JP4275851B2 - デジタル通信システムの隣接チャネル信号のキャンセル方法及び装置 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、デジタル通信システムに関するものであり、特に、隣接チャネル信号の復調に関するものである。
【０００２】
今日、デジタル通信システムは、有線及び無線アプリケーションの両方に対し、急速に発展している。無線アプリケーションは、特定地域移動体無線（例えば、警察、運送）、セルラー、ＰＣＳ、衛星、無線ローカルループ等を含んでいる。
【０００３】
電線網アプリケーションは、ＡＤＳＬ、高速モデム、データ記憶を含んでいる。このようなシステムでは、情報は、典型的には２値の情報符号に変換され、有線、空中（例えば、無線波を使用して）、あるいは磁気テープのような送信媒体を介して転送できる形式を生成するために符号化され、変調される。典型的には、符号値は、送信信号がコンパクトパワースペクトルを有するように、送信前に、パルス成形フィルタに通される。
【０００４】
無線通信において、無線スペクトルはマルチプル通信チャネル間で共有される。典型的には、周波数分割マルチプルアクセス（ＦＤＭＡ）、時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）、符号分割マルチプルアクセス（ＣＤＭＡ）は組み合わされて使用される。空間的に分割されたエリア内でチャネルの再使用を可能にする空間分割マルチプルアクセス（ＳＤＭＡ）もまた知られている。マルチプルアクセス問題は、電線網とデータ記憶アプリケーションにおいて頻繁に発生する。そして、以下の説明では無線通信に注目するが、この問題に類似する問題と解決策もまた電線網とデータ記憶システムに適用可能であることが当業者に理解されるであろう。
【０００５】
多くの無線システムは、ＦＤＭＡ成分を含み、ここでは、それぞれが異なるキャリヤ周波数に対応するマルチプル周波数帯域に利用可能な周波数スペクトルが分割される。情報を同時に送信するために近接配置あるいは隣接キャリヤが使用される場合、それぞれのキャリヤ周波数あるいは無線チャネル間の干渉が生じ、通信品質が低減する。つまり、高品質通信及び消費者の満足を達成する場合には、隣接チャネル干渉（ＡＣＩ）が存在する中での動作能力は重要である。
【０００６】
また、通信要求が高まるにつれて、常により大きなスペクトル効果が要求されるという事実が隣接チャネル干渉問題を複雑にしている。ＦＤＭＡシステムでは、より多くのキャリヤを与えられるスペクトル配置内で使用することを可能にするより密接なキャリヤ空間を通して、このようなスペクトル効果が達成される。逆に、これは、隣接チャネル干渉に対するより高い受信機の復元力を必要とする。
【０００７】
従来の無線受信機では、ＦＤＭＡチャネルを分割するために帯域通過フィルタが使用され、その後、各ＦＤＭＡチャネルは別々に処理され、復調される。しかしながら、フィルタ機能が完全ではないので、隣接チャネル干渉は、フィルタ化信号内に必ず含まれている。習慣的に、隣接チャネル干渉はチャネル復調処理においてノイズとして無視あるいは扱われていた。ごく最近では、隣接チャネル干渉を補償する無線周波数（ＲＦ）処理技術が提案されている。
【０００８】
このような技術の１つが、１９８６年５月、Ｔｒａｎｓ．ＩＥＣＥのＥ６９巻、第５号、ページ５７８−５８０のＳ．Ｓａｍｐｅｉ及びＭ．Ｙｏｋｏｙａｍａによる「デジタル地域移動体通信に対する隣接チャネル干渉の除去方法（Rejection Method of Adjacent Channel Interferenece for Digital Land Mobile Communications）」に記述されており、これは、参照することによって本明細書に組み込まれる。ここで引用する方法は、与えられるキャリヤ信号の復調中に、隣接キャリヤでの隣接チャネル信号（ＡＣＳ）を抽出するために隣接キャリヤを中心にした帯域通過フィルタが使用される。次に、抽出された信号は、隣接チャネル信号エンベロープ及びキャリヤを評価し、論理的な隣接チャネル信号を検出するために使用される。次に、検出された隣接チャネル信号は波形成形され、評価された隣接チャネルキャリヤ及びエンベロープは得られる信号に付加される。理想的には、上述の処理は、自身のキャリヤ周波数で再構成隣接チャネル信号を提供する。そして、再構成隣接チャネル信号は、注目キャリヤを中心にした帯域通過フィルタを通過して、隣接チャネル干渉を除去するために受信信号から取り除かれる。
【０００９】
しかしながら、上記の方法には、いくつかの制限がある。例えば、フィルタ及びミキサーを使用するアナログ信号処理は、必要としないコストと無線受信機のサイズを生じ、生産過程に伴いアナログ成分が変化するので、このような受信機は、相対的に予測できないパフォーマンスの範囲をもたらす。加えて、無線周波数での信号除去は、高精度のキャリヤ再構成及び時間調整を必要とし、無線周波数のサイクルの半分と同じくらい小さい誤差は、隣接チャネル信号を減少させるのではなくむしろ２倍にする。また、このような隣接チャネルキャリヤ（位相及び周波数）及びエンベロープ（振幅）の使用は、無線チャネルが分散しないことを無条件に想定している。しかしながら、多くの実際の無線システム（例えば、Ｄ−ＡＭＰＳ及びＧＳＭ）では、符号レートは十分に高いので、無線送信媒体は信号エコーを与える時間分散を含むようにモデル化されなければならない。そして、上記の技術は、今日存在する多くのアプリケーションの使用に対し必ずしも実用的ではない。
【００１０】
従って、隣接チャネル干渉が存在する中での受信機パフォーマンスを向上する改良された方法及び装置が必要とされている。
【００１１】
本発明は、他の隣接信号の変調中に取得される情報を使用して変調される信号におけるマルチ信号キャンセリング復調器を提供することによって、上述の及びそれ以外の要求を実現する。アクロスチャネル形式における検出情報を利用することによって、本発明のキャンセリング復調器は、より優れた隣接チャネル干渉除去を提供する。キャンセリング復調器は、シリアルあるいはパラレル形式のいずれか一方で処理することができる。パラレル復調を利用する典型的な実施形態では、反復形式で同時に２つのチャネルが復調される。反復処理における各ステップで取得される検出情報は、続くステップにおける復調に対する事前（priori）情報として使用される。シリアル復調を利用する典型的な実施形態では、より強い２つの受信信号が復調され、その結果として得られる検出情報がより弱い２つの受信信号の復調に対する事前情報として使用される。
【００１２】
シリアル及びパラレル復調の実施形態の両方において、本発明は、隣接周波数帯域における符号に対応する１つの周波数帯域において検出される符号を変換する新規な技術を開示している。この変換は、隣接チャネル間に存在するキャリヤ間隔にいくぶん基づいている。有利な点としては、内部チャネル変換もまた、チャネル評価のコンテキストにおいて適用可能である。つまり、本発明は、更に、チャネル評価器を開示し、このチャネル評価器で、特定周波数チャネルに対応する受信基本帯域信号に基づいて特定周波数チャネルに対するマルチプルチャネルパラメータ評価値が提供される。内部チャネル情報は、チャネルパラメータ評価値を提供中に使用されるので、本発明のチャネル評価器もまた、より優れた隣接チャネル干渉除去を提供する。
【００１３】
本発明の上述及びそれ以外の特徴は、図面と一緒に示される説明を参照して以降に説明される。典型的な実施形態の説明が提供され、また、数々の変形例及び等価例が本明細書で考慮されることが当業者を理解するであろう。
【００１４】
図１は本発明の技術に利用できる無線通信システム１００を示している。図示されるように、無線通信システム１００は、第１及び第２送信機１０１、１０２、第１及び第２送信アンテナ１１１、１１２、受信アンテナ１１５、無線プロセッサ１２０、基本帯域プロセッサ１２５を含んでいる。第１入力符号ストリームｓは第１送信機１０１の入力に接続され、第１送信機１０１の出力は第１送信アンテナ１１１に接続されている。第２入力符号ストリームｉは、第２送信機１０２の入力に接続され、第２送信機１０２の出力は第２送信アンテナ１１２に接続されている。受信アンテナ１１５は無線プロセッサ１２０の入力に接続され、無線プロセッサ１２０によって出力される第１及び第２受信基本帯域信号ｒ_a、ｒ_bは、基本帯域プロセッサ１２５の第１及び第２入力に接続されている。基本帯域プロセッサ１２５は、第１及び第２評価値符号ストリームｓ^、ｉ^を出力する。
【００１５】
