JP4297995B2 - エレベータの制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はエレベータの制御装置に関し、特にインバータ制御装置、コンバータ制御装置等の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エレベータの制御装置として、現在ＰＷＭ制御によるインバータ化が進んでおり、小容量インバータ適用の中低速エレベータのみならず、電源回生、昇圧制御等を行う高速エレベータの領域においても、ＰＷＭ制御によるインバータ化を採用しているのが一般的となっている。
【０００３】
更に最近は、装置の小型化、性能向上を目的にＰＷＭ制御を行うインバータ・コンバータ装置においてＩＧＢＴ等の高速スイッチング素子を用いてＰＷＭ制御のキャリア周波数を高くする方向に進んでいる。
【０００４】
しかしながら、インバータ・コンバータ装置に用いる高速スイッチング素子例えばＩＧＢＴにおいては、その制御信号となるゲート信号は電圧駆動制御で主回路と絶縁されているが、エミッタ側の信号（ゲート側の戻りの信号）は主回路に直接接続された構成となっており、ＩＧＢＴのゲート信号電圧として主回路の電位変動があると一緒に電圧変動が発生するというように主回路電圧の影響を受けやすいものである。
【０００５】
上記の主回路電圧の影響が極端な場合、ゲート電圧がオフ動作領域であるはずなのに、主回路電圧変動が発生した瞬間オン領域まで電圧が上がりＩＧＢＴが誤動作したり、ゲート電圧に高周波の振動が発生したりして、ＩＧＢＴ内のゲート回路、主回路の異常過熱等により破損したりする場合も生じることがある。
【０００６】
主回路電位変動が発生する原因として種々考えられるが主な原因として以下の二点が考えられる。
（１）ＩＧＢＴスイッチングオフ時のサージ電圧を吸収するスナバ回路内共振現象による主回路電圧変動。
（２）ＩＧＢＴが高速スイッチング素子のため電流の変化率ｄｉ／ｄｔが大きいため、主回路が有するインダクタンスＬにより発生する電圧変動ΔＶ＝ーＬｄｉ／ｄｔが大きく、これが主回路電位変動として発生する。
【０００７】
又、（２）項による主回路電位変動が及ぼす影響として次の二つの場合がある。
（２−１）同一インバータ内に構成される各相のＩＧＢＴがＰ側（正側）共通母線及びＮ側（負側）共通母線に一緒に接続される時、一つの相のＩＧＢＴスイッチング動作時のｄｉ／ｄｔ変化によるΔＶ発生により上記相に対して主回路電位変動の影響を与えるだけではなく、共通母線で接続される他相のＩＧＢＴに対しても影響を与える（コンバータの場合も同様）。
（２−２）インバータ・コンバータ装置を同一制御装置に有する時、コンバータ用及びインバータ用のＩＧＢＴが素子近辺のＰ側及びＮ側共通母線で接続される時、コンバータ側ＩＧＢＴのスイッチング動作時のｄｉ／ｄｔ変化によるΔＶ発生によりコンバータ側に対して主回路電位変動の影響を与えるだけではなく、共通母線で接続されるインバータ側ＩＧＢＴに対しても影響を与える（逆のモードの場合も同様）。
ここで、上記（１）（２）の場合について更に主回路電位変動が発生する原因を詳細に説明する。
【０００８】
（１）の場合
この（１）の場合について説明するための現状の回路構成を図１２に示す。この図１２は、インバータ制御装置を構成する回路の１相分のみのスナバ回路を示している。
【０００９】
図中、１は安定した直流電源を供給する平滑コンデンサ、２はＰ側に接続されるＩＧＢＴ、３はＮ側に接続されるＩＧＢＴである。４はＩＧＢＴ２がスイッチングオフ時に発生するサージ電圧を吸収するＰ側ＩＧＢＴ用スナバコンデンサ、５は逆方向電流を阻止するＰ側ＩＧＢＴ用スナバダイオードである。６、７は上記と同様ＩＧＢＴ３がスイッチングオフ時に発生するサージ吸収電圧用Ｎ側ＩＧＢＴ用スナバコンデンサ及びダイオードである。
【００１０】
８は、ダイオード５と並列に接続され、ダイオードオフ時のリカバリーサージ電圧を抑制するとともに、ＩＧＢＴ２がスイッチング動作する時の電流変化ｄｉ／ｄｔをクランプしながら抑制するＰ側スナバダイオード用コンデンサである。９もダイオード８と同様な機能を有するＮ側スナバダイオード用コンデンサである。
【００１１】
１２はコンデンサ７にチャージされたサージ電圧を放電するＮ側スナバコンデンサ放電抵抗、１３はコンデンサ４にチャージされたサージ電圧を放電するＰ側スナバコンデンサ放電抵抗である。
【００１２】
次に１２図の動作について説明する。
例えばＩＧＢＴ２がスイッチング動作によりオフしたとすると、それまでＩＧＢＴ２に流れていた回路電流のインダクタンスにより直流電圧ＶDCを越えたサージ電圧が発生する。このサージ電圧分のエネルギーは、Ｐ側個別スナバ回路であるスナバコンデンサ４、スナバダイオード５を、図中実線のように電流として流れる。スナバ回路に吸収されるサージエネルギーがなくなると今度はスナバ回路にチャージされた前記サージエネルギーは、破線で示すように平滑コンデンサ１、放電抵抗１３を通って放電されることでスナバ動作が行われる。
【００１３】
次にコンデンサ８の動作について説明する。
一つは上述のようにサージエネルギーを吸収する時スナバ回路に大きいサージ電流が流れるが、放電する時スナバダイオード５にも逆方向のリカバリー電流が流れ、その時のダイオード５のリカバリーサージ電圧を吸収する。
【００１４】
又、もう一つの動作として次のようになる。ＩＧＢＴ２がオンとなっている時は、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ３の中点はＶDCにクランプされ、コンデンサ８の下側がＶDCで、又、コンデンサ８の上側は抵抗１３により０Ｖにクランプされているので、コンデンサ８は下向きにＶDCの直流電圧で充電されている。又、コンデンサ４は上側がＶDCにクランプ、下側は抵抗１３によりＮ側の０Ｖにクランプされているので上向きにＶDCの直流電圧で充電され、結局コンデンサ４の下側とコンデンサ８の上側が接続されているためコンデンサ４の上側とコンデンサ８の下側の間は等電位となり０Ｖになっている（ＩＧＢＴ２オン状態）。
【００１５】
この状態より、ＩＧＢＴ２がオフ動作を開始すると電流変化ｄｉ／ｄｔによりＩＧＢＴ２の両端電位が上昇していくがコンデンサ４はＰ・Ｎ間両端にクランプされているので、常にＶDCで変わらず、コンデンサ８の電位がＩＧＢＴ２のオフ動作とともに電位変化する。
【００１６】
このコンデンサ８の電位変化として、一点鎖線で示すようにＶDCの充電電圧はコンデンサ８−ＩＧＢＴ２のダイオード−平滑コンデンサ１−抵抗１３を通って放電しながら電位変化する。このようにコンデンサ８の充電電圧を放電するときの時定数としてτ＝Ｃ8 ×Ｒ13により放電し、このコンデンサ８の放電と合わせてＩＧＢＴ２の両端電圧が上昇する。この時の電圧波形を示すと図１３のようになる。
【００１７】
図１３の（ａ）がＩＧＢＴ２の両端電圧ＶCE波形、同図（ｂ）がコンデンサ８の両端電圧波形で、コンデンサ８の両端電圧が徐々に減少して０Ｖになるのに合わせて、ＩＧＢＴ２は０Ｖより電圧上昇してＶDCに至る。
【００１８】
このような構成のスナバ回路において、図１４に示すように、コンデンサ８の充電電荷が放電し終わって０Ｖになっても（同図Ａ区間）、ＩＧＢＴ２オフ時のサージ電流がコンデンサ４を通ってダイオード５の方向にまた流れるためコンデンサ８は、今度は上側が正方向に充電されてしまう（同図Ｂ区間）。そしてサージ電流が流れきると、今度はコンデンサ８の上側よりダイオード５を通って先に充電された上側＋の電荷が放電されるが、このコンデンサ８、ダイオード５の閉回路は抵抗成分がほとんどないため、その電荷は再び逆方向（コンデンサ８下側＋方向）に再充電する（同図Ｃ区間）。更にコンデンサ８下側＋に充電された電荷はダイオード５にリカバリー逆方向電流を流してオフするが、再度コンデンサ８上側＋方向に充電する（同図Ｄ区間）。
【００１９】
このようにコンデンサ８とダイオード５との間で充放電を繰り返し、これが共振電流となり図１４に示すような振動電圧が発生する。
この振動電圧は、コンデンサ４の両端電圧が変動しないため、そのままＩＧＢＴ２の両端間電圧ＶCEの振動電圧となり、この主回路振動に伴いゲート信号の電圧も一緒に振動するという不具合が発生する。
【００２０】
（２−１）の場合
次に（２−１）の場合の主回路振動発生について図１５により説明する。
図１５において、１５は三相インバータのＵ相Ｐ側ＩＧＢＴで、１６はＵ相Ｎ側ＩＧＢＴである。同様に１７はＶ相Ｐ側ＩＧＢＴ、１８はＶ相Ｎ側ＩＧＢＴ、１９はＷ相Ｐ側ＩＧＢＴ、２０はＷ側Ｎ側ＩＧＢＴを示し、平滑コンデンサ１からのＰ側共通直流母線、及びＮ側共通直流母線に、各々ＩＧＢＴ１５、ＩＧＢＴ１７、ＩＧＢＴ１９、及びＩＧＢＴ１６、ＩＧＢＴ１８、ＩＧＢＴ２０が接続されている。
又、２１はＹ結線に接続される三相誘導機のＵ相巻線を、２２はＶ相巻線、２３はＷ相巻線を示す。
【００２１】
図１５において、実線のようにインバータ回路に電流が流れているとする（Ｕ相はＮ側ＩＧＢＴ１６がオン、Ｖ相はＰ側ＩＧＢＴ１７がオン、Ｗ相はＮ側ＦＷＤがオン）。ここで図１６に示すようにトランジスタ側がオンとなっている時をＩＧＢＴオン（実線）、逆向きのフリーホイリングダイオードがオンとなっている時をＦＷＤオンとする。
【００２２】
この状態から次のモードに移り、Ｕ相Ｎ側ＩＧＢＴ１６がオフとなると、Ｕ相電流はＩＧＢＴ１５のＦＷＤがオンとなり破線に示す電流がインバータ回路に流れることになる。
【００２３】
又、上の状態から更に次のモードになり、Ｗ相Ｐ側ＩＧＢＴ１９がオンになると、Ｎ側ＩＧＢＴ２０のＦＷＤがリカバリー電流によりオフとなるとともにＷ相巻線へ電流を供給する（一点鎖線）。このＩＧＢＴ２０のＦＷＤをオフにする時平滑コンデンサ１よりＩＧＢＴ１９−ＩＧＢＴ２０のＦＷＤと短絡電流が流れることになるが、Ｎ側共通直流母線に流れる電流をみると直前まで破線（図中左から右方向）の電流が流れていたものがＩＧＢＴ２０のＦＷＤオフ時の短絡電流により今度は一点鎖線（図中右から左方向）へ電流が流れ電流の向きが急激に変化するためその電流変化ｄｉ／ｄｔによりＮ側共通直流母線にインダクタンスＬに見合った電圧ΔＶ＝−Ｌｄｉ／ｄｔが発生し主回路電圧変動発生の要因となってしまう。
【００２４】
（２−２）の場合
（２−２）の場合の主回路振動発生について説明する。
