JP4269855B2 - データ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、データ受信装置に関し、高速のデジタルデータを差動ケーブルで伝送する際に生じる信号減衰と伝播スキューの影響を低減するデータ受信装置に関する。

ツイステッドペアケーブル等のように対になった導電体に差動信号としてクロックやＮＲＺデータを伝播させるデジタルデータ伝送方式は、送受信機の電位差変動に強いこと、外来ノイズが差動受信回路の同相電圧除去作用で排除できること、不要輻射を小さくできること等の多くの利点を有するため、高速且つ１０乃至１００メートル程度の中距離データ伝送に広く用いられている。

導電体には必ず有限の単位伝送長あたりの減衰がある。しかもそれは表皮効果に起因する高周波成分に対して顕著に現れる減衰であるため、伝送距離を長くとることと伝送データ速度を大きくとることには相反関係がある。この相反関係を解消する手法として、伝送路における上述した減衰を補償する回路を受信側に設けて受信機に導電体の減衰がなかったかのような信号を再生させるイコライザ（等化器）を用いる技術がある。この場合、伝送路となる導電体に応じて減衰量が異なるため、幅広く適用できるように周波数特性が可変の能動回路が用いられている（例えば、特許文献１参照。）。さらに、その特性を自動的に調整する技術もある（例えば、特許文献２参照。）。

しかしながら、このような適応的等化器は、ＮＲＺデータが確率的に頻繁に遷移することを想定しており、実際のデータに存在しがちな連続する大量の０データを伝送する場合等のような特異な遷移パターンに対して受信障害が生じ易いという欠点があった。

さらに、ツイステッドペアケーブル（導電体対ケーブル）等の対になった導電体で差動信号を伝送するときに伝送距離と伝送のデータ速度の相反関係を決める要因は、もうひとつ存在する。

対をなす導電体には、必ず物理的な長さや被覆の誘電率に差異があるため、伝播遅延時間にも有限の差が生じる。このような導電体対を伝播してきた差動信号は、受信端において正負の信号が時間差をもって到着する現象、いわゆるスキューを生じ、これにより受信端差動信号に時間的にずれた伝送信号が重畳するシンボル間干渉を起こす。一般的に製造されるツイステッドペアケーブルでは、１ｍあたりのスキューが１０ｐｓにおよぶことも稀ではない。スキューがＮＲＺのビット周期の４分の１を超えると単純な比較器で差動信号のゼロクロスを検出するだけでは正しいデータ受信ができなくなるとされるので、ビット周期が５００ｐｓである２Ｇｂｐｓの信号を差動で伝送できる距離は、１２．５ｍ程度に制限されることになる。

例えば、典型的なケーブルの減衰特性が図１６に示されている。図１６では、画像データの伝送信号に関して示したものであるが、ＵＸＧＡ、ＳＸＧＡ、ＸＧＡ等の形式によって異なるものの、ケーブル長が大きくなると振幅減衰も大きくなっていることがわかる。また、典型的なケーブルにおけるペア間のスキュー特性が図１７に示されている。ツイストテンションコントロールやコネクタを組み上げる時点での調整を行えば、スキューを１／３程度に減少させることができるといわれているが、ケーブル長が大きくなると、スキューも増大することがわかる。

したがって、このような制約を超えて効率的な伝送を行うためには、ツイステッドペアケーブルの正負信号線の伝播遅延をケーブル毎に調整する必要があった。スキューによるシンボル間干渉を除去する回路としては、特許文献３に記載された光ディスクデータ再生に関するトランスバーサルフィルタを用いた等化技術や、特許文献４に記載された光ファイバ通信に関する多閾値比較器を用いた等化技術の転用が可能である。

ところが、上述した技術を用いたとしても、ケーブル毎にばらつくスキュー量に広く対応する受信装置を製造するには、スキュー量及び前述の表皮効果に起因する高周波減衰によるシンボル間干渉を考慮してトランスバーサルフィルタの加算重み係数や多閾値比較器の閾値を正しく等化できるように微妙且つ複雑に制御する必要があった。さらに、トランスバーサルフィルタや多閾値比較器は、ＮＲＺ伝送速度で動作する高速回路であるため、高速データ伝送を実現するには、高速且つ高精度に動作させねばならず、受信装置の消費電力を大きくしてしまうという欠点があった。