動作としては、第１及び第２送信機１０１、１０２は、デジタル入力符号ストリームｓ、ｉそれぞれを、第１及び第２送信機１０１、１０２及び無線プロセッサ１２０間に存在する送信媒体に適した信号表現に割り当てる。無線システムでは、この割当には、典型的には、第１及び第２送信アンテナ１１１、１１２を介する送信前には変調及びパルス成形が含まれている。得られた信号を送信するために、第１送信機１０１は第１キャリヤ周波数ｆ_a（第１送信周波数帯域ａに対応）を使用し、一方で、第２送信機１０２は第２キャリヤ周波数ｆ_b（第２送信周波数帯域ｂに対応）を使用する。
【００１６】
送信信号は、送信媒体を介して送信され、受信アンテナ１１５で受信される。無線プロセッサ１２０は、受信アンテナ信号を第１及び第２基本帯域サンプルシーケンスｒ_a、ｒ_bに変換し、これらはそれぞれ第１及び第２キャリヤ周波数ｆ_a、ｆ_bに対応する。基本帯域への変換は、典型的には、受信信号のフィルタリング、増幅、ミキシング、サンプリング及び量子化によって達成される。拡散スペクトルシステムでは、サンプリング及び量子化処理の前後のいずれか一方で、非拡散も含まれている。基本帯域サンプルは、典型的には、同相（Ｉ）及び直相（Ｑ）成分の両方を含む合成物であり、本発明を通して、他のタイプのサンプルもまた同様に利用するシステムに適用可能である。一般的に、無線プロセッサ１２０は、満足あるいは十分に満足な送信符号検出用の統計量を出力する。無線基本帯域信号ｒ_a、ｒ_bが与えられると、基本帯域プロセッサ１２５は、送信符号値の評価値を出力する。ソフトあるいは信頼度情報もまた、周知の技術として提供されても良い。
【００１７】
図２は図１の無線通信システム１００に使用できる従来の２チャネル基本帯域プロセッサ２００を示している。図示されるように、従来の２チャネル基本帯域プロセッサ２００は、第１及び第２シングルチャネル復調器２０１、２０２を含んでいる。第１受信基本帯域信号ｒ_aは第１シングルチャネル復調器２０１の入力に接続され、第２受信基本帯域ｒ_bは第２シングルチャネル復調器２０２の入力に接続される。第１及び第２信号チャネル復調器２０１、２０２は、それぞれ第１及び第２入力符号ストリームｓ、ｉ（第１及び第２周波数帯域ａ、ｂで送信される）の評価値ｓ^、ｉ^を出力する。第１及び第２シングルチャネル復調器２０１、２０２は、周知の信号検出技術を使用して評価値ｓ^、ｉ^を出力する。しかしながら、上述したように、２つの復調回路間には内部チャネル相互作用を存在しない。その結果、従来の２チャネル基本帯域プロセッサ２００は、隣接チャネル干渉に対し耐性がない。
【００１８】
図３は本発明に従う２チャネル基本帯域プロセッサ３００を示している。図示されるように、２チャネル基本帯域プロセッサ３００は、キャンセリングマルチ信号復調器３１０を含んでいる。第１及び第２受信基本帯域信号ｒ_a、ｒ_bは、キャンセリングマルチ信号復調器３１０の第１及び第２入力に接続され、キャンセリングマルチ信号復調器３１０は、それぞれ第１及び第２入力符号ストリームｓ、ｉ（第１及び第２周波数帯域ａ、ｂで送信される）の評価値ｓ^、ｉ^を出力する。以下の図４及び図５でより詳細に説明するように、キャンセリングマルチ信号復調器３１０は、一方の符号ストリームの検出で取得する情報を利用して、もう一方の符号ストリームの復調を支援し、また、逆の場合も同じである。その結果、本発明の２チャネル基本帯域プロセッサ３００は、隣接チャネル干渉に対しより耐性がある。
【００１９】
図４は、本発明に従う２チャネル基本帯域プロセッサ４００の一実施形態を示している。図示されるように、２チャネル基本帯域プロセッサ４００は、第１及び第２加算器４０１、４０２、第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２、第１及び第２他帯域再構成器４２１、４２２、チャネル評価器４５０を含んでいる。第１基本帯域信号ｒ_aは、第１加算器４０１の正入力とチャネル評価器４５０の第１入力に接続されている。第２基本帯域信号ｒ_bは、第２加算器４０２の正入力とチャネル評価器４５０の第２入力に接続されている。チャネル評価器４５０は。４つのチャネル応答評価値ｃ_a、Ｃ_b、Ｄ_a、ｄ_bを出力し、それぞれ第１シングルチャネル復調器４１１の第１入力、第１他帯域再構成器４２１の第１入力、第２他帯域再構成器４２２の第１入力、第２シングルチャネル復調器４１２の第１入力に接続されている。第１及び第２加算器４０１、４０２の出力は、それぞれ第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２の第２入力に接続されている。
【００２０】
第１シングルチャネル復調器４１１は第１入力符号ストリームｓの第１出力評価値ｓ^を出力し、第２シングルチャネル復調器４１２は第２入力符号ストリームｉの第２出力評価値ｉ^を出力する。加えて、２チャネル基本帯域プロセッサ４００の第１及び第２出力を与えると、第１及び第２出力評価値ｓ^、ｉ^はそれぞれ、第１及び第２他帯域再構成器４２１、４２２の第２入力にも接続される。第１及び第２キャリヤ周波数ｆ₁、ｆ₂間の符号期間単位の空間ラジアンに対応するキャリヤ間隔ω₀は、第１及び第２他帯域再構成器４２１、４２２のそれぞれの第３入力に接続されている。第１及び第２他帯域再構成器４２１、４２２の出力は、それぞれ第２及び第１加算器４０２、４０１の負入力に接続されている。
【００２１】
動作としては、第１及び第２シングルチャネル基本帯域信号ｒ_a、ｒ_bがそれぞれ第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２を直接通過するように、初期状態では、第１及び第２加算器４０１、４０２は抑止される。第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２は、周知の技術を使用して第１及び第２デジタル符号ストリームｓ、ｉを検出する。次に、第１他帯域再構成器４２１は、第２基本帯域に現れる第１信号ｓの評価値（即ち、第１信号ｓのための第２基本帯域における隣接チャネル干渉の評価値）を与えるために第１検出符号ストリームｓ^を使用する。同様に、第２他帯域再構成器４２２は、第１基本帯域に現れる第２信号ｉの評価値（即ち、第２信号ｉのための第１基本帯域における隣接チャネル干渉の評価値）を与えるために第２検出符号ストリームｉ^を使用する。第１及び第２他帯域再構成器４２１、４２２とチャネル評価器４５０の動作は、以下により詳細に説明される。
【００２２】
一度、評価値ｓ^、ｉ^は、各隣接帯域で再構成されると、第１及び第２加算器４０１、４０２はイネーブルにされる。第１加算器４０１は、第１受信基本帯域サンプルｒ_aから第２再構成信号（第１帯域ａに現れる第２信号ｉに対応）を取り除き、第２加算器４０２は、第２受信基本帯域サンプルｒ_bから第１再構成信号（第２帯域ｂに現れる第１信号ｓに対応）を取り除く。次に、第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２は、再度、第１及び第２デジタル符号ストリームｓ、ｉを評価するために、第１及び第２加算器４０１、４０２の出力を使用する。各帯域において隣接チャネル干渉の評価値が除去されるので、次の処理による符号評価値は直前の処理による符号評価値よりも精度が良い。
【００２３】
上述の処理は、目的に応じて反復しても良い。例えば、反復する毎に変化する検出符号値の数が受け入れることが定期的に得られるまであるいは可能ないくつかの最大許容可能レベルに到達するまで、この処理が反復されても良い。各反復毎に符号が変化するという事実は、あとでこれらの符号を消去するためにあるいは対応ソフト値を調整するために使用することができ、これによって続くダイバーシティ合成あるいは誤差補正復号化が改善される。
【００２４】
第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２は、論理的あるいは非論理的検出方法を採用できる。加えて、第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２は、線形、判定フィードバック、ＭＬＳＥ、あるいはＭＡＰ符号単位同一化を含む様々な形式の同一化を含むことができる。ダイレクトシーケンス拡散スペクトルシステムでは、第１及び第２シングルチャネル復調器４１１、４１２はレーキ（Rake）合成を含むことができる。
【００２５】
第１及び第２他帯域再構成器４２１、４２２は、別の隣接信号に対応する周波数帯域で現れる検出あるいは周知信号を評価するために、チャネル係数評価値、キャリヤオフセット情報、検出符号値を使用する。再構成処理を理解するために、第１受信基本帯域サンプルストリームｒ_aが以下の符号空間モデルによって与えられると仮定する。
【００２６】
【数１】

