JP4275530B2 - 受信機及びその方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般的に、受信機に関し、特に、無線受信機に関する。

通常、アンテナ等の多重センサは、多くの情報を受信機に供給するために用いられる。しかしながら、一般的に、多重センサは、少なくとも部分的に、意図しない反射や散乱のために様々な遅延や減衰が生じた送信信号が重なり合った信号を受信する。通常、送信信号から受信される多重通路成分は、加算されて強めあったり弱めあったりする様々な位相を有し、これによって、受信信号の減衰が生じる。

本発明は、制限するためではなく一例として、添付の図に例示するが、図においては、同様な参照番号は、同様な要素を示す。

図の要素は、説明を簡単に又明確にするために示し、必ずしも縮尺通りに描かれていないことを当業者は理解されたい。例えば、図の要素の寸法には、本発明による実施形態の理解促進の一助となるように、他の要素に対して誇張しているものがある。

本明細書中に用いる用語“バス”は、データ、アドレス、制御、又は状態等、１つ又は複数の様々な種類の情報を転送するために用い得る複数の信号又は導線を指すために用いる。本明細書中に述べる導線は、単一導線、複数の導線、単方向性導線、又は双方向性導線であることに関連して例示又は説明することがある。しかしながら、異なる実施形態においては、導線の実現形態が異なることがある。例えば、双方向性導線よりもむしろ別個の単方向性導線を用いることもあれば、その逆もある。更に、逐次的に又は時分割多重的に多数の信号を転送する単一導線で複数の導線を置き換えることもある。同様に、多数の信号を搬送する単一導線は、これらの信号の部分集合を搬送する様々な異なる導線に分離されることもある。従って、信号を転送するための選択肢が数多く存在する。

用語“アサート”及び“ネゲート”は、信号、状態ビット、又は同様な装置を、それぞれその論理的真の状態又は論理的偽の状態にすることを指す場合に用いる。論理的真の状態が、論理レベル１である場合、論理的偽の状態は、論理レベル０である。又、論理的真の状態が、論理レベル０である場合、論理的偽の状態は論理レベル１である。

大括弧を用いて、バスの導線又は値のビット位置を示す。例えば、“バス６０〔０−７〕”又は“バス６０の導線〔０−７〕”は、バス６０の８個の下位導線を示し、“アドレスビット〔０−７〕”又は“アドレス〔０−７〕”は、アドレス値の８個の下位ビットを示す。数字の前の記号“＄”は、その数字が、その１６進数すなわち１６を基数とする形式で表されることを示す。数字の前の記号“％”は、その数字が、その二進数すなわち２を基数とする形式で表されることを示す。

簡単に概要を説明すると、図１は、ベースバンドユニットを有する無線受信機の一実施形態を示し、図２は、図１のベースバンドユニットの一実施形態を示すことに留意されたい。図３及び４は、（図２のベースバンドユニット内の）チャンネル処理ユニットの異なる実施形態を示す。両実施形態（図３及び４）は、入力信号を合成する前にそれらの間の位相差を計算又は推定し得る。更に、図３及び４の各実施形態は、入力信号のダイバーシティ合成を用いる時、一般的に実行されるエコー消去のオプションを備える。このエコー消去は、図３の時空ユニット３０２によって、又、図４のエコー相殺器４０６によって実
行される。更に、図３及び４の両方には、複数の入力信号を合成し得るダイバーシティ合成ユニット（３０４，４０４）も含まれる。従って、図５及び１０は、ダイバーシティ合成ユニット３０４及び４０４の他の実施形態を示す。図５は、信号を合成するための位相推定方法を示し、図１０は、ハイブリッド型ＰＬＬ方法を示す。従って、本発明による実施形態は、ベースバンドユニット（又、一般的にチャンネル処理ユニット）内で用い得る様々な異なる選択肢を提供する。

図１は、本発明による一実施形態に基づく無線受信機を示す。無線受信機１００には、導線１４４を介して制御回路１１２に双方向接続するユーザインターフェイス１１０が含まれる。制御回路１１２は、導線１４２を介して無線周波数（ＲＦ）ユニット１０６及び１０８に双方向接続し、導線１４０を介して中間周波数（ＩＦ）ユニット１１４に双方向接続し、又、導線１３８を介してベースバンドユニット１１６に双方向接続する。ＲＦユニット１０６は、導線１２０を介してＲＦアンテナ１０２に接続し、又、導線１２４を介してＩＦユニット１１４に双方向接続する。ＲＦユニット１０８は、導線１２２を介してＲＦアンテナ１０４に接続し、又、導線１２６を介してＩＦユニット１１４に双方向接続する。ＩＦユニット１１４は、導線１２８，１３０，及び１３２を介してベースバンドユニット１１６に接続する。ベースバンドユニット１１６は、導線１３４を介して音声処理ユニット１５０及びデータ処理ユニット１４８に接続する。音声処理ユニット１５０は、導線１３６を介して出力信号を供給する増幅器・スピーカ１１８に接続する。データ処理ユニット１４８は、ユーザインターフェイス１１０に双方向接続する。更に、ユーザは、導線１４６を介してユーザインターフェイスとの間で情報の供給と受信を行ない得る。

動作中、ＲＦアンテナ１０２及び１０４は、無線信号を取り込み、それぞれＲＦユニット１０６及び１０８にこれらを供給する。ＲＦユニット１０６及び１０８は、無線受信機の設計仕様が示すように、受信無線信号を共通の中間周波数領域に変換する。即ち、ＲＦユニット１０６及び１０８は、ＩＦユニット１１４の要求に応じて、受信無線信号の周波数を低周波又は高周波に変換し得る。ＩＦユニット１１４は、導線１２４及び１２６を介してＲＦ信号を受信し、又、アナログ−デジタル変換器を用いてそれらをデジタル化する。また、ＩＦユニット１１４は、デジタルミキシングを実行し、導線１２８及び１３０を介してベースバンドユニット１１６に出力される同相及び直角位相デジタル化信号を生成する。他の実施形態において、ＩＦユニット１１４は、オプションである。即ち、ＲＦユニット１０６及び１０８は、アンテナ１０２及び１０４からの受信無線信号を直接ベースバンドに変換したり、又、デジタル化されたベースバンド信号を直接ベースバンドユニット１１６に供給するためにアナログ−デジタル変換器を含んだりしてよい。（また、ＲＦユニット１０６及び１０８並びにＩＦユニット１１４は、これらを用いる場合、受信無線信号を、それぞれ低周波又は高周波に変換する必要があるかどうかに基づき、“低周波ユニット”又は“高周波ユニット”を指し得ることに留意されたい。）
ベースバンドユニット１１６は、中間周波数ユニット１１４からデジタル無線信号を受信し、あるいはＩＦユニットが無い場合、直接ＲＦユニット１０６及び１０８から受信する。ベースバンドユニット１１６は、導線１３４を介して音声及びデータ情報を生成するために、信号調整、復調、及び復号処理を実行する。ベースバンドユニット１１６が実行する処理は、更に、後述の図を参照して説明する。導線１３４を介した音声情報は、導線１３６を介して受信機１００から音声出力を生成するために増幅器・スピーカ１１８に接続し得る音声処理ユニット１５０に供給し得る。例えば、これは、音楽を無線スピーカから再生する場合である。他の選択肢として、ベースバンドユニット１１６は、導線１３４を介してデータ処理ユニット１４８にデータ情報を出力し更に処理を行ない得る。データ処理ユニット１４８の出力部は、ユーザインターフェイス１１０に接続して、受信機１００の出力部とのユーザ対話処理を可能にし得る。例えば、ユーザインターフェイス１１０は、ラジオのダイヤル、タッチ画面、モニタ及びキーボード、キーパッド、又は他のあらゆる然るべき入／出力装置を表し得る。データ情報は、テキスト、画像、又はデジタル形
式で送信される他のあらゆる情報を表し得る。

他の実施形態において、無線受信機１００は、ＡＭ、ＦＭ、ＧＰＳ、デジタルＴＶ、ＴＶ、デジタル／音声放送、音声放送、デジタル／映像放送等、異なるデータフォーマットに用い得る。更に、受信機１００は、無線周波数以外の周波数を受信するように設計し得る。従って、アンテナ１０２及び１０４は、様々なデータフォーマットを感知できるセンサを指し得る。更に、システムの各センサ又はアンテナは、異なるフォーマットのデータを受信し得るため、例えば、１つのセンサが無線信号を受信し、他のセンサが上述したように異なる種類のデータを受信し得る。更に、図１の受信機１００は、２つのセンサ又はアンテナ（例えば、アンテナ１０２及び１０４）を示すが、他の実施形態では、信号や情報を取り込むために任意の数のセンサを用い得る。

図２は、ベースバンドユニット１１６の一部の一実施形態を示す。ＩＦフィルタ２００は、同相及び直角位相信号対Ｉ１、Ｑ１及びＩ２、Ｑ２を、それぞれ導線１２８及び１３０を介して受信するが、Ｉ１、Ｑ１は、センサ又はアンテナ１０２を介して受信される信号に相当し、Ｉ２、Ｑ２は、センサ又はアンテナ１０４を介して受信される信号に相当する。Ｉ１及びＩ２は、デジタル化同相信号を表し、Ｑ１及びＱ２は、デジタル化直角位相信号（例えば、同相信号と比較して９０度位相がずれた信号）を表す。（更に後述するように、Ｉ１、Ｑ１及びＩ２、Ｑ２等の各信号は、複素数で表すことができ、Ｉ１及びＩ２が実部を表し、Ｑ１及びＱ２が虚部を表すことに留意されたい。）ＩＦフィルタ２００は、導線２０２及び２０４を介してチャンネル処理ユニット２０６に接続する。チャンネル処理ユニット２０６は、導線２０８及び２１０を介して復調器２１２に接続し、復調器２１２は、導線２１４を介して信号処理ユニット２１６に接続する。信号処理ユニット２１６は、導線１３４を介して音声／データ情報を供給する。ＩＦフィルタ２００、チャンネル処理ユニット２０６、復調器２１２、及び信号処理ユニット２１６は、導線１３８を介して制御回路１１２に接続する。導線１３８は、ユニット２００、２０６、２１２、及び２１６と異なる信号を転送するための様々な導線が含まれる制御バスを指し得る。導線１３２は、例えば、導線１３８の部分集合を含んでよく、又、元の中間周波数ユニット１１４に提供される全バス１３８であってよい。従って、導線１３８を介して受信された制御信号は、導線１３２を介してＩＦ周波数ユニット１１４に送信し得る。同様に、これらの制御信号又はこれらの信号の部分集合は、導線１２４及び１２６を介してＲＦユニット１０６及び１０８へ返送し得る。他の選択肢として、制御信号は、制御回路１１２から無線周波数ユニット１０６及び１０８へ導線１４２を介して直接送信し得る。

動作中、ＩＦフィルタ２００は、入力信号Ｉ１、Ｑ１及びＩ２、Ｑ２の所望の周波数領域から不要な信号及び雑音を除去する。また、ＩＦフィルタ２００は、フィルタ処理された同相及び直角位相信号対Ｉ１’、Ｑ２’、及びＩ２’、Ｑ２’を生成するために、隣接チャンネルも抑制するが、Ｉ１’、Ｑ１’は、Ｉ１、Ｑ１に相当し、Ｉ２’、Ｑ２’は、Ｉ２、Ｑ２に相当する。チャンネル処理ユニット２０６は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、又、これらを合成して、単一合成信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを生成する。また、他の選択肢として、チャンネル処理ユニット２０６は、Ｉ１’、Ｑ１’又はＩ２’、Ｑ２’等、その入力信号の内の１つを、Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓとして導線２１０を介して復調器２１２に直接供給し得る。従って、チャンネル処理ユニット２０６は、その入力デジタル化信号を合成するか、それらを復調器２１２等の他の処理ユニットに直接バイパスするか、という選択肢を備える。またチャンネル処理ユニット２０６は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ等の合成信号、及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓ等のバイパス信号の両方を供給し得る。またチャンネル処理ユニット２０６及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓは、異なる種類の信号フォーマットを受信するための能力を備えており、Ｉ１’、Ｑ１’等の１つの信号を、チャンネル処理ユニット２０６によって処理し導線２０８を介して出力し得るが、復調器２１２に直接バイパスされるＩ２’、Ｑ２’等、第２
の信号のフォーマットは、異なってもよい。（他の選択肢として、Ｉ１’、Ｑ１’は、チャンネル処理ユニット２０６で処理せず、導線２０８を介して出力し得る。）このことによって、チャンネル処理ユニット２０６は、単一合成信号又は様々な異なる信号の何れでも供給して更に処理を行ない得る。例えば、１つのアンテナが、１つの無線局からの信号を供給し得る一方で、第２のアンテナが、第２の無線局からの信号、又は全て異なるデータフォーマットの信号を供給し得る。またチャンネル処理ユニット２０６は、受信信号上の雑音を消去し得る。