この主回路振動は、例えば、Ｐ側及びＮ側共通直流母線簡略化のためコンバータ及びインバータスタック装置内Ｐ側及びＮ側共通直流母線を平滑コンデンサと接続するため、スタックと平滑コンデンサとの間を、Ｐ側中継共通直流母線及びＮ側中継共通直流母線を介して接続した場合等に発生することがある。即ち、スぺースの省略化を図るため、冷却器の両側に半導体素子を取り付けた図６及び図７に示す本発明の第５の実施形態においても、この主回路振動発生が問題となる場合がある。
【００２５】
図６に示すように、Ｐ側及びＮ側共通直流母線簡略化のためコンバータ及びインバータスタック装置内Ｐ側及びＮ側共通直流母線、即ち、Ｐ側共通直流母線５９、Ｎ側共通直流母線６０を平滑コンデンサ１と接続するため、スタックと平滑コンデンサ１との間をＰ側中継用共通直流母線５７、及びＮ側中継共通用直流母線５８を介して接続を行っている。
【００２６】
上記のような構成でコンバータ・インバータ制御装置と平滑コンデンサ１のＰ側及びＮ側共通直流母線を接続すると、Ｐ側及びＮ側中継用共通直流母線５７、５８に対し、Ｐ側及びＮ側共通直流母線５９、６０のインダクタンスが小さくなる場合もあり、本来ならコンバータ制御装置５５からのエネルギーは一度平滑コンデンサ１を通った後、平滑コンデンサ１を介してインバータ制御装置５６に供給されたものが、例えば図７に示すようにＴ相Ｐ側より平滑コンデンサ１を通ってＶ相ＩＧＢＴ４５のＦＷＤを通って電源に戻るチャージエネルギー（図中実線）が、インバータ制御装置５６側のどこかの相、例えばＵ相でＦＷＤオフによる短絡電流が流れると、もちろん平滑コンデンサ１より短絡電流が供給される他、コンバータ制御装置５５側の先程コンデンサ１を充電していたＴ相Ｐ側からも短絡電流が供給されそのまま三相電源５４に戻るループ（図中破線）ができるため、インバータ制御装置５６側での短絡電流時のスイッチングにより主回路電圧変化がコンバータ制御装置５５側にも伝わり、コンバータ側主回路電圧変動を伴ったりすることがある。
【００２７】
更にまた、最近は装置を小型化する方向に進んでいるが、従来のインバータ・コンバータ制御装置において、インバータ制御用の半導体素子とコンバータ制御用の半導体素子とは別々の冷却器に取付けていたため、スペース効率が悪かった。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、スナバ回路共振現象による主回路電圧変動、Ｐ側及びＮ側共通母線に他相のＩＧＢＴのスイッチングによる電流変化が出ることによる主回路電圧変動、及びコンバータ制御装置とインバータ制御装置とが近接した構成のスタックにおいてコンバータ制御装置・インバータ制御装置間のインダクタンスが小さいことによりコンバータ制御装置側から直接インバータ制御装置側にエネルギーの授受が行われる時の他の装置のスイッチングによる主回路電圧変動等何らかの原因により主回路に電位変動に伴う振動電圧が発生することがあった。
【００２９】
また、インバータ制御用の半導体素子とコンバータ制御用の半導体素子とは別々の冷却器に取付けていたため、スペース効率が悪いという問題点があった。
本発明は、このような問題点に鑑み為されたもので、特に、スナバ回路共振現象により主回路に電位変動に伴う振動電圧が発生するようなモードとなっても、その振動電圧を極力抑制するようにして主回路電圧振動を抑え、ひいてはゲート電圧振動を抑えるようにしたエレベータの制御装置を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側スナバ回路に対してはダイオードのアノード側と第２のコンデンサとの間に、また負側スナバ回路に対してはダイオードのカソード側と第２のコンデンサとの間に、それぞれ共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００３２】
このような構成とすることにより、エレベータのインバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００３３】
請求項２に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側及び負側のダイオード同士の接続点と、正側及び負側の第２のコンデンサ同士の接続点との間に共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００３４】
このような構成とすることによっても、エレベータのインバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。さらに、この構成によれば、請求項１に記載のものに比べてインダクタンスの数を一個減らすことができる。
【００３９】
請求項３に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置に平滑コンデンサを介して接続されるエレベータのコンバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために正側スナバ回路に対してはダイオードのアノード側と第２のコンデンサとの間に、また負側スナバ回路に対してはダイオードのカソード側と第２のコンデンサとの間に、それぞれ共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００４０】
このような構成とすることにより、エレベータのコンバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００４１】
請求項４に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置に平滑コンデンサを介して接続されるエレベータのコンバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側及び負側のダイオード同士の接続点と、正側及び負側の第２のコンデンサ同士の接続点との間に共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００４２】
このような構成とすることによっても、エレベータのコンバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。 なお、以下の図面において、同符号は同一部分又は対応部分を示す。
【００５３】
（第１の実施形態）
本発明に係るエレベータ制御装置の第１の実施形態について説明する。
第１の実施形態の回路構成を図１に示す。この実施形態は図１２に示す従来の回路に、スナバ共振電流抑制用インダクタンスを設けたもので、図１中、図１２で説明したものは説明を省略する。
【００５４】
即ち、図１中、１０はスナバ回路内のダイオード５とコンデンサ８との間で発生する共振電流を抑制するＰ側（正側）スナバ共振電流抑制用インダクタンス、１１は同じくＮ側（負側）スナバ共振電流抑制用インダクタンスである。
【００５５】
次に、この動作について説明する。
図１２乃至図１４で説明したように、ＩＧＢＴ２がオフする時、ダイオード５及びコンデンサ８間での共振現象により振動電流が発生するが、これを防止するため、この実施形態においては、ダイオード５とコンデンサ８との間に直列接続したインダクタンス１０を設けている。Ｎ側に対しても同様にダイオード６とコンデンサ９との間に直列接続したインダクタンス１１を設けている。
【００５６】
図１の位置にインダクタンス１０、１１を設けたのは、ＩＧＢＴオフ時のｄｉ／ｄｔが図１３で説明したように時定数τ＝Ｃ ８ ×Ｒ１３で放電する時定数を変えないようにするためで、インダクタンス１０、１１を設けたことによるｄｉ／ｄｔが変わらないためスイッチング損失増加がなく共振電流の抑制による主回路高周波振動のみ抑制することができる。
【００５７】
このように、この第１の実施形態によれば、インバータ制御装置又はコンバータ制御装置において、ダイオード５及びコンデンサ８間での共振現象により発生する振動電流を防止することができる。
【００５８】
（第２の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態の回路構成を図２に示す。
【００５９】
図２中、１４はＰ側及びＮ側スナバ回路の中点に設けたインダクタンスで、インダクタンス１４の動作としては第１の実施形態の場合と同じであるが、図２の位置に設けることによりＰ側スナバ回路及びＮ側スナバ回路の共振電流両者に対して抑制効果が出て、インダクタンスの数を一個減らすことができる。
【００６０】
ただし、ここにインダクタンス１４が入ることにより、図１２及び図１３に示すコンデンサ８放電時の時定数が、インダクタンス分大きくなるため、ＩＧＢＴスイッチングオフ時の電流の変化率ｄｉ／ｄｔが若干小さくなり、ＩＧＢＴスイッチング損失が増加することになる。従ってこの第２の実施形態の適用例としては、冷却能力に余裕があり損失が増加しても問題のない場合に適用可能となる。
【００６１】
（第３の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態の回路構成を図３に示す。
【００６２】
この実施形態は図１５に示す従来の回路に、短絡電流分流用直流母線を設けたもので、図３１中、図１５で説明したものは説明を省略する。
即ち、図３中、２４、２５はそれぞれ平滑コンデンサ１とＩＧＢＴ素子とを接続するＰ側及びＮ側共通直流母線、２６はＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５とは別に設けた平滑コンデンサ１と平滑コンデンサ１より遠い位置に接続される相のＩＧＢＴ素子の端子とを接続する線のうちＰ側短絡電流分流用共通直流母線、２７はＮ側短絡電流分流用共通直流母線である。
【００６３】
この動作について説明する。主回路電圧変動の原因としては図１５に示す従来技術で説明した通り、ＩＧＢＴ２０のＦＷＤオフ時短絡電流が流れるが、図３に示すように、従来のＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５の他に、今回追加したＰ側短絡電流分流用共通直流母線２６、及びＮ側短絡電流分流用共通直流母線２７により、短絡電流が分流して流れるため、従来のＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５を流れる短絡電流の絶対量が下がり、結果としてＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５で発生する主回路電圧変動が抑制されることになる。