特許２８３００８７号公報 特開平１１−１２２０４１号公報 特許３２０８８６５号公報 特開平１１−２４３４２８号公報

本発明は、高速のデジタルデータを差動ケーブルで長距離伝送する際にケーブルで生じる周波数特性のある減衰と差動対の正負非対称による伝播スキューにより劣化した差動受信信号波形から正確な伝送信号を再生できる低エラー率のデータ受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係るデータ受信装置は、差動導電体対を介して伝送される基準クロック信号と、該基準クロック信号が伝送される差動導電体対と同等の差動導電体対を介して伝送されるＮＲＺ信号とを受信するデータ受信装置において、基準クロック信号の伝送路である差動導電体対における減衰特性を推定する推定手段と、推定手段にて推定された減衰特性に応じてＮＲＺ信号の伝送路減衰を補償する補償手段と、補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第１の閾値電圧とを比較する第１の比較手段と、補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第２の閾値電圧とを比較する第２の比較手段と、第１の比較手段と第２の比較手段の何れかの比較結果をＮＲＺ信号の再生信号として選択する選択手段と、選択手段にて選択された再生信号を所定のサンプリングクロック信号に基づいて複数段シフトさせるシフトレジスタ手段と、シフトレジスタ手段における各タップ出力と第１、第２の比較手段からの比較結果とに応じて選択手段における信号選択を制御する制御手段とを備える。これにより、データ受信装置は、差動導電体対を伝播して生じる振幅減衰及び伝播スキューを補償する。

ここで、上記制御手段は、シフトレジスタ手段の一のタップ出力により選択手段における信号選択を制御し、第１の比較手段からの比較結果と第２の比較手段からの比較結果との不一致を検出する不一致検出結果、又はシフトレジスタ手段の一のタップ出力に対して第１、第２の比較手段からの比較結果が期待する出力でないことを検出する期待値外検出結果のいずれかが得られたとき、シフトレジスタ手段のタップ出力を変更し、変更されたタップ出力により選択手段における信号選択を制御することが挙げられる。

本発明に係るデータ受信装置は、差動導電体対を介して伝送されるＮＲＺ信号を受信するデータ受信装置において、ＮＲＺ信号のクロックの分周信号を受信して逓倍し基準クロック信号とする逓倍手段と、分周信号の伝送路である差動導電体対における減衰特性を推定する推定手段と、推定手段にて推定された減衰特性に応じてＮＲＺ信号の伝送路減衰を補償する補償手段と、補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第１の閾値電圧とを比較する第１の比較手段と、補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第２の閾値電圧とを比較する第２の比較手段と、第１の比較手段と第２の比較手段の何れかの比較結果をＮＲＺ信号の再生信号として選択する選択手段と、選択手段にて選択された再生信号を逓倍手段から得られた基準クロック信号に基づいて複数段シフトさせるシフトレジスタ手段と、シフトレジスタ手段における各タップ出力と第１、第２の比較手段からの比較結果とに応じて選択手段における信号選択を制御する制御手段とを備える。これにより、データ受信装置は、差動導電体対を伝播して生じる振幅減衰と伝播スキューを補償する。

本発明によれば、差動伝送で生じる高周波減衰をＮＲＺデータの遷移パターンに左右されることなく安定に補償することができる。また、差動導電体対が有する正負信号の遅延時間差によるスキューがＮＲＺデータのビット周期を超える程度に大きくても正しいＮＲＺデータを再生でき、しかも受信回路の初段には差動受信回路を用いるので同相ノイズを除去してエラーレートの小さなデータ受信が可能になる。さらに、そのスキュー量が予測不能で広範囲に分布している場合にも適応的に補償が行われ、適応補償のためにトランスバーサルフィルタや閾値制御比較器を設ける必要がないので低電力のデータ伝送を実現できる。

本発明では、大量の連続する０を伝送する場合等でも高周波減衰を補償可能な適応的等化器を正しく動作させるために、基準クロックの減衰特性の推定に基づいてＮＲＺ信号に対する補償フィルタの特性制御を行うことを特徴としている。基準クロックは、ＮＲＺデータ周期と同一周期若しくはその整数倍で必ず０と１の遷移を繰り返すため、基準クロックの受信端での振幅を観測することによって導電体の高周波減衰特性を推定できる。通常、データ伝送において基準クロックとＮＲＺデータは、ほぼ同じ特性の導電体が用いられる。互いの長さに製造上１０ｍｍ程度の差が生じたとしても、それによる減衰の差は無視しうるほど小さい。したがって、その推定量をＮＲＺ信号受信部に供給すれば、ＮＲＺ信号が如何なる遷移パターンをもっていたとしても、これに影響されない安定な高周波減衰補償が可能になる。

また、本発明では、差動導電体対の正負信号の伝播時間スキューを補償するために、高周波減衰を補償した差動電圧を２つの閾値電圧と比較する２つの比較器に入力し、それらの比較器の出力のどちらをＮＲＺデータの再生値として採用するかを選択する切替手段を設ける。切換手段における切り替え動作は、ＮＲＺデータの再生値をサンプリングクロックで転送するＦＦとそのレジスタの値に応じて行う。