更に、図２に示した実施形態は、ＩＦフィルタ２００及びチャンネル処理ユニット２０６が受信する２つの信号のみを示すことに留意されたい。しかしながら、図１を参照して述べたように、受信機１００は、１０２及び１０４等、任意の数のアンテナを含み得る。この実施形態において、各アンテナは、Ｉ１、Ｑ１等、それ自体の同相及び直角位相信号対をＩＦフィルタ２００に供給する。この実施形態において、ＩＦフィルタ２００は、各アンテナに対応する複数のフィルタ処理された同相及び直角位相信号対を供給し得る。このように、チャンネル処理ユニット２０６は、適宜、単一合成信号又は多数の副合成信号を出力し得る。更に、チャンネル処理ユニット２０６は、複数の入力信号が、復調器２１２等、他の処理ユニットに直接バイパスできるように、多数のパイバス信号を供給し得る。

復調器２１２は、チャンネル処理ユニット２０６から信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを受信し、又、復調された信号を信号処理ユニット２１６に導線２１４を介して供給する。更に、復調器２１２が、信号Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを受信する場合、復調器２１２は、復調されたＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを、又、導線２１４を介して信号処理ユニット２１６に供給し得る。しかしながら、上述した様に、Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓは、オプションである。例えば、一実施形態において、復調器２１２は、その各入力信号（例えば、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓ）に対応する多重（ＭＰＸ）信号を供給するＦＭ復調器であってよい。他の実施形態において、復調器２１２は、システム（例えば、受信機１００）並びに入力信号Ｉ１、Ｑ１及びＩ２、Ｑ２による要求に応じて、ＡＭ復調器又は他の任意の信号フォーマット専用の復調器であってよい。信号処理ユニット２１６は、導線２１４を介して受信される信号に更に処理を行なってよく、又、導線１３４を介して音声／データ情報を出力する。音声／データ情報は、音声情報のみ、データ情報のみ、又は音声とデータの両方を組み合わせた情報を含み得る。次に、このデータは、図１に示したように、データ処理システム又は音声処理システム等、様々な異なるシステムに出力し得る。例えば、ＦＭ受信機において、復調器２１２は、上述した様に、信号処理ユニット２１６にＭＰＸ信号を出力する。この実施形態において、信号処理ユニット２１６は、ＭＰＸ信号を受信し、又、各スピーカに適当な信号を供給するためにステレオ復号処理を実行する。例えば、ＭＰＸ信号は、ステレオシステムにおいて左右のスピーカ信号を供給するためにパイロットトーンを利用して復号処理し得る。更に、信号処理ユニット２１６は、次の処理ユニットに他の情報を供給するために、他の副搬送波信号（例えば、ＲＤＳ又はＤＡＲＣ）を復調し得る。

図３は、チャンネル処理ユニット２０６の一部の一実施形態を示すブロック図である。利得回路３１０は、導線２０２及び２０４を介して、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。また利得回路３１０は、導線１３８を介して制御回路１１２との間で制御信号の受信と供給を行なう。利得回路３１０は、導線３１４及び３１６を介して、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００、時空ユニット３０２、並びにダイバーシティ合成ユニット３０４に接続する。ＭＵＸ３０８は、導線３１４及び３１６を介して入力信号を受信し、導線１３８を介して制御信号を受信し、又、導線２１０を介してＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを出力する。ＭＵＸ３０６は、導線３１２及び３１８を介して入力信号
を受信し、導線３２０を介して制御信号を受信し、又、導線２０８を介してＩｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを出力する。導線３２０は、導線１３８の部分集合であったり、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００から受信される直接制御信号であったりしてよい。

動作中、利得回路３１０は、Ｉ１’、Ｑ１’、及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、入力信号の信号レベルを調整し、又、導線３１４を介してＩ１’、Ｑ１’の利得調整した（例えば、増幅した）もの、及び導線３１６を介してＩ２’、Ｑ２’の利得調整された（例えば、増幅された）ものを供給する。従って、図３に関する説明及び図３の下位部分において、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、導線３１４及び３１６を介して送信されたこれらの信号の利得調整されたものを指す。多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、又、エコー消去が必要かどうか判断する。アンテナ１０２及び１０４における入力信号の（恐らく意図的ではない散乱や反射による）多重通路成分が、多大な干渉（例えば、エコー）をもたらす場合、この影響は、導線２０８を介して合成信号を出力する前に軽減し得る。

多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００が、エコー消去が必要である（即ち、エコーの量が所定のエコー閾値を越える）と判断すると、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００は、時空ユニット３０２及びダイバーシティ合成ユニット３０４に制御信号を供給して、どの処理を実行するか選択する。例えば、エコー消去が要求な場合、制御信号３２０は、時空ユニット３０２を選択して信号処理を実行するため、入力信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、出力としてそれを供給する前にエコー消去と適切に組み合わせ得る。しかしながら、充分なエコーが検出されない場合、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００は、導線３２０を介して、制御信号をダイバーシティ合成ユニット３０４に供給して、信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を処理し、導線３１８を介して、合成出力を生成する。従って、ダイバーシティ合成ユニット３０４は、エコー消去せずに合成信号を供給する。また導線３２０を介して多重通路エコー検出器３００によって供給される制御信号は、セレクタ信号を供給し、ＭＵＸ３０６は、導線２０８を介してＩｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂとして供給するのが、時空ユニット３０２の出力か、それともダイバーシティ合成ユニット３０４の出力か、を決定する。多重通路エコー検出器・信号品質モニタの動作は、図１６を参照して更に述べる。

充分なエコーが検出される場合、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００は、上述した様に、時空ユニット３０２を選択する。導線３１２を介して供給される時空ユニット３０２の出力は、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００にフィードバックされ、信号品質が充分であるかどうかが判断される。（信号品質は、検出されたエコーの量が、所定のエコー閾値以下である場合、充分であると見なし得る。）そうでない場合、次の繰り返しが実行され、この場合、再度、出力が、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００にフィードバックされる。時空ユニット３０２の動作は、図１５において更に詳述する。信号が、充分な品質であると一旦判断されると、即ち、所定のエコー閾値以下であると判断されると、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂとして供給される出力３１２を選択するために、導線３２０を介して、ＭＵＸ３０６に対して制御信号をアサートする。従って、この繰り返しは、充分なエコー消去が実行されるまで継続する。

図４は、本発明による他の実施形態に基づくチャンネル処理ユニット２０６の一部を示す。図４のチャンネル処理ユニット２０６の一部には、利得回路４００、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２、ダイバーシティ合成ユニット４０４、エコー相殺器４０６、及びＭＵＸ４０８が含まれる。ダイバーシティ合成ユニット４０４及びＭＵＸ４０８は、導線２０２及び２０４を介して、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。ダイバーシティ合成ユニット４０４は、導線４２２を介して、合成信号をＭＵＸ４０８に供
給する。利得回路４００は、導線４１６を介して、利得調整済信号を多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２に供給する。ＭＵＸ４０８は、制御回路１１２から制御信号を受信し、導線４１２を介してＩ１’、Ｑ１’を、もしくは導線４１４を介してＩ２’、Ｑ２’を供給するか、又は、４２２から導線４１２に合成信号を供給する。後者の場合、導線４１４に信号を供給しないか、又は、他の実施形態において、合成信号の他に、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の内の１つを導線４１４に供給し得る。利得回路も、導線４１６を介してエコー相殺器４０６に接続する。多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２は、導線４１０及び４１８を介してエコー相殺器４０６に接続する。エコー相殺器４０６は、導線２０８を介して出力Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを供給し、利得回路４００は、導線２１０を介して出力Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを供給する。導線１３８は、制御回路１１２に、又、制御回路１１２から、利得回路４００、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２、ダイバーシティ合成ユニット４０４、エコー相殺器４０６、及びＭＵＸ４０８に制御信号を供給する。（図４の実施形態において、図３の実施形態とは異なり、ダイバーシティ合成ユニット４０４は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’に対応する利得調整済入力を受信しないことに留意されたい。）
動作中、チャンネル処理ユニット２０６は、Ｉ１’、Ｑ１’を合成したり、あるいは別個に処理したりし得る。前者の場合、ダイバーシティ合成ユニット４０４は、導線２０２及び２０４を介して信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、又、それらを合成して、導線４２２を介して、ＭＵＸ４０８を通り、導線４１２を介して利得回路４００に合成信号を供給する。利得回路４００は、導線４１６を介して、多重通路エコー検出器４０２にＩ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の利得調整済の合成信号を供給する。多重通路エコー検出器４０２は、アンテナ１０２及び１０４における多重通路成分が、所定のエコー閾値よりも大きい値のエコーを生じたかどうか判断する。エコーがこの所定の閾値を超える場合、多重通路エコー検出器４０２は、導線４１０を介してエコー相殺器４０６を使用可能にして、導線４１６を介して利得回路４００から受信した信号にエコー消去を実行する。エコー相殺器４０６の出力部の信号は、導線４１８を介して多重通路エコー検出器４０２にフィードバックを行なう。多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２は、エコー相殺器４０６が充分にエコーを消去してエコーが所定のエコー閾値未満に下がったかどうか判断する。エコーレベルが所定の閾値未満である場合、信号品質は、充分であり、エコー相殺器４０６は、導線２０８を介して合成信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを出力する。しかしながら、依然エコーが所定の閾値を越える場合、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２が、信号の品質が充分（例えば、所定のエコー閾値未満）であると判断するまで、信号は、エコー相殺器４０６によって繰り返し処理される。信号品質が充分である場合、エコー相殺器４０６は、導線２０８を介して最終信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを出力する。

エコー相殺器４０６は、信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを供給するために任意のエコー消去法を用い得る。例えば、一定振幅を必要とするＦＭ無線信号の場合、定包絡線基準アルゴリズム（ＣＭＡ）が、エコー相殺器４０６での用途に適する。即ち、エコー相殺器４０６は、エコー消去を実行するために用いられる適応信号処理ユニットである。他の実施形態では、最小二乗平均エコー消去（ＬＭＳ）、逐次最小二乗エコー消去（ＲＬＳ）、又は他の任意の適切なアルゴリズムを用い得る。従って、処理される信号によって、様々なエコー相殺器を用い得る。

Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’を合成しない場合、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、導線２０２及び２０４を介して（ダイバーシティ合成ユニット４０４をバイパスして）ＭＵＸ４０８に供給される。制御信号は、制御回路１１２へ／から着信する制御信号を介してＭＵＸ４０８に接続する。従って、信号Ｉ１’、Ｑ１’又はＩ２’、Ｑ２’の内の何れか一方を合成する必要がない場合、ＭＵＸ４０８は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の一方を導線４１２へ出力し、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の他方を導線４
１４へ出力する。両信号は、各々、利得調整され、又、導線４１６及び２１０へ出力される。導線４１６は、エコー相殺器４０６を通過し（この場合、エコー相殺器４０６は、導線４１０を介して制御信号によって使用禁止状態になる）、導線２０８を介してＩｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂとして出力される。利得回路４００の他の出力部は、導線２１０を介して、出力Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを供給する。従って、信号の合成が必要ない場合、利得調整済みＩ１’、Ｑ１’は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓの何れか一方として出力され、利得調整済みＩ２’、Ｑ２’は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓの内の他方として出力される。このことによって、１つ又は複数の信号がダイバーシティ合成ユニット４０４をバイパスするオプションを得る。上述した様に、このことは、異なる種類の又は範囲の信号が望ましい場合、有用である。この実施形態において、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓは、両方共、非合成信号である。他の選択肢として、非合成信号（例えば、Ｉ１’、Ｑ１’、又はＩ２’、Ｑ２’）は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ、又はＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓの何れかとして供給し得る。即ち、両信号は、１つの信号のみが望ましい場合、送信する必要がない。更に他の実施形態において、合成信号は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂとして供給することができ、単一（非合成）信号（例えば、Ｉ１’、Ｑ１’、又はＩ２’、Ｑ２’）は、Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓとして供給し得る。従って、図３及び４の実施形態におけるバイパス信号を用いて、チャンネル処理ユニット２０６の出力が、合成信号であるか、又は非合成信号であるか選択し得る。このバイパス信号は、例えば、ＭＵＸ３０８及びＭＵＸ４０８の制御信号であってよい。従って、一実施形態において、バイパス信号は、制御回路１１２内で生成し得る。しかしながら、他の実施形態では、様々な異なる方法で、バイパス信号又は複数のバイパス信号を生成し利用し得る。

図５は、本発明による一実施形態に基づく図３及び４のダイバーシティ合成ユニット３０４及び４０４の一部をそれぞれ示す。従って、図５の回路は、適宜、図３及び図４に示した実施形態、又はいずれか他の実施形態の何れかで用い得る。図５の回路を、図３の実施形態で用いる場合、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、それら信号の利得調整済みの信号を指すが、図５の回路を、図４の実施形態で用いる場合、利得回路４００が、ダイバーシティ合成ユニット４０４の下流に接続されるため、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、それら信号の利得調整済みの信号を指さないことに留意されたい。図５には、デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）５００及び５０４、重み付け係数決定回路５０２、乗算器５０８、５１０、５１２、及び５１４、合計器５１６、並びに位相推定回路５０６が含まれる。ＤＥＭＵＸ５００は、導線５１８及び５２０を介して、重み付け係数決定回路５０２、乗算器５０８、及び乗算器５１０に接続する。ＤＥＭＵＸ５０４は、導線５２２及び５２４を介して、重み付け係数決定回路５０２、乗算器５１０、及び乗算器５１４に接続する。重み付け係数決定回路５０２は、導線５２６を介して乗算器５０８にＷ１を供給し、又、導線５２８を介して乗算器５１２にＷ２を供給する。位相推定回路５０６は、導線５３０及び５３２を介して乗算器５１０に接続し、又、導線５４２及び５４４を介して乗算器５１４に接続する乗算器５１２に、導線５３８を介して位相補正１を供給し、導線５４０を介して位相補正２を供給する。合計器５１６は、導線５３４及び５３６を介して乗算器５０８に接続し、又、導線５４６及び５４８を介して乗算器５１４に接続する。合計器５１６は、本実施形態に応じて、導線３１８又は４２２を介して出力Ｉ、Ｑを供給する。ＤＥＭＵＸ５００は、本実施形態に応じて、導線３１４又は４１４を介してＩ１’、Ｑ１’を受信し、ＤＥＭＵＸ５０４は、本実施形態に応じて、導線３１６又は４１６を介してＩ２’、Ｑ２’を受信する。

動作中、ＤＥＭＵＸ５００は、本実施形態に応じて、導線３１４又は２０２を介してＩ１’、Ｑ１’を受信し、又、導線５１８を介してＩ１’を、導線５２０を介してＱ１’を出力する。Ｉ１’は、複素信号の実部を表し、Ｑ１’は、複素信号の虚部を表すことに留意されたい。即ち、Ｑ１’は、Ｉ１’と位相が９０度ずれる。同様に、ＤＥＭＵＸ５０４
は、本実施形態に応じて、導線３１６及び２０４を介して、Ｉ２’、Ｑ２’を受信し、又、導線５２２を介してＩ２’を、導線５２４を介してＱ２’を出力する。上述した様に、Ｉ２’は、複素信号Ｉ２’、Ｑ２’の実部を表し、Ｑ２’は、複素信号の虚部を表す。（Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’等の各信号は、複素数の形式で、例えば、それぞれＩ１’＋ｊＱ１’、及びＩ２’＋ｊＱ２’と記述し得ることに留意されたい）。

Ｉ１’、Ｑ１’、Ｉ２’、及びＱ２’は、例えば、各入力信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’に対する振幅又は電力に基づき、重み付け係数を計算する重み付け係数決定回路５０２に供給される。この回路は、図７及び１７を参照して更に説明する。従って、重み付け係数決定回路５０２は、Ｗ１（Ｉ１’、Ｑ１’に対する重み付け係数）を、導線５２６を介して乗算器５０８に出力し、又、Ｗ２（Ｉ２’、Ｑ２’に対する重み付け係数）を、導線５２８を介して乗算器５１２に出力する。重み付け係数決定回路５０２は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の内の少なくとも１つに対応する信号特性に基づき、重み付け係数Ｗ１及びＷ２を決定する。他の実施形態では、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の両方に対応する信号特性に基づき、Ｗ１及びＷ２を決定し得る。信号特性は、信号の振幅、電力、又は他の任意の適切な特性を引用してよい。更に、信号特性の任意の組み合わせを用いて、重み付け係数を決定し得る。乗算器５１０は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の両方を受信し、又、Ｉ２’、Ｑ２’の複素共役をＩ１’、Ｑ１’に乗じる。この計算によって、これら２つの信号間の位相差情報を抽出し、導線５３０及び５３２を介して、位相推定回路５０６にそれを伝達し得る。

位相推定回路５０６は、基準としてＩ１’、Ｑ１’を用いて、信号Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’の間の位相差を計算する。次に、この位相差は、導線５３８を介して位相補正１として乗算器５１２に出力され、又、導線５４０を介して位相補正２として乗算器５１２に出力される。この位相差は、導線５２８を介してＷ２によって換算され、導線５４２及び５４４を介して乗算器５１４に供給される。乗算器５１４は、導線５２２及び５２４を介してＩ２’、Ｑ２’を受信し、乗算器５１２の結果をそれに乗じる。次に、５１４の出力は、導線５４６及び５４８を介して合計器５１６に供給される。乗算器５０８は、Ｉ１’、Ｑ１’にＷ１を乗じ、こうして、換算係数として信号の電力又は振幅等の信号特性を用いる。乗算器５０８の結果は、導線５３４及び５３６を介して合計器５１６に供給される。次に、最終的な合成信号Ｉ、Ｑは、本実施形態に応じて、導線３１８又は４２２を介して供給される。この式と計算は、図６のフロー図を参照するとより理解し易い。

図６は、本発明による一実施形態に基づき、図５のダイバーシティ合成ユニット３０４、４０４の動作を示す。ブロック６０２において、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。ブロック６０４において、重み付け係数Ｗ１及びＷ２は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の内の少なくとも１つに対応する少なくとも１つの信号特性に基づき決定される。例えば、一実施形態において、電力は、Ｗ１及びＷ２を決定するために用いられる信号特性として選択し得るが、ここで、Ｗ１は、Ｉ１’、Ｑ１’の電力の平方根に等しいか又は比例し、Ｗ２は、Ｉ２’、Ｑ２’の電力の平方根に等しいか又は比例し得る。一実施形態において、電力又は振幅は、有効信号とシステム雑音の組み合わせ効果に基づき計算され、雑音の影響を有効信号から分離する試みはなされないことに留意されたい。図６の実施形態において、重み付け係数決定回路５０２は、Ｉ１’、Ｑ１’の電力（ｐ１）、及びＩ２’、Ｑ２’の電力（ｐ２）を推定し得るが、ここで、

である。他の選択肢として、振幅を選択し得るが、ここで、Ｗ１及びＷ２は、Ｉ１’、Ｑ１’若しくはＩ２’、Ｑ２’又は両方の振幅の関数である。従って、この実施形態において、重み付け係数決定回路５０２は、Ｉ１’、Ｑ１’の振幅（ＡＭＰ１）及びＩ２’、Ｑ２’の振幅（ＡＭＰ２）を推定し得る。（信号特性として振幅を用いる方法は、更に図１７及び１８を参照して後述する。）
図６のブロック６０６において、Ｉ１’、Ｑ１’に、Ｉ２’、Ｑ２’の複素共役を乗じる。このことは、乗算器５１０によって実行し得る。この計算は、次のように表し得る。

式１：（Ｉ１’＋ｊＱ１’）・（Ｉ２’−ｊＱ２’）＝ＩＭ＋ｊＱＭ
上式において、結果的に得られたＩＭ、ＱＭ信号の位相は、ｅ^{ｊ（θ１−θ２）}＝ｅ^ｊΔθの形式で表し得るが、ここで、ｅ^ｊθ１は、Ｉ１’、Ｑ１’の位相を表し、ｅ^ｊθ２は、Ｉ２’、Ｑ２’の位相を表し、ｅ^ｊΔθは、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’との間の位相差を表し、ｅ^ｊΔθは、更に
式２：ｅ^ｊΔθ＝ｃｏｓ（Δθ）＋ｊｓｉｎ（Δθ）
で表し得る。

従って、ブロック６０８において、位相差ｅ^ｊΔθが推定されるが、ここで、図５の位相推定回路５０６の出力は、２つの信号、即ち、ｃｏｓ（Δθ）で表される位相補正１、及びｓｉｎ（Δθ）で表される位相補正２として表し得る（ここで、位相補正１は、位相差の実部を表し、位相補正２は、位相差の虚部を表す）。

ブロック６１０において、Ｉ２’、Ｑ２’に位相差及びＷ２を乗じて、以下の式３に示すような結果を得る。（この計算は、乗算器５１２によって実行し得る。）
式３：Ｗ２・ｅ^ｊΔθ・（Ｉ２’＋ｊＱ２’）
ブロック６１２において、Ｉ１’、Ｑ１’にＷ１を乗じて、以下の式４に示すような結果を得る。（この計算は、乗算器５０８によって実行し得る。）
式４：Ｗ１・（Ｉ１’＋ｊＱ１’）
従って、式３及び４において、Ｗ１及びＷ２は、各対応する信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の重み付け係数としてそれぞれ機能するが、ここで、Ｗ１及びＷ２は、電力又は振幅等の信号特性に基づき得る。ブロック６１４において、ブロック６１０及び６１２の結果を合成して、最終的な合成信号Ｉ、Ｑ（Ｉ＋ｊＱの形式で表現し得る）を得る。この最終計算は、合計器５１６によって実行し得るが、ここで、合計器５１６は、チャンネル処理ユニット２０６の実施形態に応じて、導線３１８又は４２２を介して出力Ｉ、Ｑを供給する。従って、この式は、次のようになる。

式５：Ｉ＋ｊＱ＝Ｗ２・ｅ^ｊΔθ・（Ｉ２’＋ｊＱ２’）＋Ｗ１・（Ｉ１’＋ｊＱ１’）
上式５において、式の第１項、Ｗ２・ｅ^ｊΔθ・（Ｉ２’＋ｊＱ２’）は、Ｉ２’、Ｑ２’を表し、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’との間の位相差によって位相シフトされ、Ｗ２で重み付けされる。この式の第２項、Ｗ１・（Ｉ１’＋ｊＱ１’）は、Ｉ１’、Ｑ１’を表し、その重み付け係数Ｗ１によって重み付けされる。他の実施形態では、重み付け
係数を用いなくてもよい。従って、式５には、２つの重み付け係数、Ｗ１及びＷ２を含まず、ダイバーシティ合成ユニットには、重み付け係数決定回路５０２又は乗算器５０８及び５１２を含まなくてもよい。他の選択肢として、適宜、信号電力又は振幅以外の他の重み付け係数を用いてもよい。