ここで、ω₀は、符号期間単位のラジアンにおける第１及び第２キャリヤ周波数ｆ_a、ｆ_b間のキャリヤ間隔であり、ｃ_a（ｋ）は、第１周波数帯域での第１信号ｓに対応するｋ番目のチャネル係数であり、ｄ_a（ｋ）は、第１周波数帯域での第２信号ｉに対応するｋ番目のチャネル係数であり、ｓ（ｎ）及びｉ（ｎ）は、時間インデックスｎの関数となる第１及び第２送信符号ストリームｓ、ｉである。第１係数シーケンス｛ｃ_a（ｋ）；ｋ＝０，…，Ｋ₁−１｝（Ｋ₁≧１）は、第１帯域ａでの第１信号ｓに対するチャネル応答を形成し、第２係数シーケンス｛ｄ_a（ｋ）；ｋ＝０，…，Ｋ₂−１｝（ｋ₂≧１）は、第１帯域ａでの第２信号ｉに対するチャネル応答を形成することに注意されたい。一般的には、各信号ｓ、ｉに対するチャネル係数Ｋ₁、Ｋ₂の数は異なる。しかしながら、説明を明らかにするために、式（１）での各チャネル応答は、ほとんどロスがないちょうど２つの係数を使用してモデル化される。式（１）が、付加的な隣接チャネル干渉、温度ノイズ等を考慮するために拡張できる簡単化モデルを表現していることを当業者は理解するであろう。また、式（１）の簡単化モデルに類似するモデルが第２受信基本帯域信号ｒ_bに対し与えられることを当業者は理解するであろう。
【００２７】
式（１）での指数項をはずすことによって、上記モデルは以下のような等価表現ができる。
【００２８】
【数２】