このスキュー補償の原理を図２にて説明する。送信端において差動導電体対の正の信号線にＮＲＺデータ００１０１１００が与えられたとすると、負の信号線にはその反転である１１０１００１１が与えられる。これらが正負信号のスキューなしに受信端に到達すれば、正の受信端信号は図２（ａ）に、また負の受信端信号は図２（ｂ）に示すようになる。これらの差動信号は、図２（ｃ）に示すように−１−１＋１−１＋１＋１−１−１ という２値信号となるから、０を閾値としてこれを判定すれば、送信した信号を再生できる。

ところが、正負信号間のスキューによって負信号が正信号よりも１ビット周期だけ遅く到達する場合、正負の受信端信号は、図２（ｄ）、図２（ｅ）に示すようになり、差動信号は、図２（ｆ）に示すように−１０００＋１０−１という３値信号になる。そのため、０を閾値として信号を再生することができない。

そこで本発明では、２つの閾値として＋１／２と−１／２とを用意して図２（ｆ）の鎖線で示す閾値にて判定した値を再生値として採用している。これにより正しい信号を再生できる。採用すべき閾値は、前の再生値が０のときは−１／２に、前の再生値が１のときは＋１／２にすればよい。そのため再生値を記憶するためのシフトレジスタを設けている。このサンプリング回路及びシフトレジスタ２０を図３に示す。

このサンプリング回路及びシフトレジスタ２０は、選択回路１９によって出力値で異なる閾値をもつ比較器からの出力を選択する。仮にスキュー量が２、３ビット周期又はそれ以上に増えた場合でも、選択信号を取り出すＦＦ（フリップフロップ）のタップ位置を後段にすれば対応できる。

さらに本発明では、基準クロック信号に周波数同期したクロックの位相を各ＮＲＺ信号データ遷移に位相同期させることで再生信号を取り込むサンプリングクロックを得、前述のスキュー補償による信号再生を正確に行っている。高周波減衰を補償した受信差動信号は、基本的には前述した３値信号であるが、具体的には、図４に示すようなアイパターンになる。

図４には、あるビット周期Ｔにおける差動電圧の推移が太線にて記されている。図４に示す網掛表示領域は、全ての電圧推移曲線が内包された遷移領域を示している。一点鎖線は、ビット時間内に設けるべきサンプリング点の候補であり、ここでは１０個の候補が示されている。候補１−３間と候補５−７間は、各々差動導電体対の正負何れかの受信端電圧が遷移する時間帯に相当している。

現実の信号伝送では、送信側自体にジッタがあるうえに、伝送中に信号に加味されたノイズや高周波減衰補償の不完全性もまた受信端信号にジッタを与えるため、閾値電圧との交点が遷移領域内にあるサンプリング候補点１、２、３、５、６、７で採取されたサンプル電圧には、遷移の前後で取り込んだデータが混在している場合がある。遷移の前後では、差動スキューに何ビット前のデータが重畳されているかが異なっているため、異なる閾値をもつ２つの比較器１６，１７の出力から再生信号を選択するための選択信号をＦＦの何れのタップから取り出せばよいかが確定できず、正しい信号再生ができなくなってしまう。

そこで、本発明ではサンプリング点を、例えば図４で示す候補４、８、９、０の何れかかにする、望ましくは最も遷移領域と時間的に離れていて安定な候補９にロック（固定）することにより、以上のような問題点を回避している。

以下、本発明の具体例について図面を参照して詳細に説明する。図１には、本発明の第１の具体例であるデータ受信装置１が示されている。

データ受信装置１にデータを送信しているデータ送信装置１０１は、ＦＦ（フリップフロップ）１１１により、基準クロックに同期してＮＲＺデータを出力している。基準クロックとＮＲＺデータは、それぞれアンプ１１２、１１３によって反転信号を生じるとともに増幅され送信端１１０を介して差動導電体対（例えばツイストペアケーブル）へ送出される。

データ受信装置１は、基準クロックを伝送する差動導電体対１１０Ａ及びＮＲＺデータを伝送する差動導電体対１１０Ｂが接続される受信端１０を有し、基準クロックを伝送している差動導電体対１１０Ａの受信端は、高周波減衰推定回路１１の入力とクロック再生回路１３に接続されている。この高周波減衰推定回路１１は、高周波減衰特性の推定量を算出し高周波減衰補償回路１２に出力している。ＮＲＺデータを伝送している差動導電体対１１０Ｂの受信端は、高周波減衰補償回路１２の入力に接続されている。この高周波減衰補償回路１２は、高周波減衰特性の推定量に基づいて受信信号を補償している。

高周波減衰補償回路１２の出力は、比較器１６，１７によって、異なる閾値発生回路１５ａ，１５ｂから供給されるそれぞれの閾値と比較される。各比較器の出力は、選択回路１９に送られて選択されたほうが再生信号として採用される。選択回路１９に与えられる選択信号は、再生信号を所定のサンプリングクロックでサンプリングし且つ時間シフトするサンプリング回路及びシフトレジスタ２０の複数のタップ出力からスキュー推定器１８によって最適と判断されたものである。スキュー推定器１８は、２つの比較器１６、１７の出力を常に監視しながら最適な選択信号を決定している。クロック再生回路１３は、基準クロックの受信端信号からクロックを再生してＤＬＬ１４に入力する。ＤＬＬ１４は、位相が高周波減衰補償回路１２出力の遷移点に対して調整されたサンプリングクロックを生成し、サンプリング回路及びシフトレジスタ２０及びスキュー推定器１８に供給する。