図７は、図５の重み付け係数決定回路５０２の一部の一実施形態を示す。この回路は、入力Ｉ１’、Ｑ１’を参照して説明するが、同じ説明及び回路が、入力Ｉ２’、Ｑ２’に適用可能である。また、他の実施形態において、Ｉ１’及びＱ１’の受信に用いる回路は、時分割多重方式で入力Ｉ２’及びＱ２’に対して共有でき、あるいは、図７に示したように、全回路（又はその一部）を複製し得ることに留意されたい。Ｉ１’、Ｑ１’に対応する重み付け係数決定回路５０２の部分、及びＩ２’、Ｑ２’に対応する部分は、例示した実施形態において、同じように動作する。一般に、重み付け係数決定回路５０２には、信号特性値決定回路、及び重み値決定回路が含まれる。前者は、各信号の電力又は振幅等、信号特性の値自体を計算し、後者は、信号特性の１つの値又は複数の値を用いて、Ｗ１及びＷ２を計算する。

入力Ｉ１’及びＱ１’の場合、重み付け係数決定回路５０２には、導線５１８を介してＩ１’を受信し、導線７４６を介して１／Ｎを受信するために接続された乗算器７００が含まれる。乗算器７０２は、導線５２０を介してＱ１’を受信し、導線７４６を介して１／Ｎを受信するために接続する。乗算器７００は、加算器７０４に接続し、加算器７０４は、遅延ユニット７０８及び記憶回路７１２に接続する。乗算器７０２は、加算器７０６に接続し、加算器７０６は、遅延ユニット７１４及び記憶回路７１８に接続する。加算器７２０は、記憶回路７１２及び７１８、逆平方根ユニット７２２、及び乗算器７２４に接続する。従って、加算器７２０は、Ｉ１’、Ｑ１’の電力ｐ１を逆平方根ユニット７２２及び乗算器７２４に供給する。逆平方根ユニット７２２は、乗算器７２４に接続し、乗算器７２４は、導線５２６を介して出力Ｗ１を供給する。同様に、入力Ｉ２’、Ｑ２’の場合、重み付け係数決定回路５０２には、乗算器７５０、７５２、及び７７０、加算器７５４、７６０、及び７６６、遅延ユニット７５６及び７６２、記憶回路７５８及び７６４、並びに逆平方根ユニット７６８が含まれ、それぞれ乗算器７００、７０２、及び７２０、加算器７０４、７０６、及び７２０、遅延ユニット７０８及び７１４、記憶回路７１２及び７１８、並びに逆平方根ユニット７２２に接続する。従って、信号特性値決定回路７８０には、図７に示したように、乗算器７００、７０２、７５０、及び７５２と加算器７２０及び７６６との間の回路が含まれ、又、それらを含む回路が含まれる。重み付け係数決定回路７８２には、乗算器７２４及び７７０、並びに逆平方根ユニット７２２及び７６８が含まれる。

動作中、乗算器７００の出力部は、加算器７０４に値Ｉ１’^２／Ｎを供給するが、ここで、Ｎは、サンプル数すなわち時間の経過と共に入力信号の値を収集するためのウィンドウサイズを表す。同様に、乗算器７０２の出力部は、加算器７０６に値Ｑ１’^２／Ｎを供給する。加算器７０４及び遅延ユニット７０８は、時間の経過と共にＩ１’^２／Ｎの値を累積するための累算器として機能する。遅延ユニット７０８は、Ｉ１’、Ｑ１’におけるサンプリング周波数のＮ分の一すなわちＦ_Ｓ／Ｎに基づき、遅延ユニット７０８をリセットするリセット信号７１０を受信する。遅延ユニット７０８をリセットする前に、記憶回路７１２は、累積値を記憶し、又、この値を加算器７２０に供給する。同様に、加算器７０６及び遅延ユニット７１４は、時間の経過と共にＱ１’^２／Ｎの値を累積するための累積器として機能する。遅延ユニット７１４は、Ｆ_Ｓ／Ｎに基づき、遅延ユニット７１４をリセットするリセット信号７１６を受信する。遅延ユニット７１４をリセットする前に、記憶回路７１８は、累積値を記憶し、又、この値を加算器７２０に供給する。従って、リセット信号７１０及び７１６は、一般的に、Ｆ_Ｓ／Ｎに対応して、同じレートでアサートされ、又、同様に、記憶回路７１２及び７１８は、時間の経過と共に累積された値を取り
込むように、リセット信号７１０及び７１６に対応して、同じレートでクロック制御される。従って、Ｎは、累積値に対するウィンドウサイズ（即ち、取り込まれるサンプル数）を変更するために、適宜、調整し得る。

加算器７２０は、記憶回路７１２からＩ１’^２／Ｎの累積値と、記憶回路７１８からＱ１’^２／Ｎの累積値とを組み合わせて、ｐ１を得る。
式６：

上式６において、ｊは、Ｆ_Ｓに対する離散サンプル番号である。従って、ｐ１の値は、Ｆ_Ｓ／Ｎ毎に計算される。これによる結果ｐ１は、乗算器７２４及び逆平方根ユニット７２２に供給される。逆平方根ユニット７２２の結果は、下式７に示す。逆平方根ユニット７２２は、例えば、計算を実行するハードウェア回路、メモリに埋め込まれた状態機械、ソフトウェアルーチン等、様々な方法で実現し得る。

式７：

この結果は、乗算器７２４に供給され、乗算器７２４は、加算器７２０の出力（式６）に逆平方根ユニット７２２の出力（式７）を乗じて、次式に示すように、出力Ｗ１を得る。

式１０：

同じ式（式６−８）が、Ｉ２’、Ｑ２’に適用されるが、ここで、Ｉ１’の各実現値は、Ｉ２’と置き換えられ、Ｑ１’の各実現値は、Ｑ２’と置き換えられ、又、ｐ１の各実現値は、ｐ２と置き換えられる。従って、Ｗ２は、次のように表すことができる。

式９：

従って、式６−９は、入力信号の電力を得るのに用いられる計算の一例を記述する。他の実施形態では、異なる計算を実行し、あるいは、図７に示した実施形態とは異なる回路やソフトウェアを利用し得る。

図１７は、Ｗ１及びＷ２を決定するために振幅を用いる重み付け係数決定回路５０２の他の実施形態を示す。従って、図１７は、用いられる実施形態（例えば、電力又は振幅が、信号特性として用いられているかどうか）に応じて、重み付け係数決定回路５０２内で図７の代わりに用い得る。図１７には、振幅決定回路１７００及び振幅決定回路１７０２を含む信号特性値決定回路１７１６が含まれる。振幅決定回路１７００は、それぞれ導線５１８及び５２０を介して、Ｉ１’及びＱ１’を受信し、振幅決定回路１７０２は、それぞれ導線５２２及び５２４を介して、Ｉ２’及びＱ２’を受信する。振幅決定回路１７００は、乗算累積回路１７０８にＡＭＰ１を供給し、振幅決定回路１７０２は、乗算累積回路１７０８にＡＭＰ２を供給する。制御回路１７０４及びシフト回路１７１０は、乗算累積回路１７０８に双方向接続する。乗算累積回路１７０８は、導線１７１２を介してＷ１を、又、導線１７１４を介してＷ２を供給する。従って、重み値決定回路１７１８には、制御回路１７０４、乗算累積回路１７０８、及びシフト回路１７１０が含まれる。

動作中、振幅決定回路１７００は、Ｉ１’及びＱ１’を受信し、又、信号の振幅ＡＭＰ１を出力する。この振幅は、Ｉ１’^２とＱ１’^２信号の合計の平方根近似を用いる等、今日利用可能な標準的方法を用いて計算し得る。同様に、振幅決定回路１７０２は、Ｉ２’及びＱ２’を受信し、又、信号の振幅ＡＭＰ２を出力する。この振幅は、前述した方法と同様に算出し得る。乗算累積回路１７０８は、図１８を参照して後述するように、ＡＭＰ１及びＡＭＰ２を受信し、又、重み付け係数Ｗ１及びＷ２を生成する。また乗算累積回路１７０８には、任意の必要な暫定値を記憶するための記憶回路が含まれる。制御回路１７０４及びシフト回路１７１０は、乗算累積回路１７０８との間で制御信号を授受する。制御回路１７０４、乗算累積回路１７０８、及びシフト回路１７１０は、状態機械の一部を実現し、図１８を参照して述べる計算を実行する。

図１８は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の振幅に基づきＷ１及びＷ２を計算するための一実施形態を示すフロー図である。フロー１８００は、ブロック１８０２で始まり、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。次に、決定ひし形１８０４において、Ｉ１’、Ｑ１’の振幅ＡＭＰ１が、Ｉ２’、Ｑ２’の振幅ＡＭＰ２よりも大きいかどうか判断する。そうであれば、ブロック１８１３において、ＡＭＰ１及びＡＭＰ２を任意に換算し得る。次に、ブロック１８１４において、Ｗ１を所定の値に設定する。この所定の数値は、Ｗ１に用いるデフォルト値を表す。従って、一実施形態において、所定の値は、０．５以下である。０．５以下の所定の値を用いると、最終合成信号（即ち、Ｉ１’、Ｑ１’と合成したＩ２’、Ｑ２’）の振幅が、１の値を超えることが決してない。次に、ブロック１８１６に進み、振幅の逆数１／ＡＭＰ１を決定する。このことは、例えば、ルックアップ・テーブル等の標準的な手法を用いて実行し得る。ブロック１８１８において、ＡＭＰ１に対するＡＭＰ２の割合の半分としてＷ２を計算する（上式１を参照）。この式に示した０．５は、上述した所定の値であり、従って、例えば、０．４等の異なる値が選択される場合、０．５は、０．４と置き換えることに留意されたい。

決定ひし形１８０４において、ＡＭＰ１がＡＭＰ２よりも大きくない場合、ブロック１８０５に進み、ＡＭＰ１及びＡＭＰ２を任意に換算する。次に、ブロック１８０６において、Ｗ２を、例えば、０．５等、一般的に０．５以下である所定の値に設定する。この所定の値は、ブロック１８１４において上述した通りである。次に、ブロック１８０８に進み、振幅の逆数１／ＡＭＰ２を決定する。上述した様に、このことは、ルックアップ・テーブル等の標準的手法を用いて実行し得る。ブロック１８１０において、Ｗ１を、ＡＭＰ２に対するＡＭＰ１対の割合の半分として計算する（上式２を参照）。また、この式に示した０．５は、ブロック１８０６において上述した所定の値であり、従って、異なる値を選択する場合、この異なる値を、０．５の代わりに用いることに留意されたい。従って、他の実施形態では、ＡＭＰ１とＡＭＰ２との他の比率を利用して、Ｗ１及びＷ２を決定し得る。また他の実施形態では、Ｗ１及びＷ２等の重み付け係数を決定する計算を行なう前に、換算係数を用いて、振幅（例えば、ＡＭＰ１及びＡＭＰ２）を最初に換算し得る（例えば、オプションのブロック１８０５及び１８１３を参照）。しかしながら、換算係数は、オプションであり、あるいは、他の選択肢として、１に設定し得る。従って、重み付け係数は、次のように表し得る。

ＡＭＰ１＞ＡＭＰ２の場合、
式１０ａ：Ｗ１＝０．５
式１１ａ：Ｗ２＝ＡＭＰ２・０．５・（１／ＡＭＰ１）
ＡＭＰ１＜ＡＭＰ２の場合、
式１０ｂ：Ｗ２＝０．５
式１１ｂ：Ｗ１＝ＡＭＰ１・０．５・（１／ＡＭＰ２）
Ｗ１及びＷ２等の重み付け係数は、各々１つの信号のみの関数または信号の任意の組み合わせの関数であり得ることに留意されたい。更に、本明細書中の重み付け係数以外の異なる係数が用いられることも多い。例えば、今日利用可能なシステムでは、重み付け係数として信号対雑音比（ＳＮＲ）のみを用いる。しかしながら、ＳＮＲ手法を用いると、回路の観点では高価であり、また従って、システム価格が高騰する。更に、ＳＮＲ手法を用いるこれらのシステム内の重み付け係数は、複素数である（即ち、信号の位相に依存する）。しかしながら、本発明による実施形態は、重み付け係数を決定するためにＳＮＲを利用しないが、その代わり、振幅、電力等、他の信号特性を利用して、より効果的なコストの解決策を実現する。また、本明細書中で述べた重み付け係数（Ｗ１及びＷ２）は、スカラー係数でもある。即ち、位相とは独立である。以下に詳述するように、位相計算又は位相推定を、別個に実行し、又、スカラー重み付け係数と共に用いて、入力信号を合成するため、これら重み付け係数は、位相とは独立し得る。上述した様に、他の実施形態では、ちょうど２つ以上の入力信号を含むこともあり、又、従って、１つ又は複数の信号特性にも依存し得る２つ以上の重み付け係数を有し得る。実施形態の中には、これらの重み付け係数が、オプションであり得るものがある。例えば、幾つかの入力信号のみが、重み付け係数を用いてもよい。