ここで、
【００２９】
【数３】

【００３０】
【数４】

式（２）から式（４）で定義されるモデルでは、干渉信号（即ち、ｄ’_a項）に対する有効チャネル係数は、時間ｎで回転あるいは循環する。このような循環は、チャネル評価の実行目的に対しては非常に望ましくなく、もし起こりうる場合でも、チャネル係数が時間と共にゆっくりと変化すると仮定する。しかしながら、本発明は、式（２）の指数項にチャネル評価値以外の干渉符号を組み合わせることによって、この明らかな問題を解消することができる。このようにすると、第１受信基本帯域サンプルストリームｒ_aに対する以下の代替モデルを与える。
【００３１】
【数５】

ここで、
【００３２】
【数６】

【００３３】
【数７】

【００３４】
【数８】

次に、非回転あるいは非循環係数Ｄ_aは、例えば、回転を上げられたあるいはねじれた（即ち、循環させられた）符号シーケンスｉ’（ｎ）と受信信号サンプルを相互に関係させることによって評価される。このような技術には、チャネル係数を評価するために異なるコンテキストが適用され、通信システムでの周波数誤差は周波数の不正確さに左右される。例えば、参照することで本明細書に組み込まれる１９８９年４月２日に公開されたライス（Raith）のスウェーデン特許出願第８７０３７９６号を参照されたい。ここでのコンテキストでは、典型的には、不明な不正確な周波数は全くなく、相互関係パターンが適用されるねじれあるいは循環量は、周知のチャネル間隔ω₀に関係づけられている。
【００３５】
第２受信基本帯域サンプルストリームｒ_bに対する類似モデルは、以下のように与えられる。
【００３６】
【数９】