続いて、高周波減衰特性推定回路１１及び高周波減衰補償回路１２について、図５を用いて具体的に説明する。高周波減衰特性推定回路１１は、差動導電体対１１０Ａから入力した基準クロックを増幅器２２にて増幅し、高域強調フィルタ２３にて高周波成分を強調する。高域成分が強調された基準クロックは、ゲイン可変増幅器２４にて利得調整され、加算器２５によって重み付け加算される。重み付け加算された基準クロックは、振幅検出回路２６、ループフィルタ２７を通過してフィードバックの結果で定まる重みの制御量が与えられる。

すなわち、図５に示す高周波減衰特性推定回路１１は、ＡＧＣ（Auto Gain Control）回路を応用したものであり、基準クロックの受信端信号に伝送で減衰した高周波成分を強調した信号を重み付け加算し、その結果が伝送路減衰を受ける前の本来の振幅になるように重みをフィードバック制御している。したがって、この重みの制御量は、基準クロックを伝送した差動導電体対１１０Ａの高周波減衰特性を推定した結果になる。

高周波減衰補償回路１２は、差動導電体対１１０Ｂから入力したＮＲＺデータを増幅器２８にて増幅し、高域強調フィルタ２９にて高周波成分を強調する。ＮＲＺデータを伝送する差動導電体対１１０Ｂの高周波減衰特性は、基準クロックの特性に近いため、前述のフィードバックループの中に用いたのと同様の高周波強調フィルタ２９と重み付け用の加算器３１とをＮＲＺ受信側にも設け、高域が強調された信号に対してゲイン可変増幅器３０にフィードバックの結果で定まる重みの制御量を与えて利得調整すれば、加算器３１の出力は、導電体による高周波減衰が補償された信号になる。

なお、図５の高周波減衰推定回路１１は、基準クロックの差動信号を用いずに正信号を単独で用いている。これは、基準クロックの受信端での差動信号には正負信号線のスキューによる振幅の変調が生じているためで、この影響を排除する必要があるからである。この場合、ＡＧＣ回路は、差動で受信すれば同相ノイズとして除去できた成分を分けられず、ＡＧＣ回路内に導いてしまう虞がある。しかし、このようなノイズの影響は、ＡＧＣループの時定数を十分に長くとって平均化することで排除できる。

次に、図６乃至図８を用いてスキュー推定器１８について説明する。このスキュー推定器１８の目的は、サンプリングクロックが捕らえた再生信号のサンプル値が何クロック分のスキューをもった正負信号の差電圧であるかを推定することである。

ここで、スキューのある差動信号から元信号を推定する方法の一例について説明する。送信端に式（１）、式（２）に示すような周期ＴのＮＲＺ信号ｐ（ｔ）とその反転信号ｎ（ｔ）があるとする。

ｐ（ｔ）＝Ｓ_ｎ ；ｎＴ≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ・・・（１）
ｎ（ｔ）＝１−Ｓ_ｎ；ｎＴ≦ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ・・・（２）

これらの信号が各々伝送線を通って受信端に到達したときにスキューτが生じていた場合、受信端の差動信号ｒ（ｔ）は、式（３）に示すようになり、この式（３）を周期Ｔにてサンプリングするとサンプリング信号Ｒ_ｎは、式（４）のようになる。

ｒ（ｔ）＝ｐ（ｔ）−ｎ（ｔ−τ）・・・（３）
Ｒ_ｎ＝Ｓ_ｎ−（１−Ｓ_ｎ−ｍ）＝Ｓ_ｎ＋Ｓ_ｎ−ｍ−１・・・（４）

但しここで、ｍは、τ／Ｔを挟む整数のどちらかの値をとる。ｍ＝０のときは、Ｒ_ｎは、式（５）のようになるから、ｐ（ｔ）とｍ（ｔ）の伝送によるノイズ混入を想定した場合に、Ｒ_ｎからＳ_ｎを推定するには、Ｒ_ｎに対して閾値を０として、＋１に近ければＳ_ｎを１とし、−１に近ければＳ_ｎを０と推定すればよい。