図８は、乗算器５１０の一部、及び位相推定回路５０６の一部を示す。乗算器５１０には、合計器８０４に接続する乗算器８００及び乗算器８０２が含まれ、合計器８０４は、乗算器８１２に接続する。更に、乗算器５１０には、合計器８１０に接続する乗算器８０６及び乗算器８０８が含まれ、合計器８１０は、乗算器８１４に接続する。乗算器８１２は、乗算器８１４及び加算器８１６に接続し、入力１／Ｎ及び利得８０１を受信する。加算器８１６は、遅延ユニット８２０及び記憶回路８２４に接続し、乗算器８１４は、加算器８１８に接続し、加算器８１８は、遅延ユニット８２２及び記憶回路８２６に接続する。記憶回路８２４は、乗算器８２８に接続し、記憶回路８２６は、乗算器８３０に接続する。乗算器８２８及び８３０は、逆平方根ユニット８３４に接続する加算器８３２への入力部として設けられている。記憶回路８２４及び８２６、並びに逆平方根ユニット８３４は、乗算器８３６及び８３８に接続する。乗算器８３６は、導線５３８を介して出力ｃｏ
ｓ（Δθ）を供給し、乗算器８３８は、導線５４０を介して出力ｓｉｎ（Δθ）を供給する。

動作中、乗算器８００、８０２、８０６、及び８０８、並びに合計器８０４及び８１０は、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’の複素共役の積に相当する計算を実行する（式３を参照）。従って、合計器８０４の出力は、計算結果の実部ＩＭであり、合計器８１０の出力は、計算結果の虚部ＱＭである。位相推定回路５０６は、ＩＭ及びＱＭを受信し、又、ＩＭ＋ｊＱＭに相当する位相を計算し、ＩＭ＋ｊＱＭは、式４を参照して上述したように、ｅ^ｊΔθと表し得る。この位相は、基準信号としてＩ１’、Ｑ１’を用いて、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’との間の位相差を表す。

乗算器８１２は、ＩＭを受信し、又、この結果に１／Ｎと利得８０１を乗じて、それを加算器８１６に供給する。一実施形態において、利得８０１は、ＡＭＰ１及びＡＭＰ２の内の大きい方の振幅の逆数である（例えば、ＡＭＰ２＞ＡＭＰ１の場合、利得８０１は、１／ＡＭＰ２に設定する）。利得８０１は、信号Ｉ１’、Ｑ１’をできるだけ大きく維持する役割を果たしながら、尚且つ、計算値が、設計に用いた選択数値系を決して超えないようにする。（従って、図８において用いたＱＭ及びＩＭは、現時点では、利得８０１によって調整された利得調整済値を指すことに留意されたい。また、利得８０１は、オプションであるか、又は、１に設定し得ることにも留意されたい）。加算器８１６、遅延ユニット８２０、及び記憶回路８２４は、時間窓に渡ってＩＭの値を累積する機能を果たす。また、上述した様に、Ｎは、サンプル数又はＩＭの値を収集するためのウィンドウサイズを表す。遅延ユニット８２０及び記憶回路８２４は、サンプル周波数のＮ分の一すなわちＦ_Ｓ／Ｎに達するとリセットされ、ここで、Ｆ_Ｓは、入力信号（例えば、Ｉ１’、Ｑ１’）のサンプリング周波数に相当する。即ち、Ｆ_Ｓ及びＮによって決定される充分な数のデータが取り込まれる度に、その値が、記憶回路８２４に記憶される。従って、乗算器８２８は、記憶回路８２４からＩＭ／Ｎの累積値を受信する。同じ分析が、ＱＭに適用される。即ち、乗算器８１４は、ＱＭを受信し、それに１／Ｎ及び利得８０１を乗じ、又、加算器８１８に出力を供給する。加算器８１８、遅延ユニット８２２、及び記憶回路８２６は、累算器として機能して、ある期間に渡ってＱＭ／Ｎの値を累積する。サンプル数は、Ｆ_Ｓ及びＮによって決定する。即ち、（サンプリング周波数Ｆ_Ｓに対して）Ｎ個のサンプル毎に、記憶回路８２６の値を乗算器８３０に供給する。

従って、乗算器８２８の出力は、

を表し、乗算器８３０の出力は、

を表す。（

及び

は、Ｎによって定義される期間におけるＩＭ^２及びＱＭ^２の平均値を指すことに留意されたい）。これらは、逆平方根ユニット８３４に加算器８３２に供給され、加算器８３２は、結果

を逆平方根ユニット８３４に供給する。逆平方根ユニット８３４は、式１２に示す逆平方根ユニットを計算する。
式１２：

この結果は、乗算器８３６と８３８の両方に供給される。また、乗算器８３６は、記憶回路８２４から

を受信し、乗算器８３８は、記憶回路８２６から

を受信する。従って、乗算器８３６及び８３８の結果は、下式１３及び１４に示すように、基準信号としてＩ１’、Ｑ１’を用いて、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’との間の位相差を表す。

式１３：

式１４：

上式において、式１３は、出力ｃｏｓ（Δθ）に相当し、式１４は、出力ｓｉｎ（Δθ）に相当するが、ｃｏｓ（Δθ）＋ｊｓｉｎ（Δθ）は、位相差を表す（上式４を参照）。

図９は、図５の乗算器５０８、５１２、及び５１４、並びに合計器５１６の実現形態を示す。図９には、乗算器９２２、９０２、９０４、９１２、９１４、９０８、９１８、及び９２４が含まれる。また図９には、合計器９０６、９１０、９１６、及び９２０が含まれる。乗算器９２２は、入力としてＩ１’及びＷ１を受信し、又、出力を合計器９１０に供給する。乗算器９０２は、Ｉ２’及び位相補正１を受信し、又、その出力を合計器９０６に供給する。乗算器９０４は、Ｑ２’及び位相補正２を受信し、又、その出力の負の値を合計器９０６に供給する。合計器９０６の結果は、入力としてＷ２も受信する乗算器９０８に供給される。乗算器９０８の結果は、乗算器９２２の出力も受信する合計器９１０に供給される。合計器９１０の出力は、本実施形態に応じて、導線３１８又は４２２を介してＩとして供給される。同様に、乗算器９２４は、Ｑ１’及びＷ１を受信し、又、合計器９２０に出力を供給する。乗算器９１２は、Ｉ２’及び位相補正２を受信し、又、その出力を合計器９１６に供給する。乗算器９１４は、Ｑ２’及び位相補正１を受信し、又、その出力を合計器９１６に供給する。合計器９１６は、その出力を乗算器９１８に供給し、乗算器９１８は、入力としてＷ２を受信し、又、その出力を合計器９２０に供給する。合計器９２０は、本実施形態に応じて、再度、導線３１８又は４２２を介して、その出力としてＱを供給する。従って、図９の回路は、上式７を表す。

図１０は、ダイバーシティ合成ユニット３０４及び４０４の他の実施形態を示す。即ち、図１０の回路は、図５の回路と互いに置き換え可能である。図１０の実施形態において、ダイバーシティ合成ユニット３０４及び４０４には、信号特性値推定回路１００４、マルチプレクサ１００６、及び乗算器１０１２に接続するデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１０００及び１００２が含まれる。信号特性値推定回路１００４は、導線１０２８を介してＭＵＸ１００６に接続する。乗算器１０１２は、乗算器１０１８に接続する位相同期ル
ープ・同期検出回路１００８に接続する。またＤＥＭＵＸ１００２は、乗算器１０１８に接続し、乗算器１０１８は、合計器１０１４に接続する。合計器１０１４は、デマルチプレクサ１０００及びマルチプレクサ１０１０に接続する。また位相同期ループ・同期検出回路１００８は、導線１０４６を介してマルチプレクサ１０１０に接続する。マルチプレクサ１０１０は、それぞれ図３又は４に対応する導線３１８又は４２２を介して、出力Ｉ、Ｑを供給する。ＤＥＭＵＸ１０００、ＤＥＭＵＸ１００２、信号電力推定回路１００４、ＭＵＸ１００６、及び位相同期ループ・同期検出回路１００８は、各々導線１３８を介して制御信号を受信する。導線１０２８は、導線１３８の部分集合であってよく、あるいは、信号特性値推定回路１００４が直接備えてもよい。

動作中、ＤＥＭＵＸ１０００は、信号Ｉ１’、Ｑ１’を受信し、又、導線１０２０を介してＩ１’を、導線１０２２を介してＱ１’を供給する。同様に、ＤＥＭＵＸ１００２は、Ｉ２’、Ｑ２’を受信し、又、導線１０２４を介してＩ２’を、導線１０２６を介してＱ２’を供給する。（また、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、図３の実施形態を用いる場合、利得調整されるが、図４の実施形態を用いる場合、利得調整されないことも留意されたい）。信号特性値推定回路１００４は、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、又、強い方の信号を決定するために、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’の両方に対する信号特性の値を推定する。例えば、信号特性値推定回路１００４は、各信号の電力又は振幅を推定し、電力、振幅、又は両方に基づき、強い方の信号を決定し得る。他の実施形態において、他の信号特性又は他の方法を用いて、どちらが強い方の信号であるかを決定し得ることに留意されたい。信号特性値推定回路１００４は、導線１０３０及び１０３２を介してマルチプレクサ１０１０に出力される２つの信号から強い方の信号を選択するために、導線１０２８を介して制御信号をマルチプレクサ１００６に出力する。乗算器１０１２は、Ｉ１’、Ｑ１’、及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、又、Ｉ１’、Ｑ１’にＩ２’、Ｑ２’の複素共役を乗ずることによって位相情報を計算する。この計算結果は、ＩＭ＋ｊＱＭによって表され、又、導線１０３４及び１０３６を介して、位相同期ループ・同期検出回路１００８に供給される。位相同期ループ・同期検出回路１００８を用いて、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’との間の位相差を推定し、この位相差は、導線１０３８を介して位相補正１として、又、導線１０４０を介して位相補正２として、乗算器１０１８に出力される。位相同期ループが同期している場合、合計器１０１４によってＩ２’、Ｑ２’をＩ１’、Ｑ１’と合成する前に、Ｉ２’、Ｑ２’を適切にシフトするために、Ｉ２’、Ｑ２’に、得られた位相差を乗じる。従って、合計器１０１４の出力は、合成信号Ｉ１’、Ｑ１’及び位相シフト済みのＩ２’、Ｑ２’を表す。また、位相同期ループが同期している場合、単にＩ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の内強い方の信号を表す、ＭＵＸ１００６の出力よりもむしろＩ、Ｑとして出力される合計器１０１４の出力を選択するために、制御信号をＭＵＸ１０１０に供給する。しかしながら、位相同期ループ回路１００８が同期できない場合、制御信号は、導線１０４６を介してＭＵＸ１０１０に出力され、導線３１８又は４２２を介して出力Ｉ、Ｑとして供給される導線１０３０及び１０３２によって送信される信号を選択する。

従って、図１０に示したダイバーシティ合成ユニットの実施形態は、位相差を推定しようと試み、又、これに対応してＩ２’、Ｑ２’をシフトしようと試みる。しかしながら、位相同期ループが、適当な位相に同期できない場合、信号電力推定回路１００４は、２つの信号の内強い方の信号を出力Ｉ、Ｑとして供給する。従って、図１０は、ハイブリッド型位相同期ループ（ＰＬＬ）システムを指し得る。他の実施形態では、合計器１０１４において信号を合成する際、重み付け係数として各信号の信号特性（振幅、電力等）を用い得る。例えば、図５において述べたように、Ｉ１’、Ｑ１’は、その対応する電力によって重み付けでき、Ｉ２’、Ｑ２’は、その対応する電力によって重み付けし得る。他の実施形態では、信号特性に基づく重み付け係数以外の異なる重み付け係数を用いることさえあり得る。図１０の動作は、図１１において更に良く理解し得る。