【００６４】
なお、図示しないが図３の回路構成のうち、三相誘導機の各巻線２１、２２、２３の代わりに三相交流電源を接続することにより、昇圧、回生、一定電圧制御を行うコンバータ制御装置に対しても同様の構成とすることができる。
【００６５】
（第４の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態の構成を図４及び図５に示す。
【００６６】
この第４の実施形態も第３の実施形態の時と同様、ＦＷＤオフ時の短絡電流が発生した時の主回路電圧変動を抑制するものであるが、この第４の実施形態においては、平滑コンデンサ１から供給される電流の流れるＰ・Ｎ共通直流母線、Ｐ・Ｐ共通直流母線、及びＮ・Ｎ共通直流母線を近接した状態で平行な往復導線とすることにより、インダクタンスを減少させて短絡電流発生時の電圧Ｖ＝−Ｌｄｉ／ｄｔを抑制するものである。
【００６７】
図４はこの実施形態の回路構成を示し、図５はそのスタック構成を示す。なお、図５において、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は側面図である。
図５中、２８はＩＧＢＴ１５〜２０の発生損失を吸収する冷却器の放熱面、２９は平滑コンデンサ１からの直流電力を供給するＰ側直流電源供給用共通母線で、３０は同様Ｎ側直流電源供給用共通母線である。
【００６８】
Ｐ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０は、図の一番下が平滑コンデンサ１に接続され、密接しながら（一定の絶縁ギャップは確保）上方向に伸びるように配置されている。３１はＩＧＢＴ１５及びＩＧＢＴ１６のＰ側、Ｎ側素子の中点である負荷端子を接続するＵ相負荷用ブス端子である。同様に３２はＶ相負荷用ブス端子、３３はＷ相負荷用ブス端子である。
【００６９】
３４はＰ側直流電源供給用共通母線２９のと最上部の所で接続され、又、ＩＧＢＴ１５、１７、１９のＰ側端子各々に共通して接続されるＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線であり、このＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４とＰ側直流電源供給用共通母線２９は一定のギャップを設けて密着しながら配置されている。３５もＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４と同様、Ｎ側直流電源供給用母線３０と密着して配置されるＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線である。
【００７０】
３６はＩＧＢＴとＰ側及びＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線の配置上のギャップを確保するためのＰ側及びＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線高さ調整用銅支柱であり、３７は同様Ｕ、Ｖ、Ｗブス端子高さ調整用銅支柱である。
【００７１】
次のこの実施形態の動作について、図４により説明する。
今例えばＩＧＢＴ１６のＦＷＤが導通している状態（図中破線方向）よりＩＧＢＴ１５がオンとなると実線のように電流が流れＩＧＢＴ１６のＦＷＤには逆方向のリカバリー電流が流れてＦＷＤをオフにさせるが、この実線のように短絡電流が流れる時、まずＰ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０が密着しているためＰ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０で発生する磁界の影響は打ち消されるためＰ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０間で発生する誘起電圧は小さくできる。
【００７２】
又、Ｐ側直流電源供給用共通母線２９はＩＧＢＴ１９のＰ端子近傍でＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４と密着接続されながらＩＧＢＴ１５のＰ端子まで接続されているため、Ｐ側直流電源供給用共通母線２９及びＰ側ＩＧＢＴ接続用直流共通母線３４も往復導体構成となり、やはりＰ側直流電源供給用共通母線２９、及びＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４で発生する磁界の影響は打ち消され、Ｐ側直流電源供給用共通母線２９、Ｐ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４間で発生する誘起電圧は小さくできる。Ｎ側直流電源供給用共通母線３０とＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３５についても同様、往復導体となり、誘起電圧は小さくなる。
このように平滑コンデンサ１よりＩＧＢＴ１５〜２０のＰ・Ｎ端子まで直流電源を供給するＰ・Ｎ共通直流母線は全て往復導体を構成してから接続されるため主回路のＰ・Ｎ共通直流母線インダクタンスによる誘起電圧を抑制でき、主回路電圧変動も小さくできる。
【００７３】
なお、図示しないが図４の回路構成のうち、三相誘導機の各巻線２１、２２、２３の代わりに三相交流電源を接続することにより、昇圧、回生、一定電圧制御を行うコンバータ制御装置に対しても同様の構成とすることができる。
【００７４】
（第５の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第５の実施形態について説明する。第５の実施形態のスタック構成を図６に、またその回路構成を図７に示す。なお、図６において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。
【００７５】
この実施形態は、冷却面の両側にＩＧＢＴを取り付けられる高効率冷却器に対し、冷却器、放熱面の片側にインバータ制御用ＩＧＢＴ１５〜２０を取り付け、その反対面にコンバータ制御用ＩＧＢＴ４２〜４７を取り付けた構成としたもので、ＩＧＢＴの実装スペースを半分にし、小さくすることができる。
【００７６】
図６中、６３はヒートパイプ又は沸騰冷却器等の熱交換特性の優れた高効率冷却器で、上側の長方形の部分がファン等の冷却風を当てて熱を放出する冷却部、その冷却部の真中より直角に下方向に延びている長方形が半導体素子の損失熱を吸収する放熱面である。
【００７７】
この冷却器は高効率のため放熱面の両側に半導体素子を取り付けて冷却可能で半導体素子の取り付けスぺース省略化を図ることができる。
この冷却器を使って放熱面の片側に図１５で説明したインバータ三相分の半導体素子即ちＩＧＢＴ１５、ＩＧＢＴ１７、ＩＧＢＴ１９、ＩＧＢＴ１６、ＩＧＢＴ１８、ＩＧＢＴ２０を取り付けてインバータ制御装置５６を構成している。
【００７８】
又、これと反対の放熱面に昇圧、回生、一定電圧制御を行うコンバータ制御用の半導体素子を設ける。即ち、これらの半導体素子は、図７に示すように三相交流電源５４に接続されたコンバータ制御装置５５に設けられており、その構成は４２がＲ相Ｐ側ＩＧＢＴ、４３がＲ相Ｎ側ＩＧＢＴ、４４がＳ相Ｐ側ＩＧＢＴ、４５がＳ相Ｎ側ＩＧＢＴ、４６がＴ相Ｐ側ＩＧＢＴ、４７がＴ相Ｎ側ＩＧＢＴである。又、Ｐ・Ｎ直流母線簡略化のためコンバータ及びインバータスタックの装置内Ｐ・Ｎ共通直流母線（Ｐ側共通直流母線は５９、Ｎ側共通直流母線は６０）を平滑コンデンサ１と接続するため、スタック・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用共通直流母線５７及びスタック・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用共通直流母線５８を介して接続を行っている。
【００７９】
このような構成でコンバータ・インバータ制御装置と平滑コンデンサ１を接続するとＰ・Ｎ直流母線が少なくて済み経済的、又、構成簡略化を図ることができる。
【００８０】
（第６の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第６の実施形態について説明する。この実施形態も、第５の実施形態と同じように、冷却面の両側にＩＧＢＴを取り付けられる高効率冷却器に対し、冷却器、放熱面の片側にインバータ制御用ＩＧＢＴ１５〜２０を取り付け、その反対面にコンバータ制御用ＩＧＢＴ４２〜４７を取り付けた構成としたもので、ＩＧＢＴの実装スペースを半分にし、小さくすることができる。
図８にそのスタック構成を、図９にその回路構成を示す。なお、図８において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。また図中、第５の実施形態を示す図６及び図７で説明した部分は説明を省略する。
【００８１】
図中、３８はＩＧＢＴ１５、１７、１９のＰ側端子を接続するインバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線、３９は同様にインバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線である。又、４０はＩＧＢＴ４２、４４、４６のＰ側端子と接続するコンバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線、４１は同様にコンバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線であり、図６及び図７で示した５９、６０の共通直流母線と異なり、インバータ制御装置、コンバータ制御装置で別々の共通直流母線を有する。
【００８２】