ｍ＝０のとき Ｒ_ｎ＝２Ｓ_ｎ−１＝＋１（Ｓ_ｎ＝１）又は−１（Ｓ_ｎ＝０）・・・（５）

また、ｍ≠０のときは、Ｒ_ｎは、式（６）に示すようになる。この場合、Ｓ_ｎの推定を行う時点でＳ_ｎ−ｍの推定は終了しているから、Ｓ_ｎ−ｍの推定値が１ならば、Ｓ_ｎの推定は、Ｒ_ｎに対して閾値＋１／２で行い、Ｓ_ｎ−ｍの推定値が０ならば、Ｓ_ｎの推定は、閾値−１／２で行えばよいことが式（６）よりわかる。

ｍ≠０のとき
Ｒ_ｎ＝Ｓ_ｎ＋Ｓ_ｎ−ｍ−１＝＋１（Ｓ_ｎ＝１，Ｓ_ｎ−ｍ＝１）
又は０（Ｓ_ｎ＝０，Ｓ_ｎ−ｍ＝１又はＳ_ｎ＝１，Ｓ_ｎ−ｍ＝０）
又は−１（Ｓ_ｎ＝０，Ｓ_ｎ−ｍ＝０）
・・・（６）

これを表にすると以下のようになる。

Ｓ_ｎの推定に過去に行ったＳ_ｎ−ｍの推定の結果が用いられるということは、最初の推定を誤ると全ての推定を誤る可能性がある。しかし、ＮＲＺ信号Ｓ_ｎが一定の繰り返し信号でない限り、式（７）、式（８）に示すｎが存在する。

Ｓ_ｎ−ｍ＝Ｓ_ｎ＝１・・・（７）
Ｓ_ｎ−ｍ＝Ｓ_ｎ＝０・・・（８）

式（７）の場合、Ｒ_ｎ＝１であるから、閾値が＋１／２であっても−１／２であってもＳ_ｎの推定は、Ｓ_ｎ＝１となり、正しい推定が行われる。式（８）の場合、Ｒ_ｎ＝−１であるから、閾値が＋１／２であっても−１／２であってもＳ_ｎの推定は、Ｓ_ｎ＝０となり、正しい推定が行われる。この正しい推定値が次に過去の推定値Ｓ_ｎ−ｍとして使用されれば、これ以降は式（７）、式（８）が成立していなくとも以後正確な推定が行われる。

続いて、上述の推定方法に基づいたスキュー推定器１８におけるスキュー推定方法を図６に示す。

スキュー推定器１８は、ステップＳ１において、初期状態においてスキューが０クロックであると仮定する。この仮定では２つの比較器１６，１７の出力の何れの値を再生値として採用してもよい。なぜならば、サンプル点において高周波減衰補償回路１２からの出力は、図２（ｃ）に示すように、常に＋１か−１になっているはずである。

スキュー推定器１８は、ステップＳ２において、スキュー０を仮定している間は選択信号をどちらかに、ここでは０に固定しつつ、続くステップＳ３において２つの比較器１６，１７からの出力に不一致がないかを監視する。

ステップＳ３にて不一致が検出されれば、スキューが０クロックだという仮定を破棄し、スキュー推定器１８は、ステップＳ４にてスキューを１クロックと仮定し直す。

このときの高周波減衰補償回路１２からの出力とスキュー推定器１８が出力する閾値の選択は、図２（ｆ）に示したように推移する。ステップＳ６において、スキュー推定器１８が閾値−１／２を採用しているときに期待する高周波減衰補償回路１２の出力は−１か０であり、＋１はありえないことになる。逆にスキュー推定器１８が閾値＋１／２を採用しているときに期待する高周波減衰補償回路１２の出力は＋１か０であり、−１はありえない不適正値ということになる。

すなわち、ステップＳ７において、２つの比較器１６，１７からの出力を監視するスキュー推定器１８がこれらの不適正値を検出した場合、スキューが１クロックだという仮定を破棄し、ステップＳ８へと進む。ステップＳ８では、スキュー仮定値が上限であるか判別する。上限未満の場合には、ステップＳ１に戻る。上限に達していた場合、ステップＳ４に戻って仮定スキュー値を１繰り上げ、スキューを２クロックと仮定し直す。

以下、同様にスキュー推定器１８は、比較器１６，１７の出力の不適正値を検出する度に仮定を増量していく。ハードウェアにて予め用意されたスキューの上限が破棄された場合は、スキュー０の仮定に戻って処理を繰り返す。

上述の図６に示したスキュー推定処理を実現するスキュー推定器１８の回路構成例を図７に示す。スキュー推定器１８は、ＦＦ（フリップフロップ）３２，ＦＦ３３，ＦＦ３４を備え、比較器１６，１７の出力が接続されている。ＦＦ３２の入力Ｄには比較器１６の比較結果が入力され、ＦＦ３２のＱは、ＥｘＯＲゲート３５及びＡＮＤゲート３７に入力されている。ＦＦ３３の入力Ｄには、比較器１７の比較結果が入力され、ＦＦ３３のＱは、ＥｘＯＲゲート３５及びＡＮＤゲート３６に入力されている。ＡＮＤゲート３６には反転されて入力されている。ＦＦ３４の入力Ｄには、後述の選択回路４０の結果が入力され、ＦＦ３４のＱは、ＡＮＤゲート３６及びＡＮＤゲート３７に入力されている。Ｑは、ＡＮＤゲート３７には反転されて入力されている。ＡＮＤゲート３６及びＡＮＤゲート３７の出力は、ＯＲゲート３８に接続されている。