図１１は、図１０のダイバーシティ合成ユニット３０４、４０４の動作の一実施形態を示すフロー図である。ブロック１１０２において、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。ブロック１１０４において、各信号の信号特性値（例えば、電力又は振幅等）を推定し（このことは、信号特性値推定回路１００４によって実行し得る）、強い方の信号を選択する。ブロック１１０６において、Ｉ１’、Ｑ１’に、Ｉ２’、Ｑ２’の複素共役を乗じて、ＩＭ＋ｊＱＭを得る。（上式３参照）。ブロック１１０８において、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’との間の位相差ｅ^ｊΔθを推定するが、ここで、この位相差は、ｃｏｓ（Δθ）＋ｊｓｉｎ（Δθ）と表し得る。このことは、導線１０３８を介して（ｃｏｓ（Δθ）を表す）位相補正１を、また、導線１０４０を介して（ｓｉｎ（Δθ）を表す）位相補正２を出力する位相同期ループ・同期検出回路１００８によって実行し得る。ブロック１１１０において、位相同期ループ・同期検出回路１００８の位相同期ループが同期する場合、同期制御信号をアサートする。（位相同期ループ・同期検出回路１００８の動作は、図１２において更に後述する。）ブロック１１１５において、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の重み付け値は、図５の重み付け係数決定回路５０２を参照して上述したように決定し得る。しかしながら、ブロック１１１５は、オプションであり、図１０及び１１において本明細書中で述べた実施形態は、信号を合成するために、重み付け係数を用いないと仮定する。ブロック１１１６において、同期制御信号をアサートする場合、次式に示すように、信号Ｉ２’、Ｑ２’に、ブロック１１０８で算出した位相差を乗じる（ブロック１１１２も参照）。

式１５：ｅ^ｊΔθ・（Ｉ２’＋ｊＱ２’）
ブロック１１１４において、同期制御信号をアサートする場合、ブロック１１１２の結果は、次式に示すように、Ｉ１’、Ｑ１’と合成してＩ、Ｑを得る。

式１６：Ｉ＋ｊＱ＝ｅ^ｊΔθ・（Ｉ２’＋ｊＱ２’）＋（Ｉ１’＋ｊＱ１’）
ブロック１１１８において、同期制御信号をアサートせず、位相同期ループが同期していないことを示す場合、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の内、強い方の信号が、Ｉ、Ｑとして供給される。（重み付け係数が式１５及び１６には現れないことを除けば、式１５及び１６は、それぞれ式５及び７と同様であることに留意されたい。しかしながら、図１０及び上記オプションのブロック１１１５を参照して述べたように、重み付け係数は、図６のブロック６１０、６１２、及び６１４と同様に、信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の合成に用い得る）。

図１２は、強い方の信号を決定するために各信号の電力を利用する信号特性値推定回路１００４の一実施形態を示す。図１２の信号特性値推定回路１００４には、乗算器１２０４に接続する乗算器１２００と、乗算器１２０６に接続する乗算器１２０２と、が含まれる。乗算器１２０４及び１２０６は、合計器１２０８に接続する。合計器１２０８は、遅延ユニット１２１０及び記憶回路１２１２に接続する。記憶回路１２１２は、セレクタユニット１２１６に接続する合計器１２１４に接続する。乗算器１２２８は、乗算器１２２４に接続し、乗算器１２３０は、乗算器１２２６に接続する。乗算器１２２４及び１２２６は、合計器１２２２に接続する。合計器１２２２は、遅延ユニット１２２０及び記憶回路１２１８に接続する。記憶回路１２１８は、合計器１２１４に接続する。セレクタユニット１２１６は、導線１０２８を介してマルチプレクサ１００６に制御信号を供給する。

動作中、乗算器１２００は、Ｉ１’及び１／Ｎを受信して乗算器１２０４にＩ１’／Ｎを供給し、乗算器１２０４は、二乗値（Ｉ１’／Ｎ）^２を計算し、又、その結果を合計器１２０８に供給する。同様に、乗算器１２０２は、Ｑ１’及び１／Ｎを受信して乗算器１２０６にＱ１’／Ｎを供給し、乗算器１２０６は、この結果の二乗値を計算して（Ｑ１’／Ｎ）^２を合計器１２０８に供給する。合計器１２０８は、その結果（Ｉ１’／Ｎ）^２＋
（Ｑ１’／Ｎ）^２を記憶回路１２１２及び遅延ユニット１２１０に供給する。合計器１２０８、遅延ユニット１２１０、及び記憶回路１２０２は、ある期間に渡って、（Ｉ１’／Ｎ）^２＋（Ｑ１’／Ｎ）^２の値を累積する。また、この期間は、入力信号Ｉ１’、Ｑ１’に対応するサンプリング周波数によって決定される。また、Ｎは、取り込まれるサンプル数（即ち、ウィンドウサイズ）を指す。一旦適当なサンプル数が取り込まれると、記憶回路１２１２は、合計器１２１４に結果

を供給するが、ここで、

及び

は、その期間におけるそれぞれＩ１’^２及びＱ１’^２の平均値である。同様に、同じ計算を、Ｉ２’、Ｑ２’に対して実行する。また、この回路を、図１２に示したようにＩ２’、Ｑ２’に対して繰り返するか、あるいは、Ｉ１’、Ｑ１’に対応する回路を、２つの信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を時分割多重することによって共有し得る。従って、合計器１２２２、遅延ユニット１２２０、及び記憶回路１２１８は、Ｉ２’、Ｑ２’、及びＮのサンプリング周波数によって決定される所定の時間窓に渡って（Ｉ１’／Ｎ）^２＋（Ｑ１’／Ｎ）^２の値を累積するために動作する。従って、合計器１２１４に供給される結果は、

であり、ここで、

及び

は、それぞれ所定の時間窓におけるＩ２’^２及びＱ２’^２の平均値である。これらの値、

及び

は、それぞれの信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’の電力に各々対応することに留意されたい。
記憶回路１２１２及び１２１８からの結果は、２つの結果、

と

との間の差をセレクタユニット１２１６に供給する合計器１２１４に供給される。セレクタユニット１２１６は、Ｉ１’、Ｑ１’又はＩ２’、Ｑ２’のどの信号がより強いか判断
し、それに応じて、導線１０２８を介して制御信号を出力する。Ｉ１’、Ｑ１’が強い方の信号である場合、導線１０２８を介して制御信号を出力すると、ＭＵＸ１０２６は、ＭＵＸ１０１０への導線１０３０及び１０３２に転送されるＩ１’、Ｑ１’を選択し得る。しかしながら、セレクタユニット１２１６が、強い方の信号としてＩ２’、Ｑ２’を選択すると、ＭＵＸ１００６は、導線１０３０及び１０３２を介してＭＵＸ１０１０にＩ２’、Ｑ２’を出力する。従って、セレクタユニット１２１６は、どの信号の電力がより大きいか判断し得る。例えば、合計器１２１４からセレクタユニット１２１６に供給される値が、０よりも大きい場合、このことは、Ｉ１’、Ｑ１’の電力が、Ｉ２’、Ｑ２’より大きいことを示す。しかしながら、この差が、０よりも小さい場合（即ち、負の場合）、このことは、Ｉ２’、Ｑ２’の電力が、Ｉ１’、Ｑ１’より大きいことを示し、これに応じて、セレクタユニット１２１６は、制御信号を出力する。

図１３は、本発明による一実施形態に基づく乗算器１０１２の一部、及び位相同期ループ・同期検出回路１００８の一部を示す。乗算器１０１２には、乗算器１３００、１３０２、１３０６、及び１３１０、並びに合計器１３０４及び１３０８が含まれる。乗算器１３００は、Ｉ１’及びＩ２’を受信し、乗算器１３０２は、Ｑ１’及びＱ２’を受信する。乗算器１３００及び１３０２の結果は、合計器１３０４に供給され、合計器１３０４の出力は、導線１０３４を介して位相同期ループ・同期検出回路１００８に供給される。同様に、乗算器１３０６は、Ｉ２’及びＱ１’を受信し、乗算器１３１０は、入力Ｑ２’及びＩ１’を受信する。乗算器１３０６及び１３１０は、それらの出力を合計器１３０８に供給し、合計器１３０８は、２つの値の差を計算し、又、導線１０３６を介して位相同期ループ・同期検出回路１００８にその結果を供給する。従って、動作中、乗算器１０１２は、ＩＭ＋ｊＱＭの形式で、Ｉ１’、Ｑ１’とＩ２’、Ｑ２’の複素共役との乗算結果を出力するが、ここで、ＩＭは、導線１０３４を介して伝達される実部を表し、ＱＭは、導線１０３６を介して伝達される虚部を表す（上式３を参照）。

位相同期ループ・同期検出回路１００８には、合計器１３１２に接続する乗算器１３１４と、合計器１３２２に接続する乗算器１３２０と、が含まれる。また合計器１３１２は、乗算器１３１６及び同期検出器１３２４に接続する。また合計器１３２２は、乗算器１３１８及び乗算器１３２８に接続する。利得調整器１３２６は、同期検出器１３２４の出力部に接続し、又、入力を乗算器１３２８に供給する。乗算器１３２８は、合計器１３３４に接続する遅延ユニット１３３０に接続する。合計器１３３４は、計算回路１３３６及び遅延ユニット１３３２に接続する。遅延ユニット１３３２は、合計器１３３４にフィードバック値を供給する。計算回路１３３６は、導線１０３８を介して位相補正１を出力し、又、導線１０４０を介して位相補正２を出力する。また計算回路１３３６は、入力を供給するために乗算器１３２０、１３１８、１３１６、及び１３１４に接続する。

動作中、位相同期ループ・同期検出回路１００８には、位相同期ループ（ＰＬＬ）部が含まれ、入力信号ＩＭ＋ｊＱＭの位相差の値を推定する。このことは、利得調整器１３２６、乗算器１３２８、遅延ユニット１３３０、合計器１３３４、遅延ユニット１３３２、及び計算回路１３３６によって実現される位相同期ループを用いて実行する。位相同期ループは、計算回路１３３６に入力されるΔθ’の初期値から開始するが、ここで、Δθ’は、ＰＬＬの位相値を表す。例えば、初期値は、０であってよい。ＰＬＬの繰り返し時、Δθ’は、ＰＬＬがある位相値に同期するまで調整される。ＰＬＬは、Δθ’が、ＩＭ＋ｊＱＭに対応して、Δθにほぼ等しくなった時、同期する。更に後述するように、同期検出器１３２４は、ＰＬＬが同期しているかどうか判断する。計算回路１３３６は、Δθ’値を受信し、又、乗算器１３２０、１３１８、１３１６、及び１３１４にｃｏｓ及びｓｉｎの計算結果を供給する。

乗算器１３１４、１３１６、１３２０、１３１８、並びに合計器１３１２及び１３２２
は、入力信号ＩＭ＋ｊＱＭに、ｅ^{−ｊΔθ’}と表し得るＰＬＬから得られた位相Δθ’の複素共役を乗じた結果を計算するが、ここで、
式１７：ｅ^{−ｊΔθ’}＝ｃｏｓ（Δθ’）−ｊｓｉｎ（Δθ’）
式４において示したように、ＩＭ＋ｊＱＭの位相は、ｅ^ｊΔθ’と表し得る。従って、この計算結果は、次のように表し得る。