４８は前記ＩＧＢＴ４２、４４、４６を接続したＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線４０より平滑コンデンサＰ側直流母線５２へ接続するコンバータ・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線である。同様に４９はコンバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線、５０はインバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線、５１はインバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線である。
【００８３】
この動作について説明する。図９のようにコンバータ制御装置５５側で実線のように平滑コンデンサ１に直流エネルギーを供給している時、インバータ制御装置５６のＵ相においてＦＷＤオフによる短絡電流が流れたとしても、図中破線のように必ず平滑コンデンサ１の電源より短絡電流が供給される。従って、図７に示す第５の実施形態におけるようにコンバータ制御装置５５の実線の電流が直接インバータ制御装置５６側に供給されることがなくなったため、インバータスイッチング時に破線のように電流が流れてインバータ制御装置５６側Ｐ・Ｎ直流母線で主回路電位変動が発生してもその電位変動からコンバータ制御装置５５側に達することがなくインバータ制御装置５６とコンバータ制御装置５５は平滑コンデンサ１を介して独立に制御を行うことができる。
【００８４】
（第７の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第７の実施形態について説明する。この実施形態のスタック構成を図１０に示す。なお、図１０において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。
【００８５】
この実施形態は第５の実施形態の構成に補助平滑コンデンサを追加したもので、図１０において第５の実施形態を示す図６と同じ部分は説明を省略する。
図１０において、６１はコンバータ制御装置側においてＰ・Ｎ共通直流母線５９、６０に対し、平滑コンデンサ１に最も遠い位置に接続したコンバータ制御装置５５側補助平滑コンデンサである。同様に６２はインバータ制御装置５６側に設けたインバータ制御装置側補助平滑コンデンサである。
【００８６】
この動作について説明する。今例えば平滑コンデンサ１より最も遠いＩＧＢＴ１９、２０のいずれかのＦＷＤがオフしたとすると、従来の構成では、平滑コンデンサ１より必ず短絡電流が供給され、位置的に最も遠いことによりインダクタンスが最も大きい直流母線径路となり、主回路電位変動が大きくなるが、補助平滑コンデンサ６１、６２を設けることによりＩＧＢＴ１９、２０のＦＷＤオフ時に前記補助平滑コンデンサ６１、６２より短絡電流の一部が供給され、Ｐ・Ｎ共通直流母線５９、６０には短絡電流が少なく流れるため、Ｐ・Ｎ共通直流母線５９、６０での主回路電位変動を抑制できる。
【００８７】
（第８の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第８の実施形態について説明する。この実施形態の構成を図１１に示す。なお、図１１において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。
【００８８】
この実施形態は第６の実施形態の構成に補助平滑コンデンサ６１、６２を追加したもので、図１１において第６の実施形態を示す図８と同じ部分は説明を省略する。
【００８９】
この実施形態においても、補助平滑コンデンサ６１、６２を追加したことにより、第７の実施形態の場合と同じように、インバータ制御装置５６とコンバータ制御装置５５の相互間のスイッチングの影響とインバータ制御装置５６内、コンバータ制御装置５５内での他相スイッチングの影響との両者に対し主回路電位変動を抑制できる。
【００９０】
【発明の効果】
本発明に係るエレベータの制御装置によればスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制できゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００９１】
又、高周波となる主回路電位変動による放出ノイズが抑制されることにより、ノイズ環境も大幅に改善され外部機器のノイズによる誤動作等も減少させることが可能となり、インバータ制御装置、コンバータ制御装置を含むシステムとしても大幅に信頼性を向上することができる。
更に、装置の小型化を図ることも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るエレベータ制御装置の第１の実施形態の構成を示す回路図。
【図２】 本発明に係るエレベータ制御装置の第２の実施形態の構成を示す回路図。
【図３】 本発明に係るエレベータ制御装置の第３の実施形態の構成を示す回路図。
【図４】 本発明に係るエレベータ制御装置の第４の実施形態の構成を示す回路図。
【図５】 第４の実施形態のスタック構成を示す図。
【図６】 本発明に係るエレベータ制御装置の第５の実施形態のスタック構成を示す図。
【図７】 第５の実施形態の構成を示す回路図。
【図８】 本発明に係るエレベータ制御装置の第６の実施形態のスタック構成を示す図。
【図９】 第６の実施形態の構成を示す回路図。
【図１０】 本発明に係るエレベータ制御装置の第７の実施形態のスタック構成を示す図。
【図１１】 本発明に係るエレベータ制御装置の第８の実施形態のスタック構成を示す図。
【図１２】 従来のインバータ制御装置におけるスナバ回路を含む１アーム分のインバータ回路の構成を示す回路図。
【図１３】 図１２におけるスナバ回路の動作を説明する為の各部の電圧波形図。
【図１４】 図１２のスナバ回路における共振現象を説明説明する為の電圧波形図。
【図１５】 従来のインバータ制御装置の構成を示す回路図。
【図１６】 ＩＧＢＴの内部構成を示す回路図。
【符号の説明】
１…平滑コンデンサ
２、３…ＩＧＢＴ
４、７…スナバコンデンサ
５、６…スナバダイオード
８、９…スナバダイオード用コンデンサ
１２、１３…スナバコンデンサ放電抵抗
１５〜２０…インバータ制御用ＩＧＢＴ
２１、２２、２３…三相誘導機の巻線
２４…Ｐ側共通直流母線
２５…Ｎ側共通直流母線
２６…Ｐ側短絡電流分流用共通直流母線
２７…Ｎ側短絡電流分流用共通直流母線
２８…冷却器の放熱面
２９…Ｐ側直流電源供給用共通母線
３０…Ｎ側直流電源供給用共通母線
３１、３２、３３…負荷用ブス端子
３４…Ｐ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
３５…Ｎ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
３６、３７…高さ調整用銅支柱
３８…インバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
３９…インバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
４０…コンバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
４１…コンバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
４２〜４７…コンバータ制御用ＩＧＢＴ
４８…コンバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線
４９…コンバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線
５０…インバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線
５１…インバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線
５４…三相交流電源
５５…コンバータ制御装置
５６…インバータ制御装置
５７…スタック・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用共通直流母線
５８…スタック・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用共通直流母線
５９…Ｐ側共通直流母線
６０…Ｎ側共通直流母線
６１…コンバータ制御装置側補助平滑コンデンサ
６２…インバータ制御装置側補助平滑コンデンサ
６３……高効率冷却器
【発明の属する技術分野】
本発明はエレベータの制御装置に関し、特にインバータ制御装置、コンバータ制御装置等の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エレベータの制御装置として、現在ＰＷＭ制御によるインバータ化が進んでおり、小容量インバータ適用の中低速エレベータのみならず、電源回生、昇圧制御等を行う高速エレベータの領域においても、ＰＷＭ制御によるインバータ化を採用しているのが一般的となっている。
【０００３】
更に最近は、装置の小型化、性能向上を目的にＰＷＭ制御を行うインバータ・コンバータ装置においてＩＧＢＴ等の高速スイッチング素子を用いてＰＷＭ制御のキャリア周波数を高くする方向に進んでいる。
【０００４】
しかしながら、インバータ・コンバータ装置に用いる高速スイッチング素子例えばＩＧＢＴにおいては、その制御信号となるゲート信号は電圧駆動制御で主回路と絶縁されているが、エミッタ側の信号（ゲート側の戻りの信号）は主回路に直接接続された構成となっており、ＩＧＢＴのゲート信号電圧として主回路の電位変動があると一緒に電圧変動が発生するというように主回路電圧の影響を受けやすいものである。
【０００５】
上記の主回路電圧の影響が極端な場合、ゲート電圧がオフ動作領域であるはずなのに、主回路電圧変動が発生した瞬間オン領域まで電圧が上がりＩＧＢＴが誤動作したり、ゲート電圧に高周波の振動が発生したりして、ＩＧＢＴ内のゲート回路、主回路の異常過熱等により破損したりする場合も生じることがある。
【０００６】
主回路電位変動が発生する原因として種々考えられるが主な原因として以下の二点が考えられる。
（１）ＩＧＢＴスイッチングオフ時のサージ電圧を吸収するスナバ回路内共振現象による主回路電圧変動。