したがって、ＥｘＯＲゲート３５より出力される信号は、ステップＳ３における不一致を検出した場合であり、スキュー仮定値レジスタ３９は、スキュー仮定値Ｑ１又はＱ０を決定して選択回路４０に出力する。選択回路４０には、リセット値０がリセット回路４１から送られている。このスキュー推定器１８の場合、スキューとして０クロックから３クロックまでの４値を仮定できるようにしている。また、スキュー推定器１８における各クロックパルスは、サンプリング回路及びシフトレジスタ２０と同一のクロックが送られている。

図８にスキュー仮定値レジスタ３９の構成例を示す。この回路は、選択回路４２にて受けた比較器１６又は比較器１７の比較結果を選択回路４３及び選択回路４６に出力する。ＦＦ４４は、サンプリングクロックに同期して選択回路４３における選択信号をＱ０として外部の選択回路４０及び後段のＥｘＯＲゲート４５に送っている。ＥｘＯＲゲート４５では、ＦＦ４４の出力とＦＦ４７の出力信号であるＱ１と排他的論理和をとり、選択回路４６に送る。ＦＦ４７は、サンプリングクロックに同期して選択回路４６における選択信号をＱ１として外部の選択回路４０に出力している。仮定値Ｑ１、Ｑ２は、ＯＲゲート４８に入力され、ＯＲゲートの出力は、選択回路４２に入力されている。

すなわち、この回路は、不一致検出又は期待値外検出が１回でも立つと仮定値Ｑ１、Ｑ０を変更する構成になっている。しかし、一時的なノイズによる擾乱に対してはスキュー仮定値を変更しないほうがよい場合もある。そこで、ＩＮＣ／ＨＯＬＤ信号にバッファを設け、一定期間内に一定数以上の頻度で不一致か期待値外が検出されたときのみ仮定値Ｑ１、Ｑ０を変更するとよい。

続いて、図９にデータ受信装置１のクロック再生回路１３の構成を示す。図９は、クロック再生回路１３となる多相クロックＶＣＯ（電圧制御発振器）６１をもつＰＬＬ回路の構成を示している。基準クロックの受信端差動電圧は、差動増幅器５１にて増幅され、比較器５４において閾値発生回路５２から入力した閾値（＋１／２）と比較され、比較器５５にて閾値発生回路５３から入力した閾値（−１／２）と比較されて２つの参照クロックが生成される。参照クロックを２つ得るのは、差動電圧に閾値をおくと差動スキューの影響で閾値近傍での差動電圧のスルーレートが極端に低下しＰＬＬの参照クロックがノイズの影響を受け易くなることを防止するためである。

２つの参照クロックのうち一方は、周波数位相比較器５６にてＶＣＯの第０相出力と周波数位相比較されチャージポンプ５８を駆動する。また、他方は、周波数位相比較器５７にてＶＣＯの第０相出力と周波数比較されチャージポンプ５９を駆動する。各チャージポンプからの出力は、ループフィルタ６０の出力と併せてＶＣＯ６１に入力される。その結果、ＶＣＯの第０相出力は、差動信号の０クロス点付近にロックする。

図１０は、図９のクロック再生回路１３に用いる多相クロックＶＣＯの構成例を示している。ＶＣＯ６１は、電圧制御差動遅延回路６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄ、６２ｅを備えた１０相出力ＶＣＯ回路になっている。

図１１には、本発明に好適なサンプリングクロックを生成するデジタルＤＬＬの構成を示している。ＤＬＬ１４は、クロック再生回路１３の１０相出力ＶＣＯ回路から供給された１０相のクロックから１つを選択してサンプリングクロックとして出力している。ＤＬＬ１４は、サンプリングクロックとなる再生クロックを選ぶために、比較器出力をある相Ｎクロックで取り込んだ値と次の相Ｎ＋１で取り込んだ値を比較して、不一致があれば２つのクロックの間に遷移領域があったと判断して遷移検出信号を１クロック期間立てる。図１１には、遷移を検出する遷移検出器７０が示されているが、実際には、Ｎ＝０〜１０に対応する１０個の遷移検出器が並列に配置されている。

比較器１６における比較結果は、ＦＦ７１の入力Ｄ及びＦＦ７２の入力Ｄに入力される。ＦＦ７１のＱから出力された信号Ｅ１、及びＦＦ７２のＱから出力された出力された信号Ｌ１は、ＥｘＯＲ回路７３に入力され、ＦＦ７４を介して＋１／２（閾値１）における遷移検出出力Ｎとしてクロック選択制御回路７９に出力される。