式１８：ｅ^ｊΔθ’・ｅ^{−ｊΔθ’}＝ｅ^{ｊ（Δθ−Δθ’）}＝ｃｏｓ（Δθ−Δθ’）＋ｊｓｉｎ（Δθ−Δθ’）
合計器１３１２の出力部の導線１３４０は、計算結果ｃｏｓ（Δθ−Δθ’）の実部を同期検出器１３２４に供給し、一方、合計器１３２２は、計算結果ｓｉｎ（Δθ−Δθ’）の虚部を乗算器１３２８に供給する。同期検出器１３２４が、ＰＬＬがまだ同期していない（即ち、Δθ’がΔθに充分近い値でない）と判断する場合、利得調整器１３２６は、乗算器１３２８を介した１３２２からの信号の虚部の利得を調整し、そして、更新済みのΔθ’が計算される。この更新済みΔθ’は、計算回路１３３６に供給され、計算回路１３３６は、このΔθ’の複素共役に入力信号ＩＭ＋ｊＱＭを再度乗じるために、Δθ’のｃｏｓ及びｓｉｎ値を乗算器１３１４、１３１６、１３１８、１３２０に供給する。この繰り返し処理は、合計器１３１２によって同期検出器１３２４に供給される計算結果の実部が、Δθから所定の範囲内にあるΔθ’を与えると判断されるまで継続される。計算結果の実部が、ｃｏｓ（Δθ−Δθ’）で表されるため、Δθ’がΔθに接近するにつれて、ｃｏｓの計算結果は、ｃｏｓ（０）＝１であるため、１に近づく。同期検出器１３２４によって、入力信号が同期閾値１３３８を越える（即ち、Δθ’が、Δθに充分近い）と判断される場合、同期信号が導線１０４６を介してＭＵＸ１０１０に供給されることで、合成出力は、導線１０４２及び１０４４を介してＩ、Ｑとして出力し得る。また、一旦同期検出器が導線１０４６を介して同期信号をアサートすると、ＰＬＬの安定性を大きくする利得値の小さい値を選択するために、この同期信号が利得調整器１３２６にも供給される。即ち、一旦ＰＬＬが同期すると、利得が小さいと、システムが安定する。

図１４は、図１３の同期検出器１３２４の一実施形態を示す。図１３において上述した計算結果の実部は、低域フィルタ１４００への入力として、導線１３４０を介して同期検出器１３２４に供給される。低域フィルタは、入力信号の高周波成分の雑音項目を除去する。低域フィルタ１４００の出力は、同期閾値１３３８をも受信する合計器１４０２に供給される。合計器１４０２は、フィルタ１４００からのフィルタ処理済み入力と、同期閾値１３３８との間の差を求め、又、その結果を同期決定回路１４０４に供給し、同期決定回路１４０４は、出力同期信号を、導線１０４６を介してＭＵＸ１０１０に供給する。同期決定回路１４０４は、合計器１４０２の出力部における差が、０よりも大きいか又は０よりも小さいか判断して、入力信号が、同期閾値１３３８よりも大きいか又は小さいかを判断する。同期決定回路への入力が正である場合、同期決定回路は、導線１０４２及び１０４４を選択して合成信号をＩ、ＱとしてＭＵＸ１０１０の出力部に供給するために同期信号１０４６をアサートする。しかしながら、同期決定回路１４０４が、合計器１４０２の出力が負であると判断した場合、同期信号１０４６はアサートされず、従って、ＭＵＸ１００６の出力を選択して、導線１０３０及び１０３２を介して、その信号をＩ、ＱとしてＭＵＸ１０１０の出力部に供給する。

図１５は、図３の時空ユニット３０２の一実施形態を示す。時空ユニット３０２は、導線３１４及び３１６を介して、入力信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’をダイバーシティ合成し、且つ、その結果得られた信号に対してエコー消去を行なう。時空ユニット３０２は、入力信号の空間結合と、その結果得られた信号の時間領域フィルタ処理との双方を行なう。また時間領域部分は、エコー消去を行なうイコライザ部を指し得る。（またこのイコライザ部は、適応フィルタ１５３０を指すことがあり、適応フィルタ１５３０には、性能測定・誤差信号発生器１５２２、乗算器１５１２、１５１４、及び１５１６、合計
器１５２０、タップ更新器（ｔａｐｓ＿ｕｐｄａｔｅｒ）１５１８、並びに遅延１５０６、１５０８、及び１５１０が含まれる）。入力信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、乗算器１５００及び１５０２、並びに合計器１５０４を介して合成される。Ｉ１’、Ｑ１’は、重み更新器１５２４から乗算器１５００に入力される重み付け係数Ｗ１によって重み付けする。同様に、Ｉ２’、Ｑ２’は、乗算器１５０２を介して重み付け係数Ｗ２で重み付けされるが、ここで、Ｗ２も、重み更新器１５２４によって供給される。従って、重み付け結果は、合計器１５０４に供給され、合成重み付け信号を生成し、その後、この合成重み付け信号は、遅延ユニット１５０６及び乗算器１５１２に供給される。Ｗ１及びＷ２は、双方共、複素数を表す。合計器１５０４の出力は、遅延ユニット１５０６、１５０８、及び１５１０を介して伝わる。合計器１５０４の出力、並びに１５０６、１５０８、及び１５１０等の各遅延ユニットの出力は、対応する乗算器１５１２、１５１４、及び１５１６に供給され、ここで、これらの結果に、Ａ１、Ａ２、及びＡＬ等の対応するタップを乗じる。次に、乗算器１５１２、１５１４、及び１５１６の出力は、合計器１５２０に供給され、エコー消去済みの合成出力を生成し、この出力は、性能測定・誤差信号発生器１５２２に供給され、又、導線３１２を介してＭＵＸ３０６、並びに多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００に供給される。性能測定・誤差信号発生器１５２２は、重み更新器１５２４及びタップ更新器１５１８に情報を供給して、それに応じて重み及びタップの値を更新する。またタップ（Ａ１、Ａ２、及びＡＬ）は、複素数を表すことに留意されたい。１５０６及び１５０８等の遅延ユニットの数、１５１２及び１５１４等の乗算器の数、並びにＡ１及びＡ２等のタップの数は、このイコライザ部のタップ数に依存する。

空間結合器の重み（例えば、Ｗ１及びＷ２）及びイコライザのタップ（例えば、Ａ１、Ａ２、．．．、ＡＬ）は、合計器１５２０の出力部で結果的に生じる信号の振幅の変化が、最小限に抑えられるように選択される。またイコライザ部内のタップ数は、本実現形態に応じて、より多くのハードウェア又はソフトウェアを要求するトレードオフで、結果的に生じる信号の品質を改善するために選択される。性能測定・誤差信号発生器１５２２は、変形定包絡線信号用アルゴリズムを実行して、合計器１５２０の出力部において結果的に生じる信号の振幅の変化を最小限に抑えるために、重み及びタップの双方を更新する。（従って、一実施形態において、下式１９−２６を参照して述べるように、時間領域において適応フィルタタップを更新するために用いたものと同じ基準を、空間領域において重みを更新するために用いる）。従って、時空ユニット３０２は、入力ＦＭ信号の定包絡線特性を用い得る。即ち、ＦＭ信号は、一定の振幅を維持するはずである。しかしながら、多重通路エコーや雑音が発生するため、入力ＦＭ信号の振幅は、一定値を維持しない。従って、重み及びタップを用いて、多重通路エコーによって生じる振幅の変化を最小限に抑える。図１５に示した実現形態は、２つのアンテナ信号の受信に適用するだけでなく、拡張して、任意の数のアンテナからの信号の合成とエコー消去を行ない得る。この実施形態において、各入力信号は、合計器１５０４に供給される前に、対応する重み付け係数によって重み付けされる。同様に、イコライザ部（即ち、適応フィルタ１５３０）は、任意の数のタップで設計し得る。

性能測定・誤差信号発生器１５２２は、変形定包絡線信号用アルゴリズムを用いて、重み更新器１５２４及びタップ更新器１５１８に適切な情報を供給するが、このことは、下式で説明する。このアルゴリズムにおいて、費用関数を、次のように定義する。

式１９：（１／４）・Ｅ〔｜Ｘ（ｋ）｜^２−１〕^２
上式において、Ｘ（ｋ）は、合計器１５２０の出力部における時空処理後に生じる信号であり、ｋは、ｔ＝ｋＴ_Ｓによって与えられるサンプリング時間インスタンスを表し、ここで、Ｔ_Ｓは、サンプリング周期である。上式は、受信信号（例えば、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’）が、決定論的にではなくむしろ統計学的に定まるため、無作為処理の期待値として表される。時空ユニット３０２の一つの目標は、費用関数Ｊを最小限に抑え
ることであり、このことは、後述するように、重み及びタップを変えることによって実現する。

また受信信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、一般的にｒ_ｍ（ｋ）と表し得るが、ここで、ｍ＝１、２、．．．Ｎ、Ｎは、受信機のアンテナ数、ｋは、ｔ＝ｋＴ_Ｓによって与えられるサンプリング時間インスタンスであることに留意されたい。また、重みＷ１及びＷ２は、それぞれＷ１＝Ｗ１_Ｒ＋ｊＷ１_Ｉ、及びＷ２＝Ｗ２_Ｒ＋ｊＷ２_Ｉと表し得ることに留意されたい。下付き文字Ｒを用いて複素数の実部を示し、下付き文字Ｉを用いて虚部を示す。また、それらは、一般的にＷ_ｍ（ｋ）と表し得るが、ここで、ｍ＝１、２、．．．Ｎ、Ｎは、受信機のアンテナ数、ｋは、サンプリング時間インスタンスである。同様に、Ａ１、Ａ２、．．．ＡＬは、Ａ１＝Ａ１_Ｒ＋ｊＡ１_Ｉ等と表され、あるいは、一般的にＡ_ｎ（ｋ）と表し得るが、ここで、ｎ＝１、２、．．．Ｌ、Ｌは、イコライザのタップ数、ｋは、サンプリング時間インスタンスである。このように、本明細書中に与えられた式では、異なる表現を用いることがある。

次式は、異なるアンテナからの全信号の組み合わせを表す。合計器１５０４の出力部でのこの信号Ｙ（ｋ）は、次式に示すように表される。
式２０：

上式は、システム内の任意の数のアンテナに対する一般式である。２つのアンテナを有する図１５に示した実施形態において、Ｙ（ｋ）に対する式は、次のように表し得る。
式２１：

従って、合計器１５２０の出力部で得られる等化信号は、次のように表し得る。
式２２：

上式において、Ｌは、時空ユニット３０２のイコライザ部のタップ数を表す。Ｙ（ｋ−ｎ）は、遅延ユニット１５０６、１５０８、１５１０等によって時間がシフトされた合計器１５０４の出力部における重み付けされ合成された信号を表す（上式２０を参照）。

費用関数Ｊを最小限に抑えるために、重みの複素共役に対する費用関数の偏導関数は、タップの複素共役に対する費用関数の偏導関数のように０に設定する。従って、これらの
式は、次のように与えられる。

式２３：

式２４：

統計的な傾きを用いて、上式の解を求め得る。従って、重み及びタップに対する更新した式は、次のようになる。
式２５：

式２６：

上記２つの式すなわち式２６及び２６において、μは、ステップ幅を表す定数であり、ｋは、サンプリングインスタンスｔ＝ｋＴ_Ｓを表す。従って、上式は、重み及びタップの時間平均を表す。

図３において述べたように、合計器１５２０の出力は、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００にフィードバックされ、算出信号のエコーが、所定の許容可能なエコーの閾値以下に減少しているかどうかが判断される。そうである場合、導線３２０を介した制御信号は、導線３１２を選択して、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂとして導線２０８にＭＵＸ３０６を介して供給され。しかしながら、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００が、エコーが所定の閾値を越えたままであると判断された場合、時空ユニット３０２は、信
号から多重通路エコーを更に減少させるために他の繰り返しを実行し、こうして処理を繰り返す。