ここで、
【００３７】
【数１０】

そして、チャネル係数評価値ｃ_a（ｋ）、Ｄ_a（ｋ）、キャリヤ間隔ω₀、送信符号ストリームｓ、ｉの同帯域評価値ｓ^、ｉ^が与えられると、他帯域再構成器４１１、４１２は、式（５）を使用して符号ストリームｓ、ｉの隣接帯域評価値を提供できる。同帯域評価値ｓ^、ｉ^は、上述したシングルチャネル復調器４１１、４１２によって提供され、キャリヤ間隔ω₀は各システムに対し与えられるだろう。一方、キャリヤ間隔ω₀は、送信機かつ／あるいは受信機周波数誤差を補償するために評価される。加えて、チャネルパラメータ評価値ｃ_a（ｋ）、Ｄ_a（ｋ）は、上述した相関関係を利用する方法あるいは以下の図６、図７、図８に説明する新規な技術のいずれか一方を使用して取得される。
【００３８】
図５は本発明に従う２チャネル基本帯域プロセッサ５００の他の実施形態を示している。図示されるように、２チャネル基本帯域プロセッサ５００は、最強値判定器５０５、第１及び第２シングルチャネル復調器５１１、５１２、加算器５１５及び他帯域再構成器５２０を含んでいる。第１及び第２受信基本帯域信号ｒ_a、ｒ_bは、最強値判定器５０５の第１及び第２入力に接続されている。最強値判定器５０５の第１出力は第１シングルチャネル復調器５１１の入力に接続され、最強値判定器５０５の第２出力は加算器５１５の正入力に接続されている。第１シングルチャネル復調器５１１は、他帯域再構成器５２０の入力に接続されている第１評価値出力を与える。キャリヤ間隔ω₀は他帯域再構成器５２０の第２入力に接続され、チャネル応答評価値は他帯域再構成器５２０の第３入力に接続されている。他帯域再構成器５２０の出力は、加算器５１５の負入力に接続されている。加算器５１５の出力は第２シングルチャネル復調器５１２の入力に接続され、第２シングルチャネル復調器５１２は第２評価値出力を与える。
【００３９】
動作としては、最強値判定器５０５は、ある判定取においてどの送信信号が最強値であるかを判定する。例えば、最強信号は、各受信基本帯域サンプルストリームでの相対電力を測定することによって取得できる。一方、最強信号は、第１帯域での第１信号のチャネル評価値の２乗和と第２帯域での第２信号のチャネル評価値の２乗和を比較することによって判定できる。最強受信信号の帯域に対応する基本帯域サンプルは、第１シングルチャネル復調器５１１に対する入力として与えられ、そして、最強受信信号に対応する符号値を検出する。
【００４０】
逆に、検出値は、他帯域再構成器５２０に対する入力として与えられ、最弱信号に対応する帯域での最強信号を再構成するためにキャリヤオフセットω₀を使用する。次に、再構成信号は、加算器５１５での最弱信号に対応する基本帯域サンプルから取り除かれる。その結果から得られる信号が、第２シングルチャネル復調器５１２に対する入力として与えられ、最弱信号に対応する符号を検出する。最強受信信号は本質的に隣接チャネル干渉に対する回復力があり、隣接チャネル干渉の評価値が最弱受信信号から取り除かれるので、図５の実施形態によって与えられる検出符号は、従来システムによって与えられる検出符号と比べてより正確である。シングルチャネル復調器５１１、５１２及び他帯域再構成器５２０は、上述した図４のように動作する。
【００４１】
上述したように、図４及び図５の実施形態の他帯域再構成器４２１、４２２、５２０は、合成チャネル係数評価値を利用する。加えて、最強値判定器５０５は、チャネル係数評価値を利用でき、シングルチャネル復調器４１１、４１２、５１１、５１２は、論理的検出が採用される場合のチャネル係数評価値を利用するであろう。チャネル係数評価値は、評価処理におけるノイズを考慮するためにスケール化される。有利な点としては、本発明は、正確なチャネル評価値が上述のモデルと組み合わされたキャリヤオフセット情報を使用して取得できることを開示する。
【００４２】
具体的には、式（５）−（１０）を使用して、変化のないあるいはゆっくりと変化するチャネル評価値が取得できる。例えば、最小２乗チャネル評価値は、式（５）及び式（９）と第１及び第２送信情報ストリームｓ（ｎ）、ｉ（ｎ）の情報を使用して取得できる。与えられたあるいは評価されたキャリヤオフセットω₀は、チャネル評価の前に与えられたあるいは検出された干渉符号値を循環するために使用される。一般的には、チャネル評価は、図６に示すようなチャネル評価器を使用して実行される。
【００４３】
図６では、チャネル評価器６００は、２帯域チャネル評価器６１０を含んでいる。第１及び第２受信基本帯域信号ｒ_a、ｒ_bはそれぞれチャネル評価器６１０の第１及び第２入力に接続され、チャネル評価器６１０は出力として４チャネルインパルス応答パラメータ評価値ｃ_a（ｋ）、Ｄ_a（ｋ）、Ｃ_b（ｋ）、ｄ_b（ｋ）を与える。４チャネルインパルス応答パラメータ評価値ｃ_a、Ｄ_a、Ｃ_b、ｄ_bはそれぞれ、第１帯域ａにおける第１信号ｓに対するチャネル係数、第１帯域ｂにおける第２信号ｉに対するチャネル係数、第２帯域ｂにおける第１信号ｓに対するチャネル係数、第２帯域ｂにおける第２信号ｉに対するチャネル係数に対応する。与えられたあるいは検出された符号値は、従来技術で知られているチャネル評価を支援するために使用できる。例えば、受信機での事前情報として知られている同期ビットは、送信情報シーケンスｓ、ｉに定期的に挿入することができる。
【００４４】
図７は、本発明に従う２帯域チャネル評価器７００の一実施形態を示している。図示されるように、チャネル評価器７００は、第１及び第２ジョイントチャネル評価器７１１、７１２を含んでいる。第１受信基本帯域信号ｒ_aは第１ジョイントチャネル評価器７１１の入力に接続され、第１ジョイントチャネル評価器７１１は第１帯域ａにおける第１及び第２信号ｓ、ｉに対する第１及び第２チャネル評価値ｃ_a、Ｄ_aを出力する。同様に、第２受信基本帯域信号ｒ_bは第２ジョイントチャネル評価器７１２の入力に接続され、第２ジョイントチャネル評価器７１２は第２帯域ｂにおける第１及び第２信号ｓ、ｉに対する第１及び第２チャネル評価値Ｃ_b、ｄ_bを出力する。
【００４５】
動作としては、第１ジョイントチャネル評価器７１１は、第１帯域ａに対するチャネル係数ｃ_a、Ｄ_aを一括して評価する。例えば、ｃ_a、Ｄ_aの最小２乗評価値は、受信値ｎ＝１，…，Ｎの組に対して式（５）を使用して取得することができる。例えば、各インパルス応答が２チャネルタップを含んでいる場合、目的は、以下の積算を最小化するチャネル係数ｃ_a（０）、ｃ_a（１）、Ｄ_a（０）、Ｄ_a（１）を検出することである。
【００４６】
【数１１】