同様にして比較器１７における比較結果は、ＦＦ７５の入力Ｄ及びＦＦ７６の入力Ｄに入力される。ＦＦ７５のＱから出力された信号Ｅ２、及びＦＦ７６のＱから出力された出力された信号Ｌ２は、ＥｘＯＲ回路７７に入力され、ＦＦ７８を介して−１／２（閾値２）における遷移検出出力Ｎとしてクロック選択制御回路７９に出力される。実際には、並列に接続されるＮ＝０〜１０に対応するすべての遷移検出器にて検出された遷移検出信号がクロック選択制御回路７９に入力される。

このようにＤＬＬ１４は、サンプリングクロックとなる再生クロックを選ぶために、比較器出力をある相Ｎクロックで取り込んだ値と次の相Ｎ＋１で取り込んだ値を比較して、不一致があれば２つのクロックの間に遷移領域があったと判断して遷移検出信号を１クロック期間立てる。

図１２は、上述したＤＬＬ１４の動作タイミングを示している。クロック選択制御回路７９は、検出信号の集計をとり、例えば図４のような高周波減衰補償回路１２の出力アイパターンになる場合、サンプリング候補点９に相当する再生クロックを選択する。

なお、ここで遷移検出器は、データ伝送速度で動作する多数のフリップフロップ等からなる回路であり動作時消費電力が大きいため、ＤＬＬ１４を間欠動作にしてもよい。それは、基準クロックに同期している再生クロックとＮＲＺデータとの位相差は、基準クロックを伝送する差動導電体対１１０ＡとＮＲＺデータを伝送する差動導電体対１１０Ｂとの遅延差に基づくものであるから、最適なクロックの選択は、温度ドリフトのような緩やかで僅かな遅延変化に追従できればよいからである。ＤＬＬ１４は、遷移検出器の動作時に集計した遷移検出出力の情報に基づいて決定したクロックの選択を次の検出器動作時間まで保持しておけばよい。或いは遷移検出器を１０個並列に並べるのではなく、１個の遷移検出器においてＮをスキャンしながら遷移検出出力を集計することも可能である。

続いて、本発明の第２の具体例を図１３に示す。第２の具体例であるデータ受信装置２は、参照クロックがＮＲＺデータのクロックそのものではなく、このクロック信号を固定比Ｍで分周した信号であり、クロック再生回路１３の代わりにＭ倍逓倍回路８１が設けられている点が特徴である。そのため、データ送信装置１０１は、Ｍ分周回路８２を備え、この回路によってＮＲＺデータのクロック信号をＭ分周している。図１３において、図１に示すデータ受信装置１と同様の構成については、同一の番号を付して詳細な説明は省略する。

図１４には、第２の具体例に好適な高周波減衰特性推定回路８３の構成が示されている。この回路は、加算器２５から出力される高周波減衰が補償された基準クロックをサンプリングするＳ／Ｈ８４、Ｓ／Ｈ８５を備え、差動増幅器８６によってこれらの出力を増幅し、ループフィルタ２７に出力している。すなわち、基準クロックの受信端信号にその高周波成分を強調した信号を重み付け加算した結果に対して遷移時間を避けてクロックが１である時間帯に、前後２回のサンプリングを行って電圧の差を高周波強調成分の加算重みにフィードバックすることで高周波減衰を補償する最適な重みを求め、これを高周波減衰特性推定量としている。

この回路の原理は、高周波強調成分の加算重みが周波減衰を補償する量であるときは、図１５（ｂ）に示すようにクロックが１の期間の電圧が一定になって２つのサンプル電圧は等しくなるのに対し、重みに過不足がある状態では、図１５（ａ）と図１５（ｃ）のようにサンプル電圧に差が生じることに基づいている。

これにより、高速のデジタルデータを差動ケーブルで長距離伝送する際にケーブルで生じるスキューにより劣化した差動受信信号波形から正確な伝送信号を再生できる。

本発明は、差動信号を伝送するときの伝送距離と伝送のデータ速度の相反関係、物理的な導線長及び被覆の誘電率の差異によって生じる伝播遅延時間の有限差、またこのように時間差をもって到着する正負の信号の差動信号がスキューを生じ時間的にずれた伝送信号が重畳されるシンボル間干渉等が問題となる差動導電体対に差動信号としてクロックやＮＲＺデータを伝播させるデジタルデータ伝送であれば適用できる。