（２）ＩＧＢＴが高速スイッチング素子のため電流の変化率ｄｉ／ｄｔが大きいため、主回路が有するインダクタンスＬにより発生する電圧変動ΔＶ＝ーＬｄｉ／ｄｔが大きく、これが主回路電位変動として発生する。
【０００７】
又、（２）項による主回路電位変動が及ぼす影響として次の二つの場合がある。
（２−１）同一インバータ内に構成される各相のＩＧＢＴがＰ側（正側）共通母線及びＮ側（負側）共通母線に一緒に接続される時、一つの相のＩＧＢＴスイッチング動作時のｄｉ／ｄｔ変化によるΔＶ発生により上記相に対して主回路電位変動の影響を与えるだけではなく、共通母線で接続される他相のＩＧＢＴに対しても影響を与える（コンバータの場合も同様）。
（２−２）インバータ・コンバータ装置を同一制御装置に有する時、コンバータ用及びインバータ用のＩＧＢＴが素子近辺のＰ側及びＮ側共通母線で接続される時、コンバータ側ＩＧＢＴのスイッチング動作時のｄｉ／ｄｔ変化によるΔＶ発生によりコンバータ側に対して主回路電位変動の影響を与えるだけではなく、共通母線で接続されるインバータ側ＩＧＢＴに対しても影響を与える（逆のモードの場合も同様）。
ここで、上記（１）（２）の場合について更に主回路電位変動が発生する原因を詳細に説明する。
【０００８】
（１）の場合
この（１）の場合について説明するための現状の回路構成を図１２に示す。この図１２は、インバータ制御装置を構成する回路の１相分のみのスナバ回路を示している。
【０００９】
図中、１は安定した直流電源を供給する平滑コンデンサ、２はＰ側に接続されるＩＧＢＴ、３はＮ側に接続されるＩＧＢＴである。４はＩＧＢＴ２がスイッチングオフ時に発生するサージ電圧を吸収するＰ側ＩＧＢＴ用スナバコンデンサ、５は逆方向電流を阻止するＰ側ＩＧＢＴ用スナバダイオードである。６、７は上記と同様ＩＧＢＴ３がスイッチングオフ時に発生するサージ吸収電圧用Ｎ側ＩＧＢＴ用スナバコンデンサ及びダイオードである。
【００１０】
８は、ダイオード５と並列に接続され、ダイオードオフ時のリカバリーサージ電圧を抑制するとともに、ＩＧＢＴ２がスイッチング動作する時の電流変化ｄｉ／ｄｔをクランプしながら抑制するＰ側スナバダイオード用コンデンサである。９もダイオード８と同様な機能を有するＮ側スナバダイオード用コンデンサである。
【００１１】
１２はコンデンサ７にチャージされたサージ電圧を放電するＮ側スナバコンデンサ放電抵抗、１３はコンデンサ４にチャージされたサージ電圧を放電するＰ側スナバコンデンサ放電抵抗である。
【００１２】
次に１２図の動作について説明する。
例えばＩＧＢＴ２がスイッチング動作によりオフしたとすると、それまでＩＧＢＴ２に流れていた回路電流のインダクタンスにより直流電圧ＶDCを越えたサージ電圧が発生する。このサージ電圧分のエネルギーは、Ｐ側個別スナバ回路であるスナバコンデンサ４、スナバダイオード５を、図中実線のように電流として流れる。スナバ回路に吸収されるサージエネルギーがなくなると今度はスナバ回路にチャージされた前記サージエネルギーは、破線で示すように平滑コンデンサ１、放電抵抗１３を通って放電されることでスナバ動作が行われる。
【００１３】
次にコンデンサ８の動作について説明する。
一つは上述のようにサージエネルギーを吸収する時スナバ回路に大きいサージ電流が流れるが、放電する時スナバダイオード５にも逆方向のリカバリー電流が流れ、その時のダイオード５のリカバリーサージ電圧を吸収する。
【００１４】
又、もう一つの動作として次のようになる。ＩＧＢＴ２がオンとなっている時は、ＩＧＢＴ２とＩＧＢＴ３の中点はＶDCにクランプされ、コンデンサ８の下側がＶDCで、又、コンデンサ８の上側は抵抗１３により０Ｖにクランプされているので、コンデンサ８は下向きにＶDCの直流電圧で充電されている。又、コンデンサ４は上側がＶDCにクランプ、下側は抵抗１３によりＮ側の０Ｖにクランプされているので上向きにＶDCの直流電圧で充電され、結局コンデンサ４の下側とコンデンサ８の上側が接続されているためコンデンサ４の上側とコンデンサ８の下側の間は等電位となり０Ｖになっている（ＩＧＢＴ２オン状態）。
【００１５】
この状態より、ＩＧＢＴ２がオフ動作を開始すると電流変化ｄｉ／ｄｔによりＩＧＢＴ２の両端電位が上昇していくがコンデンサ４はＰ・Ｎ間両端にクランプされているので、常にＶDCで変わらず、コンデンサ８の電位がＩＧＢＴ２のオフ動作とともに電位変化する。
【００１６】
このコンデンサ８の電位変化として、一点鎖線で示すようにＶDCの充電電圧はコンデンサ８−ＩＧＢＴ２のダイオード−平滑コンデンサ１−抵抗１３を通って放電しながら電位変化する。このようにコンデンサ８の充電電圧を放電するときの時定数としてτ＝Ｃ8 ×Ｒ13により放電し、このコンデンサ８の放電と合わせてＩＧＢＴ２の両端電圧が上昇する。この時の電圧波形を示すと図１３のようになる。
【００１７】
図１３の（ａ）がＩＧＢＴ２の両端電圧ＶCE波形、同図（ｂ）がコンデンサ８の両端電圧波形で、コンデンサ８の両端電圧が徐々に減少して０Ｖになるのに合わせて、ＩＧＢＴ２は０Ｖより電圧上昇してＶDCに至る。
【００１８】
このような構成のスナバ回路において、図１４に示すように、コンデンサ８の充電電荷が放電し終わって０Ｖになっても（同図Ａ区間）、ＩＧＢＴ２オフ時のサージ電流がコンデンサ４を通ってダイオード５の方向にまた流れるためコンデンサ８は、今度は上側が正方向に充電されてしまう（同図Ｂ区間）。そしてサージ電流が流れきると、今度はコンデンサ８の上側よりダイオード５を通って先に充電された上側＋の電荷が放電されるが、このコンデンサ８、ダイオード５の閉回路は抵抗成分がほとんどないため、その電荷は再び逆方向（コンデンサ８下側＋方向）に再充電する（同図Ｃ区間）。更にコンデンサ８下側＋に充電された電荷はダイオード５にリカバリー逆方向電流を流してオフするが、再度コンデンサ８上側＋方向に充電する（同図Ｄ区間）。
【００１９】
このようにコンデンサ８とダイオード５との間で充放電を繰り返し、これが共振電流となり図１４に示すような振動電圧が発生する。
この振動電圧は、コンデンサ４の両端電圧が変動しないため、そのままＩＧＢＴ２の両端間電圧ＶCEの振動電圧となり、この主回路振動に伴いゲート信号の電圧も一緒に振動するという不具合が発生する。
【００２０】
（２−１）の場合
次に（２−１）の場合の主回路振動発生について図１５により説明する。
図１５において、１５は三相インバータのＵ相Ｐ側ＩＧＢＴで、１６はＵ相Ｎ側ＩＧＢＴである。同様に１７はＶ相Ｐ側ＩＧＢＴ、１８はＶ相Ｎ側ＩＧＢＴ、１９はＷ相Ｐ側ＩＧＢＴ、２０はＷ側Ｎ側ＩＧＢＴを示し、平滑コンデンサ１からのＰ側共通直流母線、及びＮ側共通直流母線に、各々ＩＧＢＴ１５、ＩＧＢＴ１７、ＩＧＢＴ１９、及びＩＧＢＴ１６、ＩＧＢＴ１８、ＩＧＢＴ２０が接続されている。
又、２１はＹ結線に接続される三相誘導機のＵ相巻線を、２２はＶ相巻線、２３はＷ相巻線を示す。
【００２１】
図１５において、実線のようにインバータ回路に電流が流れているとする（Ｕ相はＮ側ＩＧＢＴ１６がオン、Ｖ相はＰ側ＩＧＢＴ１７がオン、Ｗ相はＮ側ＦＷＤがオン）。ここで図１６に示すようにトランジスタ側がオンとなっている時をＩＧＢＴオン（実線）、逆向きのフリーホイリングダイオードがオンとなっている時をＦＷＤオンとする。
【００２２】
この状態から次のモードに移り、Ｕ相Ｎ側ＩＧＢＴ１６がオフとなると、Ｕ相電流はＩＧＢＴ１５のＦＷＤがオンとなり破線に示す電流がインバータ回路に流れることになる。
【００２３】
又、上の状態から更に次のモードになり、Ｗ相Ｐ側ＩＧＢＴ１９がオンになると、Ｎ側ＩＧＢＴ２０のＦＷＤがリカバリー電流によりオフとなるとともにＷ相巻線へ電流を供給する（一点鎖線）。このＩＧＢＴ２０のＦＷＤをオフにする時平滑コンデンサ１よりＩＧＢＴ１９−ＩＧＢＴ２０のＦＷＤと短絡電流が流れることになるが、Ｎ側共通直流母線に流れる電流をみると直前まで破線（図中左から右方向）の電流が流れていたものがＩＧＢＴ２０のＦＷＤオフ時の短絡電流により今度は一点鎖線（図中右から左方向）へ電流が流れ電流の向きが急激に変化するためその電流変化ｄｉ／ｄｔによりＮ側共通直流母線にインダクタンスＬに見合った電圧ΔＶ＝−Ｌｄｉ／ｄｔが発生し主回路電圧変動発生の要因となってしまう。
【００２４】
（２−２）の場合
（２−２）の場合の主回路振動発生について説明する。
この主回路振動は、例えば、Ｐ側及びＮ側共通直流母線簡略化のためコンバータ及びインバータスタック装置内Ｐ側及びＮ側共通直流母線を平滑コンデンサと接続するため、スタックと平滑コンデンサとの間を、Ｐ側中継共通直流母線及びＮ側中継共通直流母線を介して接続した場合等に発生することがある。即ち、スぺースの省略化を図るため、冷却器の両側に半導体素子を取り付けた図６及び図７に示す本発明の第５の実施形態においても、この主回路振動発生が問題となる場合がある。
【００２５】
図６に示すように、Ｐ側及びＮ側共通直流母線簡略化のためコンバータ及びインバータスタック装置内Ｐ側及びＮ側共通直流母線、即ち、Ｐ側共通直流母線５９、Ｎ側共通直流母線６０を平滑コンデンサ１と接続するため、スタックと平滑コンデンサ１との間をＰ側中継用共通直流母線５７、及びＮ側中継共通用直流母線５８を介して接続を行っている。
【００２６】
上記のような構成でコンバータ・インバータ制御装置と平滑コンデンサ１のＰ側及びＮ側共通直流母線を接続すると、Ｐ側及びＮ側中継用共通直流母線５７、５８に対し、Ｐ側及びＮ側共通直流母線５９、６０のインダクタンスが小さくなる場合もあり、本来ならコンバータ制御装置５５からのエネルギーは一度平滑コンデンサ１を通った後、平滑コンデンサ１を介してインバータ制御装置５６に供給されたものが、例えば図７に示すようにＴ相Ｐ側より平滑コンデンサ１を通ってＶ相ＩＧＢＴ４５のＦＷＤを通って電源に戻るチャージエネルギー（図中実線）が、インバータ制御装置５６側のどこかの相、例えばＵ相でＦＷＤオフによる短絡電流が流れると、もちろん平滑コンデンサ１より短絡電流が供給される他、コンバータ制御装置５５側の先程コンデンサ１を充電していたＴ相Ｐ側からも短絡電流が供給されそのまま三相電源５４に戻るループ（図中破線）ができるため、インバータ制御装置５６側での短絡電流時のスイッチングにより主回路電圧変化がコンバータ制御装置５５側にも伝わり、コンバータ側主回路電圧変動を伴ったりすることがある。
【００２７】
