収電流)i2 は電荷回収コンデン
サCに回収され続けるが、トランジスタQ2がオンの期
間は図3に示す経路の微弱で消費される誘導電流ii が
生じているだけであるから、期間ではトランジスタQ
1,Q2が共にオフの時間に亘り電荷回収コンデンサC
に確実に電荷回収されることになる。そして、次の期間
のトランジスタQ1,Q2が共にオンになり、直流電
源5からコイル3へ励磁電流iが給電されるとき、電荷
回収コンデンサCからダイオードD3,D4を介してコ
イル給電断続回路へ放電電流i3 が流出して励磁電流i
に重畳する。換言すると、放電電流i3 の分だけ直流電
源5から持ち出される給電量が少なくなる。
【0024】このように、本例では期間においてはコ
イル3の逆起電力による誘導電流を専用の電荷回収コン
デンサCで回収すると共に、次の期間で電荷回収コン
デンサCから蓄積電荷を流出させてコイル励磁電流とし
て再利用している。このため、低消費電力型の電磁振動
機を実現できる。また、本例においては、逆流防止用ダ
イオードD0及び電荷回収用コンデンサ3を設けてある
ため、直流電源5の種類が如何なるものでも使用可能で
ある。
イル3の逆起電力による誘導電流を専用の電荷回収コン
デンサCで回収すると共に、次の期間で電荷回収コン
デンサCから蓄積電荷を流出させてコイル励磁電流とし
て再利用している。このため、低消費電力型の電磁振動
機を実現できる。また、本例においては、逆流防止用ダ
イオードD0及び電荷回収用コンデンサ3を設けてある
ため、直流電源5の種類が如何なるものでも使用可能で
ある。
【0025】なお、上記の実施例では電荷回収用コンデ
ンサとして単一のコンデンサで構成してあるが、並列接
続の複数のコンデンサでも構わない。また図5に示すよ
うに、電荷回収手段15として、ダイオードを介して並
列接続の複数のコンデンサC1〜C3を用いても良い。
高い逆起電力も吸収でき、電荷回収効率を高めることが
できる。
ンサとして単一のコンデンサで構成してあるが、並列接
続の複数のコンデンサでも構わない。また図5に示すよ
うに、電荷回収手段15として、ダイオードを介して並
列接続の複数のコンデンサC1〜C3を用いても良い。
高い逆起電力も吸収でき、電荷回収効率を高めることが
できる。
【0026】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、電磁振
動機用単相インバータ回路において、励磁コイルの逆起
電力による誘導電流を専用的に回収する電荷回収手段を
設けると共に、直流電源から励磁コイルへの励磁電流の
給電時に電荷回収手段から励磁電流として放電させる電
荷流出手段を設けたことを特徴としている。従って、次
のような効果を奏する。
動機用単相インバータ回路において、励磁コイルの逆起
電力による誘導電流を専用的に回収する電荷回収手段を
設けると共に、直流電源から励磁コイルへの励磁電流の
給電時に電荷回収手段から励磁電流として放電させる電
荷流出手段を設けたことを特徴としている。従って、次
のような効果を奏する。
【0027】 電荷回収手段を直流電源とは別に専用
的に設けたことによって、直流電源が安定化電源である
場合でも使用することができ、直流電源の種類を問わず
使用できる。
的に設けたことによって、直流電源が安定化電源である
場合でも使用することができ、直流電源の種類を問わず
使用できる。
【0028】 逆起電力による誘導電流を直流電源に
帰還させる場合に比べ、専用の電荷回収手段に確実に回
収されるので、その誘導電流の回収効率を高めることが
でき、従来に比して低消費電力化を図ることができる。
帰還させる場合に比べ、専用の電荷回収手段に確実に回
収されるので、その誘導電流の回収効率を高めることが
でき、従来に比して低消費電力化を図ることができる。
【図1】本発明の実施例に係る単相インバータ回路を備
えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
【図2】(イ)〜(ニ)は同単相インバータ回路におけ
る各点の波形を示す波形図である。
る各点の波形を示す波形図である。
【図3】同単相インバータ回路において励磁電流i,誘
導電流i1 を示す回路図である。
導電流i1 を示す回路図である。
【図4】同単相インバータ回路において回収電流i2 ,
放電電流i3 を示す回路図である。
放電電流i3 を示す回路図である。
【図5】本発明の別の実施例に係る単相インバータ回路
を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
を備えた電磁振動機の回路構成を示す回路図である。
【図6】従来の単相インバータ回路を備えた電磁振動機
の回路構成を示す回路図である。
の回路構成を示す回路図である。
【図7】(イ)〜(ハ)は同従来例に各点の波形を示す
波形図である。
波形図である。
3…電磁振動機用励磁コイル 3a…正極端子 3b…負極端子 4…スイッチング制御回路 5…直流電源 10…単相インバータ回路 Q1…正極側スイッチング用トランジスタ Q2…負極側スイッチング用トランジスタ D0…逆流防止用ダイオード D1,D2…電荷流入用ダイオード D3,D4…電荷流入用ダイオード C,C1〜C3…電荷回収用コンデンサ 15…電荷回収手段。
Claims (3)
- 【請求項1】 電磁振動機用励磁コイルと反発用バネと
を用いた電磁振動機において、前記励磁コイルの各端子
をそれぞれスイッチング手段を介して対応の直流電源回
路の出力端子に接続したコイル給電断続回路と、前記直
流電源の出力端子と前記スイッチング手段の間に介在し
た逆流防止用ダイオードと、前記励磁コイルの並列回路
であって前記一対のスイッチング手段のオフ時に生じる
前記励磁コイルの逆起電力による誘導電流を回収する電
荷回収手段と、前記一対のスイッチング手段のオン時に
前記電荷回収手段から放電電流を前記コイル給電断続回
路上へ流出させて前記直流電源から前記励磁コイルへの
給電電流に重畳させる電荷流出手段とを有して成ること
を特徴とする単相インバータ回路を備えた電磁振動機。 - 【請求項2】 請求項1において、前記電荷回収手段
は、電荷回収コンデンサと、その端子と前記励磁コイル
の端子との間にそれぞれ接続された電荷流入用ダイオー
ドとを有していることを特徴とする単相インバータ回路
を備えた電磁振動機。 - 【請求項3】 請求項1又は請求項2において、前記電
荷流出手段は、前記電荷回収コンデンサの端子と前記ス
イッチング手段の給電側端子との間にそれぞれ接続され
た電荷流出用ダイオードであることを特徴とする単相イ
ンバータ回路を備えた電磁振動機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7147525A JPH099635A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7147525A JPH099635A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH099635A true JPH099635A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15432291
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7147525A Pending JPH099635A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 単相インバータ回路を備えた電磁振動機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH099635A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021082752A (ja) * | 2019-11-21 | 2021-05-27 | 豊興工業株式会社 | ソレノイド駆動回路 |
-
1995
- 1995-06-14 JP JP7147525A patent/JPH099635A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021082752A (ja) * | 2019-11-21 | 2021-05-27 | 豊興工業株式会社 | ソレノイド駆動回路 |
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