ここで、
【００４７】
【数１２】

式（１１）及び式（１２）による問題の解決方法は周知であり、解決方法は、一般的に以下の形式を有する。
【００４８】
【数１３】

【００４９】
ここで、ｘはチャネル係数評価値を含むベクトルであり、Ｓは符号値ｓ（ｎ）、ｉ（ｎ）を有する行列であり、ｒは第１基本帯域サンプルストリームｒ_a（ｎ）に対する受信サンプルを含むベクトルである。
【００５０】
第２チャネル評価器７１２は、同様にして、第２帯域ｂに対するチャネル係数Ｃ_b、ｄ_bを一緒に評価する。これに対し、チャネル係数ｃ_a、Ｄ_aが別々に評価される場合、第２信号ｉはｃ_aの評価時に付加ノイズを生成し、第１信号ｓはＤ_aの評価時に付加ノイズを生成するであろう。つまり、チャネル係数ｃ_a、Ｄ_aを一括して評価することによって、本発明は相関関係を利用する方法に比べて評価ノイズを削減する。
【００５１】
図８は本発明に従う２帯域チャネル評価器８００の他の実施形態を示している。図示されるように、チャネル評価器８００は、第１及び第２加算器８０１、８０２、第１、第２、第３及び第４シングルチャネル評価器８１１、８１２、８１３、８１４、第１及び第２同帯域再構成器８２１、８２２を含んでいる。第１受信基本帯域信号ｒ_aは、第１シングルチャネル評価器８１１の入力及び第１加算器８０１の正入力に接続されている。第１シングルチャネル評価器８１１によって出力される第１チャネルパラメータ評価値ｃ_a（第１帯域ａにおける第１信号ｓに対応する）は、第１同帯域再構成器８２１の第１入力に接続されている。キャリヤ間隔ω₀は第１同帯域再構成器８２１の第２入力に接続され、第１信号ｓに対する符号値は第１同帯域再構成器８２１の第３入力に接続されている。第１同帯域再構成器８２１の出力は第１加算器８０１の負入力に接続され、第１加算器８０１の出力は第２シングルチャネル評価器８１２の入力に接続されている。第２シングルチャネル評価器８１２は、第１帯域ａで受信される第２信号ｉに対応する第２チャネルパラメータ評価値Ｄ_aを出力する。
【００５２】
第２受信基本帯域信号ｒ_bは、第３シングルチャネル評価器８１３の入力及び第２加算器８０２の正入力に接続されている。第３シングルチャネル評価器８１３（第２帯域ｂにおける第１信号ｓに対応する）によって出力される第３チャネルパラメータ評価値Ｃ’_bは、第２同帯域再構成器８２２の第１入力に接続されている。キャリヤ間隔ω₀は第２同帯域再構成器８２２の第２入力に接続され、第２信号ｉに対する符号値は第２同帯域再構成器８２２の第３入力に接続されている。第２同帯域再構成器８２２の出力は第２加算器８０２の負入力に接続され、第２加算器８０２の出力は第４シングルチャネル評価器８１４の入力に接続されている。第４シングルチャネル評価器８１４は、第２帯域ｂで受信される第２信号ｉに対応する第４チャネルパラメータ評価値ｄ_bを出力する。
【００５３】
動作としては、第１シングルチャネル評価器８１１は、例えば、ｃ_aの最小２乗評価値のみによって第１チャネルパラメータ評価値ｃ_aを出力するために第１受信基本帯域信号ｒ_aのサンプルを使用する。この場合では、最小２乗コスト関数は、関数ｅ_a（ｎ）＝ｒ_a（ｎ）−ｃ_a（０）ｓ（ｎ）−ｃ_a（１）ｓ（ｎ−１）に依存する。次に、同帯域再構成器８２１は、上述の図４及び図５の説明と同様にして、第１帯域ａにおける第１信号ｓの評価値を再構成するために第１チャネル評価値ｃ_aを使用する。次に、第１加算器８０１は、第１帯域ａで受信される干渉信号ｉの評価値を表すキャンセル信号を出力するために、第１受信基本帯域信号ｒ_aから再構成信号を取り除く。第２シングルチャネル評価器８１２は、第１帯域ａにおける第１信号ｉに対応する第２チャネル評価値Ｄ_aを出力するためにキャンセル信号を使用する。第２シングルチャネル評価器８１２の動作は、上述した第１シングルチャネル評価器８１１の動作と類似している。
【００５４】
第１信号ｓは、典型的には、第２信号ｉに比べて第１帯域ａにおいてより強く受信され、第１チャネル評価値ｃ_aは、信号ｉからの隣接チャネル干渉を無視して正確に算出することができる。加えて、第１受信基本帯域信号ｒ_aから第１信号ｓを取り除くことによって、第２チャネルパラメータＤ_aの評価値が改善される。つまり、このＤ_aの評価値は、第１信号ｓを取り除くことなくＤ_aが評価された場合に比べてより正確である。第３及び第４シングルチャネル評価器８１３、８１４、第２加算器８０２、第２同帯域再構成器８２２を介する第３及び第４チャネル評価値Ｃ_b、ｄ_bの算出は、上述した第１及び第２チャネル評価値ｃ_a、Ｄ_aの算出と類似している。
【００５５】
より強い２つの隣接チャネル信号を復調し、その復調信号をより弱い２つの隣接チャネル信号の復調を支援するために使用する方法は、それらの信号が必要な異なるレベルである場合によく機能する。この方法の一般化は、隣接周波数チャネルのラスタ順で受信される信号を信号強度順にソートし、最強信号から最弱信号の順でそれらの信号を復調することである。
【００５６】
すべての信号が同レベルである場合、従来システムは、どのような場合でも、隣接チャネル干渉による影響を受けることを予想していない。しかしながら、本発明は、許容量を向上するために、従来の復調がすべてのチャネルにおいて同一信号レベルと同一の隣接チャネル干渉による影響を受ける位置にまで、周波数におけるチャネル同士をより密接に配置するように使用することができる。この場合、上述の反復方法が適用でき、ここでは、まず、信号評価値が隣接チャネル信号評価値が考慮されずに得られ、そして、その後に、隣接チャネル評価値を考慮して再定義される。
【００５７】
第２信号ｉを復号するために第１信号ｓを必要とし、かつ、逆に、第１信号ｓを復号するために第２信号ｉを必要とする明らかな問題もまた、最大見込シーケンス評価（Maximum Likelihood Sequence Estimation：ＭＬＳＥ）としても知られるＶｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを使用して解決することができる。ＭＬＳＥを適用する方法の１つは、第２信号ｉに対する可能性のある結果をすべて推定し、一方で、第２信号ｉの各推定に関連する第１信号ｓに対するそれぞれの評価値を判定する。次に、第１信号ｓの各評価値に対し、第２信号ｉに対する評価値は制約を有する状態で判定され、この制約は、第２信号ｉに対する評価値が、第１信号ｓに対する対応評価値を取得する際に最初に仮定されることと同じことを論理的にしなければならないことである。第２信号ｉに対する評価値は、第２信号ｉが正しいと評価あるいは仮定する見込計測あるいは「メートル法（metric）」の形式で取得される。次に、各第２信号仮定値及び関連する第１信号評価値に対する見込メートル法は比較され、最高見込値が第１信号ｓ及び第２信号ｉの一括判定に対し選択される。
【００５８】
例えば、式（５）は、注目第１信号符号ｓ（ｎ）、その前の第１信号符号ｓ（ｎ−１）、注目第２信号符号（循環）ｉ（ｎ）、その前の第２信号符号ｉ（ｎ−１）の項から受信信号の期待値を与える。同様にして、式（９）は、上記の４つの符号の関数として隣接チャネルにおける受信信号の期待値を与える。
【００５９】
注目符号の１つ前の符号ｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）を決定するために、注目符号ｓ（ｎ）、ｉ（ｎ）が使用される。これらの符号はこの時点では不明なので、逆に、４つの可能なバイナリビットペア（即ち、ｓ（ｎ）／ｉ（ｎ）＝０／０、０／１、１／０、１／１）の１つに仮定され、各バイナリビットペアに対し、注目符号の１つ前の符号ｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）もまた、４つの可能なビットペア（００、０１、１０、１１）の１つに仮定される。次に、第１及び第２受信信号値ｒ_a（ｎ）、ｒ_b（ｎ）を予測するために、１６通りの組み合わせのそれぞれに対する４つのビットは、式（５）及び式（９）において使用される。
【００６０】
この予測値は実際の受信信号と比較され、２乗誤差（即ち、[予測値ｒ_b−実測値ｒ_b]²及び[予測値ｒ_a−実測値ｒ_a]²）は、各仮定値に対する見込メートル法値へ積算される。次に、ｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）の異なる値以外のｓ（ｎ）及びｉ（ｎ）の同一値を有する４つの仮定値に対する見込メートル法値は比較され、最大見込値（即ち、最低累積メートル法値）を有する見込メートル法値が選択され、そして、ｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）の関連値は、最適復号値ペアｓ（ｎ）及びｉ（ｎ）に対するｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）の最適復号値として選択される。この処理は、ｓ（ｎ）及びｉ（ｎ）の各ペアの値に対し反復され、累積見込メートル法値に関連して、各場合に対し潜在的に異なる判定値ｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）を取得する。
【００６１】
連続信号サンプルｒ_a（ｎ＋１）及びｒ_b（ｎ＋１）の取り扱いにおいては、処理は、ｓ（ｎ＋１）及びｉ（ｎ＋１）などの４通りのそれぞれに対するｓ（ｎ）及びｉ（ｎ）の決定（かつ既にそれらに関連付けられたｓ（ｎ−１）及びｉ（ｎ−１）の決定）を判定するために反復される。処理は、既に決定された４つの符号のチェーン（ｓ（ｎ）、ｉ（ｎ）、ｓ（ｎ−１）、ｉ（ｎ−１）、…）を長くするために続行し、未処理の符号ペアｓ（ｎ＋１）及びｉ（ｎ＋１）に各チェーンが関連づけられる。チェーンにおける旧来の符号は、４つのチェーンすべてが一致するように取り扱い、これが発生する場合、解答は明白で、「最終」決定として値が抽出され、１つの符号によってチェーンは縮められる。
【００６２】
上述の処理は、２つの隣接チャネル信号の一括復調に適用するありふれたＶｉｔｅｒｂｉ ＭＬＳＥ処理である。上述の例では、処理は、２つの隣接チャネルで連続して受信する信号サンプルを復調することによって進行するが、この方法は、経路履歴あるいはＶｉｔｅｒｂｉ状態として知られる部分的に決定された符号の維持「チェーン」の数を拡張することによって２つの隣接チャネル以上に拡張される。
【００６３】
上述の方法におけるＶｉｔｅｒｂｉ状態の数は、Ｍ^j(l-1)に等しく、Ｍは符号文字（２進法の２）のサイズであり、ｊは一括復調された隣接チャネルの数であり、ｌは各チャネル信号に依存する各信号の時系列符号の数である（式（５）及び式（９）によって表現される例では、ｌ＝２であることに注意されたい）。そして、一括復調チャネルｊの数の増加につれて指数的に複雑さが拡大する。
【００６４】
本出願（即ち、上記を参照することによって組み込まれる米国特許出願第０８／３９３,８０９号）は、空間次元に沿う連続位置で受信されるサンプルを復調することによって、あるいは周波数次元に沿って連続チャネルが配置される瞬間と同じ瞬間に受信されるサンプルを復調することによって、処理が進行する新規な改良ＭＬＳＥを説明している。例えば、１つには、以下のような式（５）及び式（９）と類似する式を使用して、連続チャネルａ、ｂ、ｃ、…で受信されるマルチプル基本帯域信号サンプルｒ_a、ｒ_b、ｒ_c、…を表現することができる。
【００６５】
【数１４】