更にまた、最近は装置を小型化する方向に進んでいるが、従来のインバータ・コンバータ制御装置において、インバータ制御用の半導体素子とコンバータ制御用の半導体素子とは別々の冷却器に取付けていたため、スペース効率が悪かった。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、スナバ回路共振現象による主回路電圧変動、Ｐ側及びＮ側共通母線に他相のＩＧＢＴのスイッチングによる電流変化が出ることによる主回路電圧変動、及びコンバータ制御装置とインバータ制御装置とが近接した構成のスタックにおいてコンバータ制御装置・インバータ制御装置間のインダクタンスが小さいことによりコンバータ制御装置側から直接インバータ制御装置側にエネルギーの授受が行われる時の他の装置のスイッチングによる主回路電圧変動等何らかの原因により主回路に電位変動に伴う振動電圧が発生することがあった。
【００２９】
また、インバータ制御用の半導体素子とコンバータ制御用の半導体素子とは別々の冷却器に取付けていたため、スペース効率が悪いという問題点があった。
本発明は、このような問題点に鑑み為されたもので、特に、スナバ回路共振現象により主回路に電位変動に伴う振動電圧が発生するようなモードとなっても、その振動電圧を極力抑制するようにして主回路電圧振動を抑え、ひいてはゲート電圧振動を抑えるようにしたエレベータの制御装置を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側スナバ回路に対してはダイオードのアノード側と第２のコンデンサとの間に、また負側スナバ回路に対してはダイオードのカソード側と第２のコンデンサとの間に、それぞれ共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００３２】
このような構成とすることにより、エレベータのインバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００３３】
請求項２に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側及び負側のダイオード同士の接続点と、正側及び負側の第２のコンデンサ同士の接続点との間に共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００３４】
このような構成とすることによっても、エレベータのインバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。さらに、この構成によれば、請求項１に記載のものに比べてインダクタンスの数を一個減らすことができる。
【００３９】
請求項３に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置に平滑コンデンサを介して接続されるエレベータのコンバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために正側スナバ回路に対してはダイオードのアノード側と第２のコンデンサとの間に、また負側スナバ回路に対してはダイオードのカソード側と第２のコンデンサとの間に、それぞれ共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００４０】
このような構成とすることにより、エレベータのコンバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００４１】
請求項４に記載の本発明は、エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置に平滑コンデンサを介して接続されるエレベータのコンバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては第１のコンデンサとダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずるダイオードと第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側及び負側のダイオード同士の接続点と、正側及び負側の第２のコンデンサ同士の接続点との間に共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とする。
【００４２】
このような構成とすることによっても、エレベータのコンバータ制御装置におけるスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制でき、ゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。 なお、以下の図面において、同符号は同一部分又は対応部分を示す。
【００５３】
（第１の実施形態）
本発明に係るエレベータ制御装置の第１の実施形態について説明する。
第１の実施形態の回路構成を図１に示す。この実施形態は図１２に示す従来の回路に、スナバ共振電流抑制用インダクタンスを設けたもので、図１中、図１２で説明したものは説明を省略する。
【００５４】
即ち、図１中、１０はスナバ回路内のダイオード５とコンデンサ８との間で発生する共振電流を抑制するＰ側（正側）スナバ共振電流抑制用インダクタンス、１１は同じくＮ側（負側）スナバ共振電流抑制用インダクタンスである。
【００５５】
次に、この動作について説明する。
図１２乃至図１４で説明したように、ＩＧＢＴ２がオフする時、ダイオード５及びコンデンサ８間での共振現象により振動電流が発生するが、これを防止するため、この実施形態においては、ダイオード５とコンデンサ８との間に直列接続したインダクタンス１０を設けている。Ｎ側に対しても同様にダイオード６とコンデンサ９との間に直列接続したインダクタンス１１を設けている。
【００５６】
図１の位置にインダクタンス１０、１１を設けたのは、ＩＧＢＴオフ時のｄｉ／ｄｔが図１３で説明したように時定数τ＝Ｃ ８ ×Ｒ１３で放電する時定数を変えないようにするためで、インダクタンス１０、１１を設けたことによるｄｉ／ｄｔが変わらないためスイッチング損失増加がなく共振電流の抑制による主回路高周波振動のみ抑制することができる。
【００５７】
このように、この第１の実施形態によれば、インバータ制御装置又はコンバータ制御装置において、ダイオード５及びコンデンサ８間での共振現象により発生する振動電流を防止することができる。
【００５８】
（第２の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態の回路構成を図２に示す。
【００５９】
図２中、１４はＰ側及びＮ側スナバ回路の中点に設けたインダクタンスで、インダクタンス１４の動作としては第１の実施形態の場合と同じであるが、図２の位置に設けることによりＰ側スナバ回路及びＮ側スナバ回路の共振電流両者に対して抑制効果が出て、インダクタンスの数を一個減らすことができる。
【００６０】
ただし、ここにインダクタンス１４が入ることにより、図１２及び図１３に示すコンデンサ８放電時の時定数が、インダクタンス分大きくなるため、ＩＧＢＴスイッチングオフ時の電流の変化率ｄｉ／ｄｔが若干小さくなり、ＩＧＢＴスイッチング損失が増加することになる。従ってこの第２の実施形態の適用例としては、冷却能力に余裕があり損失が増加しても問題のない場合に適用可能となる。
【００６１】
（第３の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態の回路構成を図３に示す。
【００６２】
この実施形態は図１５に示す従来の回路に、短絡電流分流用直流母線を設けたもので、図３１中、図１５で説明したものは説明を省略する。
即ち、図３中、２４、２５はそれぞれ平滑コンデンサ１とＩＧＢＴ素子とを接続するＰ側及びＮ側共通直流母線、２６はＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５とは別に設けた平滑コンデンサ１と平滑コンデンサ１より遠い位置に接続される相のＩＧＢＴ素子の端子とを接続する線のうちＰ側短絡電流分流用共通直流母線、２７はＮ側短絡電流分流用共通直流母線である。
【００６３】
この動作について説明する。主回路電圧変動の原因としては図１５に示す従来技術で説明した通り、ＩＧＢＴ２０のＦＷＤオフ時短絡電流が流れるが、図３に示すように、従来のＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５の他に、今回追加したＰ側短絡電流分流用共通直流母線２６、及びＮ側短絡電流分流用共通直流母線２７により、短絡電流が分流して流れるため、従来のＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５を流れる短絡電流の絶対量が下がり、結果としてＰ側及びＮ側共通直流母線２４、２５で発生する主回路電圧変動が抑制されることになる。
【００６４】
なお、図示しないが図３の回路構成のうち、三相誘導機の各巻線２１、２２、２３の代わりに三相交流電源を接続することにより、昇圧、回生、一定電圧制御を行うコンバータ制御装置に対しても同様の構成とすることができる。
【００６５】
（第４の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態の構成を図４及び図５に示す。
【００６６】
この第４の実施形態も第３の実施形態の時と同様、ＦＷＤオフ時の短絡電流が発生した時の主回路電圧変動を抑制するものであるが、この第４の実施形態においては、平滑コンデンサ１から供給される電流の流れるＰ・Ｎ共通直流母線、Ｐ・Ｐ共通直流母線、及びＮ・Ｎ共通直流母線を近接した状態で平行な往復導線とすることにより、インダクタンスを減少させて短絡電流発生時の電圧Ｖ＝−Ｌｄｉ／ｄｔを抑制するものである。
【００６７】
図４はこの実施形態の回路構成を示し、図５はそのスタック構成を示す。なお、図５において、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は側面図である。
図５中、２８はＩＧＢＴ１５〜２０の発生損失を吸収する冷却器の放熱面、２９は平滑コンデンサ１からの直流電力を供給するＰ側直流電源供給用共通母線で、３０は同様Ｎ側直流電源供給用共通母線である。
【００６８】