本発明の具体例として示すデータ受信装置を説明する構成図である。 このスキュー補償の原理を説明する図であり、（ａ）は正の受信端信号を示し、（ｂ）は負の受信端信号を示し、（ｃ）はこれらの差動信号を示し、（ｄ）は１ビット周期だけ遅く到達する場合の正の受信端信号を示し、（ｅ）は負の受信端信号を示し、（ｆ）は、このときの差動信号を示す。 再生値を記憶しておくＦＦを説明する図である。 高周波減衰を補償した受信差動信号によるアイパターンを説明する図である。 上記データ受信装置のＡＧＣ回路を応用した高周波減衰特性推定回路を説明する構成図である。 上記データ受信装置のスキュー推定器の原理を説明する図である。 上記データ受信装置のスキュー推定器の構成を説明する図である。 上記スキュー仮定値レジスタ回路を説明する図である。 上記データ受信装置に好適なクロック再生回路を説明する構成図である。 上記図９のクロック回路に用いる１０相出力ＶＣＯ回路を説明する構成図である。 上記データ受信装置に好適なサンプリングクロックを生成するデジタルＤＬＬを説明する構成図である。 上記図１１に示すデジタルＤＬＬ回路の動作タイミングを説明する図である。 本発明の別の具体例として示すデータ受信装置を説明する構成図である。 上記図１３に示すデータ受信装置に好適な高周波減衰特性推定回路を説明する構成図である。 上記図１４に示す回路の動作原理を説明する図である。 典型的なケーブルの減衰特性を説明する図である。 典型的なケーブルのペア間のスキュー特性を説明する図である。

符号の説明

１ データ受信装置， ２ データ受信装置， １０ 受信端，
１１ 高周波減衰推定回路， １２ 高周波減衰補償回路，
１３ クロック再生回路， １４ ＤＬＬ， １５ａ 閾値発生回路，
１５ｂ 閾値発生回路， １６ 比較器， １７ 比較器，
１８ スキュー推定器， １９ 選択回路，
２０ サンプリング及びシフトレジスタ，
１１０Ａ 差動導電体対， １１０Ｂ 差動導電体対

Claims (4)

1. 差動導電体対を介して伝送される基準クロック信号と、該基準クロック信号が伝送される差動導電体対と同等の差動導電体対を介して伝送されるＮＲＺ信号とを受信するデータ受信装置において、
   上記基準クロック信号の伝送路である上記差動導電体対における減衰特性を推定する推定手段と、
   上記推定手段にて推定された減衰特性に応じて上記ＮＲＺ信号の伝送路減衰を補償する補償手段と、
   上記補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第１の閾値電圧とを比較する第１の比較手段と、
   上記補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第２の閾値電圧とを比較する第２の比較手段と、
   上記第１の比較手段と上記第２の比較手段の何れかの比較結果を上記ＮＲＺ信号の再生信号として選択する選択手段と、
   上記選択手段にて選択された再生信号を所定のサンプリングクロック信号に基づいて複数段シフトさせるシフトレジスタ手段と、
   上記シフトレジスタ手段における各タップ出力と上記第１、第２の比較手段からの比較結果とに応じて上記選択手段における信号選択を制御する制御手段と
   を備えるデータ受信装置。
2. 上記制御手段は、上記シフトレジスタ手段の一のタップ出力により上記選択手段における信号選択を制御し、上記第１の比較手段からの比較結果と第２の比較手段からの比較結果との不一致を検出する不一致検出結果、又は上記シフトレジスタ手段の上記一のタップ出力に対して上記第１、第２の比較手段からの比較結果が期待する出力でないことを検出する期待値外検出結果のいずれかが得られたとき、上記シフトレジスタ手段のタップ出力を変更し、変更されたタップ出力により上記選択手段における信号選択を制御する
   請求項１記載のデータ受信装置。
3. 上記選択手段にて選択された上記ＮＲＺ信号の再生信号と上記基準クロック信号に周波数同期したクロック信号とを位相同期させる位相同期手段を備える請求項２記載のデータ受信装置。
4. 差動導電体対を介して伝送されるＮＲＺ信号を受信するデータ受信装置において、
   上記ＮＲＺ信号のクロックの分周信号を受信して逓倍し基準クロック信号とする逓倍手段と、
   上記分周信号の伝送路である上記差動導電体対における減衰特性を推定する推定手段と、
   上記推定手段にて推定された減衰特性に応じて上記ＮＲＺ信号の伝送路減衰を補償する補償手段と、
   上記補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第１の閾値電圧とを比較する第１の比較手段と、
   上記補償手段によって伝送路減衰が補償された差動電圧と第２の閾値電圧とを比較する第２の比較手段と、
   上記第１の比較手段と上記第２の比較手段の何れかの比較結果を上記ＮＲＺ信号の再生信号として選択する選択手段と、
   上記選択手段にて選択された再生信号を上記逓倍手段から得られた基準クロック信号に基づいて複数段シフトさせるシフトレジスタ手段と、
   上記シフトレジスタ手段における各タップ出力と上記第１、第２の比較手段からの比較結果とに応じて上記選択手段における信号選択を制御する制御手段と
   を備えるデータ受信装置。

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