ここで、連続隣接チャネルａ、ｂ、ｃ、…、ｃ_a（０）、ｃ_ａ（１）に送信される符号を参照するｓ_a、ｓ_b、ｓ_cは、時間ｎのチャネルａにおけるｒ_a（ｎ）上の注目符号ｓ_a（ｎ）及びその前の符号_a（ｎ−１）の干渉を示している。プライム符号の項は、より高い周波数隣接チャネルで送信される符号の注目チャネル上の干渉を説明している一方で、ダブルプライム符号の項は、より低い周波数隣接チャネルで送信される符号の注目チャネル上の干渉を示している。
【００６６】
典型例として、第２チャネルｂを取得することは、時間ｎにおいてそのチャネルで受信される信号値ｒ_b（ｎ）は、６つの符号、つまり、より低い隣接チャネルにおけるの２つの符号ｓ_a（ｎ）、ｓ_a（ｎ−１）、第２チャネル自身の２つの符号ｓ_b（ｎ）、ｓ_b（ｎ−１）、より上位の隣接チャネルにおける２つの符号ｓ_c（ｎ）、ｓ_c（ｎ−１）に依存しているように見える。６つの符号は、各符号がバイナリ符号である場合は、２の６乗、あるいは６４の取り得る値のいずれかをとることができる。６４通りのそれぞれに対し、６つの符号値は、ｒ_b（ｎ）を予測するために使用され、予測値は、ｒ_b（ｎ）の受信値と比較される。次に、予測値と実測値間の２乗誤差は、各仮定値に対する累積見込メートル法値に積算される。次に、ｓ_a（ｎ−１）の異なる値以外のｓ_a（ｎ）、ｓ_b（ｎ）、ｓ_b（ｎ−１）、ｓ_c（ｎ）、ｓ_ｃ（ｎ−１）の同一値を有する仮定値のペアが比較され、各ペアの１つがその累積メートル法値に沿って選択され、ｓ_a（ｎ−１）の値に関連づけられる。次に、選択されたメートル法及びｓ_a（ｎ−１）値は、残っている３２の仮定値それぞれと関連づけられて記憶される。本出願の発明に従えば、ＭＬＳＥ処理は、同一時間ｎで受信される次の周波数チャネルの値ｒ_c（ｎ）を処理するために進行する。これは、予め仮定されていない２つの符号ｓ_a（ｎ）、ｓ_d（ｎ−１）に依存する。加えて、これらのリストは、３２の仮定値の数を１２８に拡張する。この１２８の状態それぞれに対する新規の累積メートル法値の算出後、ｓ_b（ｎ−１）の値に関連する値の中でのみ異なる状態ペアが比較され、ｓ_b（ｎ−１）の値と関連付けられて、最適メートル法値を有する状態ペアの１つが選択される。これにより、この状態の数が２から６４までに削減される。４つの状態に拡張し、更に、隣接チャネル群の最終チャネルが処理されるまで処理は続行し、２つの状態に削減するために、この処理は、上記方法によって扱うことが可能な残りの上位チャネルでの干渉（即ち、種類が不明な任意の上位チャネル干渉）からの影響を受けない。残りの状態の数はチャネルの数の２乗に等しく、各状態は、符号ｓ_a（ｎ−１）、ｓ_b（ｎ−１）、…に対する決定に関連する符号ｓ_a（ｎ）、ｓ_b（ｎ−１）、…に対して取り得る仮定値の１つに関連付けられる。
【００６７】
第１チャネルｒ_a（１）における第１信号サンプルのみの処理後、状態の数は少なくなり、その後、最後のチャネルを除いて処理されるすべてのチャネルに対して固定状態がＭ^j(l-1)+1に到達し、時系列ＭＬＳＥを伴って残りの状態の数がＭ^j(l-1)となるまでに、２倍される。
【００６８】
しかしながら、上述のｊは、このようにして処理されなければならない連続隣接チャネル（ギャップを持たない）の数にのみ等しい。ギャップが生成されると、チャネルが無視される信号よりも弱い信号を含んでいる場合、あるいは隣接チャネルの情報なしに処理される信号よりも強い信号を含んでいる場合の両方において、ｊの値が切り捨てられる。そして、より強い信号は、一次元の時間上で処理され、次に、周波数次元に沿ってＭＬＳＥを使用して処理しなければならない連続チャネルの数を削減する周波数次元でギャップを生成するために取り除かれる。
【００６９】
図４及び図５の復調の実施形態に対するチャネル評価を提供するために、他の形態のチャネル評価を使用することができることを当業者は理解するであろう。例えば、送信かつ／あるいは受信フィルタの情報は、参照することによって本明細書に組み込まれる１９９６年３月２９日に出願された米国特許出願第０８／６２５，０１０号で説明されるチャネル評価を改良して使用することができる。加えて、完全に参照することによって本実施形態に組み込まれ、上記日付と同日に出願された発明の名称が「デジタル通信システムにおける隣接チャネル信号の一括復調方法及び装置（Method and Apparatus for Joint Demodulation of Adjacent Channel Signals in Digital Communications Systems）」の米国特許出願シリアル番号第＿＿＿＿＿号に、最適な形式のチャネル評価が記載されている。
【００７０】
本実施形態は、２つの送信信号ｓ、ｉ及び２つの周波数帯域に関して説明されたが、本発明の技術が複数の送信信号及び周波数帯域である場合にも適用可能であることが当業者には容易に理解されるであろう。また、図１に示されるシステム以外の他のシステムにも本発明の技術が適用可能であることを当業者は理解するであろう。例えば、マルチプルキャリヤ信号は、１つの共通送信機かつ／あるいは１つの共通送信アンテナから送信することができる。また、システムは、位相段列アレイ、空間ダイバーシティアレイ、あるいは分極化ダイバーシティアレイのような送信アンテナを１つ以上含んでいても良い。つまり、基本帯域プロセッサは、マルチプルアンテナ、電波、分極、あるいは他のタイプの受信チャネルに対応するサンプルを受信することができる。また、マイクロダイバーシティかつ／あるいはマクロダイバーシティが使用することができる。キャンセルは、典型的には、ダイバーシティ合成が適用された後の検出符号を使用して実行されるのが最適である。ダイバーシティ合成は、例えば、メートル法合成あるいは干渉除去合成があり得る。
【００７１】
また、本発明が他の受信機技術を組み合わせられることが、当業者には理解されるであろう。例えば、チャネル評価のマルチプルセット（複数の可能な検出符号シーケンスに対応）が維持されている状態で後処理単位で処理を適用することができる。また、マルチプルキャンセレーション動作（異なる検出符号シーケンスに対応）が実行できる。符号配置例が与えられたが、本発明は、また、断片的な配置の受信に容易に適用されることを当業者は理解するであろう。
【００７２】
チャネル評価は、例えば、チャネルをＴＤＭＡスロット内の次元に変更するＤ−ＡＭＰＳシステム内に適応することができる。また、受信機は、逆インターリビング、誤差補正あるいは誤差検出コードの復号、解読のような追加信号処理を実行することができる。このようなシステムでは、符号化及び変調は合成され、そして、本実施形態で使用された復調が復号を含むことができることが理解されるであろう。
【００７３】
そして、図を参照して説明された特定の実施形態に本発明が限定されないことを当業者は理解するであろう。本発明の目的は、上述の説明よりもむしろ本明細書に添付される請求項によって定義され、請求項の構成で説明される内容との同義語は、本明細書に含まれるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の技術が実行されるデジタル無線通信システムを示す図である。
【図２】 従来の基本帯域プロセッサを示す図である。
【図３】 本発明に従う基本帯域プロセッサを示す図である。
【図４】 図３の基本帯域プロセッサの典型的な実施形態を示す図である。
【図５】 図３の基本帯域プロセッサの他の実施形態を示す図である。
【図６】 本発明に従うチャネル評価器を示す図である。
【図７】 図６のチャネル評価器の典型的な実施形態を示す図である。
【図８】 図６のチャネル評価器の他の実施形態を示す図である。