Ｐ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０は、図の一番下が平滑コンデンサ１に接続され、密接しながら（一定の絶縁ギャップは確保）上方向に伸びるように配置されている。３１はＩＧＢＴ１５及びＩＧＢＴ１６のＰ側、Ｎ側素子の中点である負荷端子を接続するＵ相負荷用ブス端子である。同様に３２はＶ相負荷用ブス端子、３３はＷ相負荷用ブス端子である。
【００６９】
３４はＰ側直流電源供給用共通母線２９のと最上部の所で接続され、又、ＩＧＢＴ１５、１７、１９のＰ側端子各々に共通して接続されるＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線であり、このＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４とＰ側直流電源供給用共通母線２９は一定のギャップを設けて密着しながら配置されている。３５もＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４と同様、Ｎ側直流電源供給用母線３０と密着して配置されるＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線である。
【００７０】
３６はＩＧＢＴとＰ側及びＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線の配置上のギャップを確保するためのＰ側及びＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線高さ調整用銅支柱であり、３７は同様Ｕ、Ｖ、Ｗブス端子高さ調整用銅支柱である。
【００７１】
次のこの実施形態の動作について、図４により説明する。
今例えばＩＧＢＴ１６のＦＷＤが導通している状態（図中破線方向）よりＩＧＢＴ１５がオンとなると実線のように電流が流れＩＧＢＴ１６のＦＷＤには逆方向のリカバリー電流が流れてＦＷＤをオフにさせるが、この実線のように短絡電流が流れる時、まずＰ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０が密着しているためＰ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０で発生する磁界の影響は打ち消されるためＰ・Ｎ直流電源供給用共通母線２９、３０間で発生する誘起電圧は小さくできる。
【００７２】
又、Ｐ側直流電源供給用共通母線２９はＩＧＢＴ１９のＰ端子近傍でＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４と密着接続されながらＩＧＢＴ１５のＰ端子まで接続されているため、Ｐ側直流電源供給用共通母線２９及びＰ側ＩＧＢＴ接続用直流共通母線３４も往復導体構成となり、やはりＰ側直流電源供給用共通母線２９、及びＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４で発生する磁界の影響は打ち消され、Ｐ側直流電源供給用共通母線２９、Ｐ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３４間で発生する誘起電圧は小さくできる。Ｎ側直流電源供給用共通母線３０とＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線３５についても同様、往復導体となり、誘起電圧は小さくなる。
このように平滑コンデンサ１よりＩＧＢＴ１５〜２０のＰ・Ｎ端子まで直流電源を供給するＰ・Ｎ共通直流母線は全て往復導体を構成してから接続されるため主回路のＰ・Ｎ共通直流母線インダクタンスによる誘起電圧を抑制でき、主回路電圧変動も小さくできる。
【００７３】
なお、図示しないが図４の回路構成のうち、三相誘導機の各巻線２１、２２、２３の代わりに三相交流電源を接続することにより、昇圧、回生、一定電圧制御を行うコンバータ制御装置に対しても同様の構成とすることができる。
【００７４】
（第５の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第５の実施形態について説明する。第５の実施形態のスタック構成を図６に、またその回路構成を図７に示す。なお、図６において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。
【００７５】
この実施形態は、冷却面の両側にＩＧＢＴを取り付けられる高効率冷却器に対し、冷却器、放熱面の片側にインバータ制御用ＩＧＢＴ１５〜２０を取り付け、その反対面にコンバータ制御用ＩＧＢＴ４２〜４７を取り付けた構成としたもので、ＩＧＢＴの実装スペースを半分にし、小さくすることができる。
【００７６】
図６中、６３はヒートパイプ又は沸騰冷却器等の熱交換特性の優れた高効率冷却器で、上側の長方形の部分がファン等の冷却風を当てて熱を放出する冷却部、その冷却部の真中より直角に下方向に延びている長方形が半導体素子の損失熱を吸収する放熱面である。
【００７７】
この冷却器は高効率のため放熱面の両側に半導体素子を取り付けて冷却可能で半導体素子の取り付けスぺース省略化を図ることができる。
この冷却器を使って放熱面の片側に図１５で説明したインバータ三相分の半導体素子即ちＩＧＢＴ１５、ＩＧＢＴ１７、ＩＧＢＴ１９、ＩＧＢＴ１６、ＩＧＢＴ１８、ＩＧＢＴ２０を取り付けてインバータ制御装置５６を構成している。
【００７８】
又、これと反対の放熱面に昇圧、回生、一定電圧制御を行うコンバータ制御用の半導体素子を設ける。即ち、これらの半導体素子は、図７に示すように三相交流電源５４に接続されたコンバータ制御装置５５に設けられており、その構成は４２がＲ相Ｐ側ＩＧＢＴ、４３がＲ相Ｎ側ＩＧＢＴ、４４がＳ相Ｐ側ＩＧＢＴ、４５がＳ相Ｎ側ＩＧＢＴ、４６がＴ相Ｐ側ＩＧＢＴ、４７がＴ相Ｎ側ＩＧＢＴである。又、Ｐ・Ｎ直流母線簡略化のためコンバータ及びインバータスタックの装置内Ｐ・Ｎ共通直流母線（Ｐ側共通直流母線は５９、Ｎ側共通直流母線は６０）を平滑コンデンサ１と接続するため、スタック・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用共通直流母線５７及びスタック・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用共通直流母線５８を介して接続を行っている。
【００７９】
このような構成でコンバータ・インバータ制御装置と平滑コンデンサ１を接続するとＰ・Ｎ直流母線が少なくて済み経済的、又、構成簡略化を図ることができる。
【００８０】
（第６の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第６の実施形態について説明する。この実施形態も、第５の実施形態と同じように、冷却面の両側にＩＧＢＴを取り付けられる高効率冷却器に対し、冷却器、放熱面の片側にインバータ制御用ＩＧＢＴ１５〜２０を取り付け、その反対面にコンバータ制御用ＩＧＢＴ４２〜４７を取り付けた構成としたもので、ＩＧＢＴの実装スペースを半分にし、小さくすることができる。
図８にそのスタック構成を、図９にその回路構成を示す。なお、図８において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。また図中、第５の実施形態を示す図６及び図７で説明した部分は説明を省略する。
【００８１】
図中、３８はＩＧＢＴ１５、１７、１９のＰ側端子を接続するインバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線、３９は同様にインバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線である。又、４０はＩＧＢＴ４２、４４、４６のＰ側端子と接続するコンバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線、４１は同様にコンバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線であり、図６及び図７で示した５９、６０の共通直流母線と異なり、インバータ制御装置、コンバータ制御装置で別々の共通直流母線を有する。
【００８２】
４８は前記ＩＧＢＴ４２、４４、４６を接続したＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線４０より平滑コンデンサＰ側直流母線５２へ接続するコンバータ・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線である。同様に４９はコンバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線、５０はインバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線、５１はインバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線である。
【００８３】
この動作について説明する。図９のようにコンバータ制御装置５５側で実線のように平滑コンデンサ１に直流エネルギーを供給している時、インバータ制御装置５６のＵ相においてＦＷＤオフによる短絡電流が流れたとしても、図中破線のように必ず平滑コンデンサ１の電源より短絡電流が供給される。従って、図７に示す第５の実施形態におけるようにコンバータ制御装置５５の実線の電流が直接インバータ制御装置５６側に供給されることがなくなったため、インバータスイッチング時に破線のように電流が流れてインバータ制御装置５６側Ｐ・Ｎ直流母線で主回路電位変動が発生してもその電位変動からコンバータ制御装置５５側に達することがなくインバータ制御装置５６とコンバータ制御装置５５は平滑コンデンサ１を介して独立に制御を行うことができる。
【００８４】
（第７の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第７の実施形態について説明する。この実施形態のスタック構成を図１０に示す。なお、図１０において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。
【００８５】