図１６は、図３及び４に用いた多重通路エコー検出器・信号品質モニタ３００、４０２の一実施形態を示す。図３の実施形態を用いる場合、絶対値回路１６００は、それぞれ導線３１４及び３１６を介して、入力信号Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。図４の実施形態において、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２は、導線４１６を介して合成されたＩ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’を受信する。次に、絶対値回路１６００は、デジタル合成ベースバンド信号の絶対値を計算する。理想的には、この結果は、定数値に等しくなるべきである。しかしながら、時間的に変動する移動チャンネルにおいて、送信信号は、チャンネル減衰による影響を受け得る。しかし、ＦＭ無線システムにおいて、チャンネルの変動は、広帯域ＦＭ信号の帯域幅と比較して、遅いのが普通である。従って、帯域フィルタ１６０２を用いて、多重通路エコーによって生じる絶対値の変動を抽出し、ゆっくりとしたチャンネルの変動を無視し得る。次に、帯域フィルタ１６０２の出力の平均信号強度を、平均信号強度検出器１６０４で算出する。次に、比較回路１６０６が、閾値強度１６０８等の予め設定された値と平均信号強度を比較する。次に、比較結果に基づき、判定を行なう。平均信号強度が、閾値強度値１６０８よりも大きい場合、受信信号Ｉ１’、Ｑ１’若しくはＩ２’、Ｑ２’又はそれらの組み合わせには、エコー消去処理が必要である。即ち、図３の実施形態において、Ｉ１’、Ｑ１’及びＩ２’、Ｑ２’は、時空ユニット３０２に送信され、周波数選択減衰チャンネルを処理する。図４の実施形態において、多重通路エコー検出器・信号品質モニタ４０２は、エコー相殺器４０６を使用可能にして、ダイバーシティ合成ユニット４０４から受信された信号にエコー消去を行なった後、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂとして導線２０８にその結果を出力し得る。

応用例を通して説明した様々なハードウェアユニット及び回路は、様々な機能によって再利用又は共有し得ることに留意されたい。例えば、図１７に示した回路１７１８は、上記本明細書中に記載した他の機能の実行を制御する状態機械の実現に用いることができ、又、重み付け係数Ｗ１及びＷ２の計算のみに限定されない。本発明による実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア、又は両方の組み合わせで実現し得る。例えば、実施形態の中には、状態機械の実行を制御するためにマイクロコードを有する制御回路が備えられた有限状態機械によって実現し得るものもある。他の選択肢として、ソフトウェアコードを用いて、上記機能を実行し得る。

前述の明細書において、本発明は、具体的な実施形態を参照して説明してきた。しかしながら、当業者は、様々な修正及び変更が、上記請求項に示す本発明による範囲から逸脱することなく成し得ることを認識されたい。従って、明細書及び図は、限定的というよりむしろ例示的であると見なすものとし、又、このような修正は、本発明による範囲内に全て含まれるものとする。

利益、他の利点、及び問題に対する解決策について、具体的な実施形態に関して上述した。しかしながら、利益、利点、問題に対する解決策、及び何らかの利益、利点、若しくは解決策を生じ得る又はより顕著にし得る如何なる要素（１つ又は複数）も、全ての請求項の、重要な、必要な、又は本質的な特徴若しくは要素と解釈すべきものではない。本明細書中に用いた用語“含む”、“含んでいる”、又はその用語の他の派生語は、非排他的な包括を網羅することを意図し、従って、列記された要素を含む処理、方法、物、若しくは装置は、これらの要素だけを含むのではなく、明記されていない又はこのような処理、方法、物、若しくは装置に固有な他の要素を含み得る。

本発明による一実施形態に基づく無線受信機を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図１のベースバンドユニットの一部を示すブロック図。 本発明による異なる実施形態に基づく図１のチャンネル処理ユニットの一部を示すブロック図。 本発明による異なる実施形態に基づく図１のチャンネル処理ユニットの一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図３又は４のダイバーシティ合成ユニットの一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図５のダイバーシティ合成ユニットの動作を示すフロー図。 本発明による一実施形態に基づく図５の重み付け係数決定回路の一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図５の位相推定回路の一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図５のダイバーシティ合成ユニットの一部を示すブロック図。 本発明による他の実施形態に基づく図３又は４のダイバーシティ合成ユニットの一部を示すブロック図。 本発明による他の実施形態に基づく図１０におけるダイバーシティ合成ユニットの動作を示すフロー図。 本発明による一実施形態に基づく図１０の信号特性値推定回路の一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図１０の乗算器並びに位相同期ループ・同期検出回路の一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図１３の同期検出器の一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図３の時空ユニットの一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図３又は４の多重通路エコー検出器・信号品質モニタの一部を示すブロック図。 本発明による他の実施形態に基づく図５の重み付け係数決定回路の一部を示すブロック図。 本発明による一実施形態に基づく図１７の重み値決定回路の動作を示すフロー図。

Claims (5)

1. 第１センサからの第１信号と第２センサからの第２信号を合成して、合成信号を生成するための方法であって、
   位相同期ループを用いて第１信号と第２信号との間の位相差を決定する段階であって、
   第１信号に第２信号の複素共役を乗じて、中間結果を生成するステップと、
   前記中間結果をフィルタ処理して、フィルタ処理済み中間結果を生成するステップと、
   前記フィルタ処理済み中間結果を用いて、前記位相差を得るステップと、を含む前記位相差を決定する段階と、
   第１重み付け値を決定する段階であって、第１重み付け値は、前記位相差から独立している前記段階と、
   第２重み付け値を決定する段階であって、第２重み付け値は、前記位相差から独立している前記段階と、
   第１重み付け値を第１信号に適用して、第１重み付け信号を生成する段階と、
   第２重み付け値を第２信号に適用して、第２重み付け信号を生成する段階と、
   前記位相同期ループが同期している場合、前記位相差を用いて第１重み付け信号と第２重み付け信号を合成する段階と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とを決定する段階と、
   前記位相同期ループが同期しない場合、第１及び第２信号特性に基づいて第１信号と第２信号の内１つの信号を選択して、前記合成信号の代わりに出力を供給する段階と、が含まれ、
   前記第１重み付け値を決定する段階は、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第１重み付け値を所定の値に設定すること、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第１信号の振幅の前記第２信号の振幅に対する比を用いて前記第１重み付け値を決定することを含み、
   前記第２重み付け値を決定する段階は、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第２信号の振幅の前記第１信号の振幅に対する比を用いて前記第２重み付け値を決定すること、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第２重み付け値を前記所定の値に設定することを含む、方法。
2. 第１センサからの第１信号と第２センサからの第２信号を合成して、合成信号を生成するための方法であって、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とを決定する段階であって、第１及び第２信号特性の各々は、信号対雑音比特性ではない前記段階と、
   第１信号と第２信号を合成して、前記合成信号を生成する時、第１信号特性を用いて第１信号を重み付けする段階と、
   位相同期ループを用いて第１信号と第２信号との間の位相差を決定する段階であって、
   第１信号に第２信号の複素共役を乗じて、中間結果を生成するステップと、
   前記中間結果をフィルタ処理して、フィルタ処理済み中間結果を生成するステップと、
   前記フィルタ処理済み中間結果から前記位相差を分離するステップと、を含む前記位相差を決定する段階と、
   前記位相同期ループが同期している場合、前記合成信号を生成する前に前記位相差を用いて、第１信号と第２信号の内、少なくとも１つの信号の位相を補正する段階と、
   前記位相同期ループが同期しない場合、第１及び第２信号特性に基づいて第１信号と第２信号の内１つの信号を選択して、前記合成信号の代わりに出力を供給する段階と、が含まれ、
   前記第１信号を重み付けする段階は、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第１重み付け値を所 定の値に設定すること、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第１信号の振幅の前記第２信号の振幅に対する比を用いて前記第１重み付け値を決定することを含む、方法。
3. 第１センサからの第１信号と第２センサからの第２信号を合成して、合成信号を生成するための方法であって、
   位相同期ループを用いて第１信号と第２信号との間の位相差を決定する段階と、
   第１信号の第１信号特性を決定する段階であって、第１信号特性は、信号対雑音比特性ではない前記段階と、
   第１信号と第２信号を合成して、前記合成信号を生成する時、第１信号特性を用いて第１信号を重み付けする段階と、
   第２信号の第２信号特性を決定する段階と、
   第１信号と第２信号を合成して、前記合成信号を生成する時、第２信号特性を用いて第２信号を重み付けする段階と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とに基づき、第１重み付け値を決定する段階と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とに基づき、第２重み付け値を決定する段階と、
   前記位相同期ループが同期している場合、前記合成信号を生成する前に前記位相差を用いて、第１信号と第２信号の内、少なくとも１つの信号の位相を補正する段階と、
   前記位相同期ループが同期しない場合、第１及び第２信号特性に基づいて第１信号と第２信号の内１つの信号を選択して、前記合成信号の代わりに出力を供給する段階と、が含まれ、
   前記第１重み付け値を決定する段階は、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第１重み付け値を所定の値に設定すること、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第１信号の振幅の前記第２信号の振幅に対する比を用いて前記第１重み付け値を決定することを含み、
   前記第２重み付け値を決定する段階は、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第２信号の振幅の前記第１信号の振幅に対する比を用いて前記第２重み付け値を決定すること、
   前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第２重み付け値を前記所定の値に設定することを含む、方法。
4. 受信機であって、
   第１センサからの第１無線周波数信号を受信するための第１入力部と、第２センサからの第２無線周波数信号を受信するための第２入力部と、第１無線周波数信号に対応する第１ベースバンド信号を供給するための第１出力部と、第２無線周波数信号に対応する第２ベースバンド信号を供給するための第２出力部と、を有する高周波ユニットと、
   前記高周波ユニットに接続されたベースバンドユニットであって、
   位相同期ループを用いて第１信号と第２信号との間の位相差を決定するとともに、前記位相同期ループが同期しているか否かを示す同期信号を生成する回路と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とを決定する回路と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とに基づき、第１重み付け値および第２重み付け値を決定する重み付け係数決定回路と、
   第１重み付け値を第１信号に適用して、第１重み付け信号を生成するともに、第２重み付け値を第２信号に適用して、第２重み付け信号を生成する回路と、
   第１重み付け信号と第２重み付け信号を合成して合成信号を生成する合成器と、
   前記同期信号が前記位相同期ループが同期していることを示すとき、前記合成信号を出力し、前記同期信号が前記位相同期ループが同期していないことを示すとき、第１及び第２信号特性に基づいて第１信号と第２信号の内１つの信号を選択して、前記合成信号の代わりに出力する回路とを含む前記ベースバンドユニットと、が含まれ、
   前記重み付け係数決定回路は、前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第１重み付け値を所定の値に設定し、かつ前記第２重み付け値を前記第２信号の振幅の前記第１信号の振幅に対する比を用いて決定し、
   前記重み付け係数決定回路は更に、前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第１重み付け値を前記第１信号の振幅の前記第２信号の振幅に対する比を用いて決定し、かつ前記第２重み付け係数を前記所定の値に設定する、受信機。
5. 受信機であって、
   第１センサから第１信号を受信し、又、第２センサから第２信号を受信するための第１手段と、
   位相同期ループを用いて第１信号と第２信号との間の位相差を決定するとともに、前記位相同期ループが同期しているか否かを示す同期信号を生成する手段と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とを決定する手段と、
   第１信号の第１信号特性と第２信号の第２信号特性とに基づき、第１重み付け値および第２重み付け値を決定する手段と、
   第１重み付け値を第１信号に適用して、第１重み付け信号を生成するともに、第２重み付け値を第２信号に適用して、第２重み付け信号を生成する手段と、
   第１重み付け信号と第２重み付け信号を合成して合成信号を生成する手段と、
   前記同期信号が前記位相同期ループが同期していることを示すとき、前記合成信号を出力し、前記同期信号が前記位相同期ループが同期していないことを示すとき、第１及び第２信号特性に基づいて第１信号と第２信号の内１つの信号を選択して、前記合成信号の代わりに出力する手段と、
   が含まれ、
   前記第１重み付け値および第２重み付け値を決定する手段は、前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より大きい場合、前記第１重み付け値を所定の値に設定し、かつ前記第２重み付け値を前記第２信号の振幅の前記第１信号の振幅に対する比を用いて決定し、
   前記第１重み付け値および第２重み付け値を決定する手段は更に、前記第１信号の振幅が前記第２信号の振幅より小さい場合、前記第１重み付け値を前記第１信号の振幅の前記第２信号の振幅に対する比を用いて決定し、かつ前記第２重み付け係数を前記所定の値に設定する、受信機。

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