Claims (18)

1. 基本帯域プロセッサであって、
   それぞれの基本帯域サンプルストリームが複数の異なる通信周波数帯域の１つに対応する、複数の基本帯域サンプルストリームを受信する手段と、
   複数の復調手段とを備え、
   それぞれの復調手段は、検出符号を生成するために、前記受信した複数の基本帯域サンプルストリームの１つを使用して受信信号を復調し、
   前記複数の復調手段の少なくとも１つは、更に、受信信号を復調するために、該復調手段とは別の少なくとも１つの復調手段によって生成された検出符号を使用する
   ことを特徴とする基本帯域プロセッサ。
2. 第１復調手段は、第１送信信号及び第１通信周波数帯域に対応する第１検出符号を生成し、第２復調手段は、第２送信信号及び第２通信周波数帯域に対応する第２検出符号を生成し、更に、
   前記第１検出符号に基づいて、前記第２通信周波数帯域で受信される前記第１送信信号に対応する第１再構成信号を算出する手段と、
   前記第２検出符号に基づいて、前記第１通信周波数帯域で受信される前記第２送信信号に対応する第２再構成信号を算出する手段と、
   第１キャンセル信号を提供するために受信した第１基本帯域サンプルストリームから前記第２再構成信号をキャンセルする手段と、
   第２キャンセル信号を提供するために受信した第２基本帯域サンプルストリームから前記第１再構成信号をキャンセルする手段とを備え、
   前記第１復調手段は、前記第１キャンセル信号に基づいて付加第１検出符号を生成し、
   前記第２復調手段は、前記第２キャンセル信号に基づいて付加第２検出符号を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の基本帯域プロセッサ。
3. 通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信する手段と、
   前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を一括して評価する手段とを更に備え、
   前記複数のチャネル応答のそれぞれは、複数の送信信号の１つに対応する
   ことを特徴とする請求項２に記載の基本帯域プロセッサ。
4. 通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信する手段と、
   前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を連続して評価する手段とを更に備え、
   前記複数のチャネル応答のそれぞれは、複数の送信信号の１つに対応する
   ことを特徴とする請求項２に記載の基本帯域プロセッサ。
5. 最強信号及び最弱信号を判定する手段と、
   前記第１検出符号に基づいて、前記最弱信号に対応する通信周波数帯域で受信される前記最強信号に対応する再構成信号を算出する手段と、
   キャンセル信号を提供するために、前記最弱信号に対応する受信した基本帯域サンプルストリームから前記再構成信号をキャンセルする手段とを更に備え、
   前記最強信号に対応する受信した第１基本帯域サンプルストリームに基づいて、前記第１復調手段は、該最強信号に対する第１検出符号を生成し、
   前記キャンセル信号に基づいて、前記第２復調手段は、前記最弱信号に対する第２検出符号を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の基本帯域プロセッサ。
6. 通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信する手段と、
   前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を一括して評価する手段とを更に備え、前記複数のチャネル応答のそれぞれは、複数の送信信号の１つに対応する
   ことを特徴とする請求項５に記載の基本帯域プロセッサ。
7. 通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信する手段と、
   前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を連続して評価する手段とを更に備え、
   前記複数のチャネル応答のそれぞれは、複数の送信信号の１つに対応する
   ことを特徴とする請求項５に記載の基本帯域プロセッサ。
8. チャネル評価器であって、
   通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信する手段と、
   複数の隣接チャネル信号に対応する前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を評価する手段とを備え、
   前記複数のチャネル応答は連続して評価される
   ことを特徴とするチャネル評価器。
9. 前記複数のチャネル応答を評価する手段は、
   前記受信した基本帯域サンプルストリームに基づいて、前記通信周波数帯域で受信される第１送信信号に対応する第１チャネル応答の評価値を算出する手段と、
   前記第１チャネル応答の評価値に基づいて、前記通信周波数帯域で受信される前記第１送信信号に対応する再構成信号を算出する手段と、
   キャンセル信号を提供するために前記受信した基本帯域サンプルストリームから前記再構成信号を除去する手段と、
   前記キャンセル信号に基づいて、前記通信周波数帯域で受信される第２送信信号に対応する第２チャネル応答の評価値を算出する手段と
   を備えることを特徴とする請求項８に記載のチャネル評価器。
10. 基本帯域処理方法であって、
    それぞれの基本帯域ストリームが複数の異なる通信周波数帯域の１つに対応する、複数の基本帯域サンプルストリームを受信するステップと、
    第１検出符号を生成するために、前記受信した複数の基本帯域サンプルストリームの１つを使用して第１信号を復調するステップと、
    第２検出符号を生成するために、受信した第２基本帯域サンプルストリーム及び前記第１検出符号を使用して第２信号を復調するステップと
    を備えることを特徴とする基本帯域処理方法。
11. 通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信するステップと、
    前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を一括して評価するステップとを備え、
    前記複数のチャネル応答のそれぞれは、複数の送信信号の１つに対応する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の基本帯域処理方法。
12. 通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信するステップと、
    前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を連続して評価するステップとを備え、
    前記複数のチャネル応答のそれぞれは、複数の送信信号の１つに対応する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の基本帯域処理方法。
13. 基本帯域処理方法であって、
    第１送信信号及び第１通信周波数帯域に対応する第１検出符号を生成するステップと、
    第２送信信号及び前記第１通信周波数帯域とは異なる第２通信周波数帯域に対応する第２検出符号を生成するステップと、
    前記第１検出符号に基づいて、前記第２通信周波数帯域で受信される前記第１送信信号に対応する第１再構成信号を算出するステップと、
    前記第２検出符号に基づいて、前記第１通信周波数帯域で受信される前記第２送信信号に対応する第２再構成信号を算出するステップと、
    第１キャンセル信号を提供するために、受信した第１基本帯域サンプルストリームから前記第２再構成信号をキャンセルするステップと、
    第２キャンセル信号を提供するために、受信した第２基本帯域サンプルストリームから前記第１再構成信号をキャンセルするステップと、
    前記第１キャンセル信号及び前記第２キャンセル信号それぞれに基づいて、付加第１及び第２検出符号を生成するステップと
    を備えることを特徴とする基本帯域処理方法。
14. 基本帯域処理方法であって、
    最強信号及び最弱信号を判定するステップと、
    前記最強信号に対応する受信した第１基本帯域サンプルストリームに基づいて、該最強信号に対する第１検出符号を生成するステップと、
    前記第１検出符号に基づいて、前記最弱信号に対応する、複数の異なる通信周波数帯域の１つで受信される前記最強信号に対応する再構成信号を算出するステップと、
    キャンセル信号を提供するために、前記最弱信号に対応する受信した基本帯域サンプルストリームから前記再構成信号をキャンセルするステップと、
    前記キャンセル信号に基づいて、前記最弱信号に対する第２検出符号を生成するステップと
    を備えることを特徴とする基本帯域処理方法。
15. チャネル評価方法であって、
    通信周波数帯域に対応する基本帯域サンプルストリームを受信するステップと、
    複数の隣接チャネル信号に対応する前記通信周波数帯域に対する複数のチャネル応答を評価するステップとを備え、
    前記複数のチャネル応答は、連続して評価される
    ことを特徴とするチャネル評価方法。
16. 前記複数のチャネル応答を評価するステップは、
    前記受信した基本帯域サンプルストリームに基づいて、前記通信周波数帯域で受信される第１送信信号に対応する第１チャネル応答の評価値を算出するステップと、
    前記第１チャネル応答の評価値に基づいて、前記通信周波数帯域で受信される前記第１送信信号に対応する再構成信号を算出するステップと、
    キャンセル信号を提供するために、前記受信した基本帯域サンプルストリームから前記再構成信号を除去するステップと、
    前記キャンセル信号に基づいて、前記通信周波数帯域で受信される第２送信信号に対応する第２チャネル応答の評価値を算出するステップと
    を備えることを特徴とする請求項１５に記載のチャネル評価方法。
17. 前記複数のチャネル応答を評価するステップは、
    前記受信した基本帯域サンプルストリームから、前記通信周波数帯域に対する第１チャネル評価値を生成するステップと、
    前記受信した基本帯域サンプルストリームに存在する干渉を評価するステップと、
    前記評価した干渉に基づいて、前記通信周波数帯域に対する第２チャネル評価値を生成するステップと
    を備えることを特徴とする請求項１５に記載のチャネル評価方法。
18. 前記複数の基本帯域サンプルストリームを受信するステップは、第１通信周波数帯域及び第２通信周波数帯域に対応する第１基本帯域サンプルストリーム及び第２基本帯域サンプルストリームを受信し、
    前記第１信号を復調するステップと前記第２信号を復調するステップは、
    前記第１基本帯域サンプルストリーム及び前記第２基本帯域サンプルストリームから、前記第１通信周波数帯域及び第２通信周波数帯域に対する第１チャネル評価値を生成するステップと、
    前記第１基本帯域サンプルストリーム及び前記第２基本帯域サンプルストリームにおける干渉成分から、前記第１通信周波数帯域及び第２通信周波数帯域に対する第２チャネル評価値を生成するステップと、
    前記第１通信周波数帯域及び前記第２通信周波数帯域それぞれに対する前記第２チャネル評価値に基づいて、該第１通信周波数帯域及び前記第２通信周波数帯域に存在する干渉を評価するステップと、
    第１干渉キャンセルサンプルストリーム及び第２干渉キャンセルサンプルストリームを生成するために、前記第１基本帯域サンプルストリーム及び前記第２基本帯域サンプルストリームから、前記評価した干渉を除去するステップと、
    前記第１検出符号及び前記第２検出符号を生成するために、前記第１チャネル評価値に基づいて、前記第１干渉キャンセルサンプルストリーム及び第２干渉キャンセルサンプルストリームを復調するステップと
    を備えることを特徴とする請求項１０に記載の基本帯域処理方法。

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