この実施形態は第５の実施形態の構成に補助平滑コンデンサを追加したもので、図１０において第５の実施形態を示す図６と同じ部分は説明を省略する。
図１０において、６１はコンバータ制御装置側においてＰ・Ｎ共通直流母線５９、６０に対し、平滑コンデンサ１に最も遠い位置に接続したコンバータ制御装置５５側補助平滑コンデンサである。同様に６２はインバータ制御装置５６側に設けたインバータ制御装置側補助平滑コンデンサである。
【００８６】
この動作について説明する。今例えば平滑コンデンサ１より最も遠いＩＧＢＴ１９、２０のいずれかのＦＷＤがオフしたとすると、従来の構成では、平滑コンデンサ１より必ず短絡電流が供給され、位置的に最も遠いことによりインダクタンスが最も大きい直流母線径路となり、主回路電位変動が大きくなるが、補助平滑コンデンサ６１、６２を設けることによりＩＧＢＴ１９、２０のＦＷＤオフ時に前記補助平滑コンデンサ６１、６２より短絡電流の一部が供給され、Ｐ・Ｎ共通直流母線５９、６０には短絡電流が少なく流れるため、Ｐ・Ｎ共通直流母線５９、６０での主回路電位変動を抑制できる。
【００８７】
（第８の実施形態）
次に、本発明に係るエレベータ制御装置の第８の実施形態について説明する。この実施形態の構成を図１１に示す。なお、図１１において、（ａ）は正面図、（ｂ）は側面図である。
【００８８】
この実施形態は第６の実施形態の構成に補助平滑コンデンサ６１、６２を追加したもので、図１１において第６の実施形態を示す図８と同じ部分は説明を省略する。
【００８９】
この実施形態においても、補助平滑コンデンサ６１、６２を追加したことにより、第７の実施形態の場合と同じように、インバータ制御装置５６とコンバータ制御装置５５の相互間のスイッチングの影響とインバータ制御装置５６内、コンバータ制御装置５５内での他相スイッチングの影響との両者に対し主回路電位変動を抑制できる。
【００９０】
【発明の効果】
本発明に係るエレベータの制御装置によればスナバ回路共振現象による主回路電圧変動を抑制することにより主回路に直接接続されるゲート回路に対してもゲート振動を抑制できゲート回路内振動による過熱を防止できるとともにゲート電圧変動に伴う誤動作も確実に防止でき、半導体素子スイッチング制御の信頼性を大幅に改善できる。
【００９１】
又、高周波となる主回路電位変動による放出ノイズが抑制されることにより、ノイズ環境も大幅に改善され外部機器のノイズによる誤動作等も減少させることが可能となり、インバータ制御装置、コンバータ制御装置を含むシステムとしても大幅に信頼性を向上することができる。
更に、装置の小型化を図ることも可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係るエレベータ制御装置の第１の実施形態の構成を示す回路図。
【図２】 本発明に係るエレベータ制御装置の第２の実施形態の構成を示す回路図。
【図３】 本発明に係るエレベータ制御装置の第３の実施形態の構成を示す回路図。
【図４】 本発明に係るエレベータ制御装置の第４の実施形態の構成を示す回路図。
【図５】 第４の実施形態のスタック構成を示す図。
【図６】 本発明に係るエレベータ制御装置の第５の実施形態のスタック構成を示す図。
【図７】 第５の実施形態の構成を示す回路図。
【図８】 本発明に係るエレベータ制御装置の第６の実施形態のスタック構成を示す図。
【図９】 第６の実施形態の構成を示す回路図。
【図１０】 本発明に係るエレベータ制御装置の第７の実施形態のスタック構成を示す図。
【図１１】 本発明に係るエレベータ制御装置の第８の実施形態のスタック構成を示す図。
【図１２】 従来のインバータ制御装置におけるスナバ回路を含む１アーム分のインバータ回路の構成を示す回路図。
【図１３】 図１２におけるスナバ回路の動作を説明する為の各部の電圧波形図。
【図１４】 図１２のスナバ回路における共振現象を説明説明する為の電圧波形図。
【図１５】 従来のインバータ制御装置の構成を示す回路図。
【図１６】 ＩＧＢＴの内部構成を示す回路図。
【符号の説明】
１…平滑コンデンサ
２、３…ＩＧＢＴ
４、７…スナバコンデンサ
５、６…スナバダイオード
８、９…スナバダイオード用コンデンサ
１２、１３…スナバコンデンサ放電抵抗
１５〜２０…インバータ制御用ＩＧＢＴ
２１、２２、２３…三相誘導機の巻線
２４…Ｐ側共通直流母線
２５…Ｎ側共通直流母線
２６…Ｐ側短絡電流分流用共通直流母線
２７…Ｎ側短絡電流分流用共通直流母線
２８…冷却器の放熱面
２９…Ｐ側直流電源供給用共通母線
３０…Ｎ側直流電源供給用共通母線
３１、３２、３３…負荷用ブス端子
３４…Ｐ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
３５…Ｎ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
３６、３７…高さ調整用銅支柱
３８…インバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
３９…インバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
４０…コンバータＰ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
４１…コンバータＮ側ＩＧＢＴ接続用共通直流母線
４２〜４７…コンバータ制御用ＩＧＢＴ
４８…コンバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線
４９…コンバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線
５０…インバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用直流母線
５１…インバータ制御装置・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用直流母線
５４…三相交流電源
５５…コンバータ制御装置
５６…インバータ制御装置
５７…スタック・平滑コンデンサ間Ｐ側中継用共通直流母線
５８…スタック・平滑コンデンサ間Ｎ側中継用共通直流母線
５９…Ｐ側共通直流母線
６０…Ｎ側共通直流母線
６１…コンバータ制御装置側補助平滑コンデンサ
６２…インバータ制御装置側補助平滑コンデンサ
６３……高効率冷却器
Claims (4)
- エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、前記ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずる前記ダイオードと前記第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側スナバ回路に対しては前記ダイオードのアノード側と前記第２のコンデンサとの間に、また負側スナバ回路に対しては前記ダイオードのカソード側と前記第２のコンデンサとの間に、それぞれ共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とするエレベータのインバータ制御装置。
- エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、前記ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずる前記ダイオードと前記第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側及び負側の前記ダイオード同士の接続点と、正側及び負側の前記第２のコンデンサ同士の接続点との間に共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とするエレベータのインバータ制御装置。
- エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置に平滑コンデンサを介して接続されるエレベータのコンバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、前記ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずる前記ダイオードと前記第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために正側スナバ回路に対しては前記ダイオードのアノード側と前記第２のコンデンサとの間に、また負側スナバ回路に対しては前記ダイオードのカソード側と前記第２のコンデンサとの間に、それぞれ共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とするエレベータのコンバータ制御装置。
- エレベータかごを上下に移動させる三相誘導電動機を駆動し制御するエレベータのインバータ制御装置に平滑コンデンサを介して接続されるエレベータのコンバータ制御装置において、正側及び負側に、それぞれスイッチング制御を行う半導体素子を設け、この半導体素子がスイッチングする時のサージ電圧を吸収するために、第１のコンデンサとダイオードとを直列に接続したスナバ回路を正側の半導体素子及び負側の半導体素子にそれぞれ並列に接続し、前記ダイオードにそれぞれ第２のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサの放電抵抗として正側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より負側回路に抵抗を接続し、負側の半導体素子に接続したスナバ回路に対しては前記第１のコンデンサと前記ダイオードとの接続点より正側回路に抵抗を接続した回路を有し、半導体素子のオフ時のサージ電圧を吸収したスナバ回路が放電する時に生ずる前記ダイオードと前記第２のコンデンサとの閉回路での共振電流による主回路電圧変動及び半導体素子の制御信号であるゲート電圧変動を制御するために、正側及び負側の前記ダイオード同士の接続点と、正側及び負側の前記第２のコンデンサ同士の接続点との間に共振電流抑制用のインダクタンスを挿入したことを特徴とするエレベータのコンバータ制御装置。
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