JP4257739B2 - 負荷転流型インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば金属材料等の被加熱材料を誘導加熱するのに用いられる改良された負荷転流形インバータ装置に関する。

従来から、金属材料等の被加熱材料を誘導加熱するのに用いられる電力変換装置としては、負荷コイルに並列に力率改善コンデンサを接続し、この進み電圧によって逆変換器のサイリスタの転流させるようにした所謂負荷転流型インバータ装置が用いられている。誘導加熱に要求される周波数は高周波であるので、損失の少ない負荷転流型インバータ装置はこの用途に適している。この場合、順変換器は、３相交流電力を直流電力に変換し、直流リアクトルを介して単相の逆変換器に直流電力を供給するように構成するのが普通である。

この負荷転流型インバータ装置の制御方法は、インバータ装置の出力電圧が与えられた電圧基準値となるように順変換器の点弧位相を制御することが多く、場合によっては、交流入力電流の制御を併用する。交流入力電流の制御を併用する場合には、電圧制御回路の制御出力と電流制御回路の制御出力を比較し、制御出力の大きい方の制御を優先させ、制御の速さと制御の精度のバランスを取るようにしてきた。また、負荷の状態によって起動時の条件等が変化するので、安定な制御で運転を継続させようとする工夫も為されている（特許文献１参照。）。
特開平１１−２６１４５号公報（第３−６頁、図１）

このような負荷転流型インバータ装置では、力率改善コンデンサの容量がインバータ装置の容量の数倍になる場合がある。電圧制御回路及び電流制御回路は１次遅れ進みあるいは比例積分回路で構成されるが、力率改善コンデンサの容量が大きい場合は装置を安定に動作させるためには電圧制御回路及び電流制御回路の応答時間を長くする必要があった。
ところで、負荷転流型インバータ装置の負荷は、被加熱材料先端が負荷コイルの内側に挿入されていれば、負荷コイル内に磁性体の被加熱材料が存在することにより、インバータ装置から見た負荷インピーダンスは、低いインピーダンスとなる。

しかしながら、被加熱材料が負荷コイルに挿入されていない状態でインバータ装置を起動すると、負荷コイルの中に被加熱材料が無いため、負荷インピーダンスは高インピーダンスとなる。従って、被加熱材料か高速で負荷コイルに進入する、あるいは抜け出すときにはインピーダンス変化が急激になる。このとき、電圧制御回路及び電流制御回路の応答時間が長いため追従できず、そのため出力電圧が過大になる、あるいは過電圧保護が動作して運転継続ができなくなることがあった。

本発明は上記に鑑みて為されたもので、その目的は負荷インピーダンスの急変などがあっても、過電圧がなく安定に運転可能な負荷転流型インバータ装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の負荷転流型インバータ装置は、交流を直流に変換する順変換器と、この順変換器により変換された直流を交流に変換して負荷コイルに給電する逆変換器と、前記順変換器を制御する制御手段と、前記逆変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段とから構成され、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検出電圧と第１の基準電圧との差に応じて前記順変換器の点弧位相を制御する第１の電圧制御器と、前記電圧検出手段の検出電圧と、前記第１の基準電圧よりレベルが高い第２の基準電圧との差を演算増幅する第２の電圧制御器を備え、前記電圧検出手段の検出電圧が前記第２の基準電圧より大きいとき、前記第２の電圧制御器の出力を前記第１の電圧制御器の出力に加算するようにしたことを特徴としている。

本発明によれば、負荷インピーダンスの急変などがあっても、過電圧がなく安定に運転可能な負荷転流型インバータ装置を提供することが可能となる。

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る負荷転流型インバータ装置のブロック構成図である。

交流電源１の３相交流を順変換器２で直流に変換する。得られた直流は直流リアクトル３で電流が平滑され逆変換器４に供給される。逆変換器４の交流出力は、起動回路５を介し力率改善コンデンサ６１及び負荷コイル６２から成る並列共振負荷６に供給される。起動回路５は逆変換器４の起動時に逆変換器４のサイリスタをスムースに転流させるための補助回路である。また、被加熱材料７は負荷コイル６２が発生する高周波磁束により渦電流損を生じて加熱されるように構成されている。順変換器２は制御回路８によって制御されている。この制御のため電圧検出器９と電圧検出回路１０により検出された逆変換器４の出力電圧がフィードバック電圧信号として制御回路８に与えられている。

以下制御回路８の内部構成について説明する。

第１の電圧基準設定回路８１で設定された電圧基準は、電圧検出回路１０の出力と第１の差分回路８２で比較され、その出力は第１の電圧制御器８３で演算増幅され、加算器８４の一方の入力となる。加算器８４の出力は順変換器２のサイリスタの点弧位相を制御する位相制御回路８５の入力となる。

また、過電圧を制限するための第２の電圧基準設定回路８６が設けられ、その出力と、電圧検出回路１０の出力との差分を第２の差分回路８７で演算する。第２の差分回路８７の出力を第２の電圧制御器８８に入力し、この出力を加算器８４の他方の入力とする。ここで第２の電圧制御器８８はその出力が負の値とならないような出力リミット機能をもつ回路で構成する。また第２の電圧基準設定回路８６の出力は第１の電圧基準設定回路８１の出力より高く、且つ装置の過電圧保護レベルよりも低い値、例えば定格電圧の１０５％に設定する。

次に、上記構成における作用とその効果について説明する。

通常運転中は、逆変換器４の出力電圧が第2の電圧基準設定値８６の出力より低いので、第2の差分回路８７の出力は負の値となる、従って第2の電圧制御器８８の出力も負の値を取ろうとするが、第2の電圧制御器８８には負の値と成らないように出力下限値が０に設定されているため、第2の電圧制御器８８の出力は0となる。加算器８４には第１の電圧制御器８３と第２の電圧制御器８８の出力が入力されるが、第２の電圧制御器８８の出力が０であるため、加算器８４の出力は第１の電圧制御器８３の出力と等しくなり。順変換器２は第１の電圧制御器８３の信号で制御されることになる。第２の電圧制御器８８の出力は０であるので、逆変換器４の出力に影響を与えず、安定に運転できる。

次に、負荷変動等の要因により逆変換器４の出力電圧が第2の電圧基準設定値８６の出力より高くなった場合を考える。この時には、第２の差分回路８７の出力は正の値となり、第２の電圧制御器８８の出力は第２の差分回路８７の出力に比例する。従って加算器８４の出力は第１の電圧制御器８３の出力に第２の電圧制御器８８の出力を加えた値となる。位相制御回路８５はこれにより順変換器２の点弧位相を遅らせるように動作するので、順変換器２の出力電圧が下がり、従って逆変換器４の出力電圧も下がり、逆変換器４の出力電圧が過電圧保護レベルに達するのを抑制する。

以上の説明で明らかなように、本発明によれば負荷変動等によって生じる過電圧を効果的に抑制できる。また、通常運転中は第２の電圧制御器８８の出力は０になるので、第１の電圧制御器８３の応答時間を早くした場合に生じるような不安定現象の発生はない。

図２は、本発明の実施例２に係る負荷転流型インバータ装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の実施例１に係る負荷転流型インバータ装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、順変換器２の入力電流を検出する電流検出器１１と電流検出回路１２を設け、この出力と電流基準設定回路８９で設定された電流基準を差分回路９０で比較し、電流制御器９１で演算増幅するようにした点、この電流制御器９１の出力と第１の電圧制御器８３の出力を高出力優先回路９２の入力とし、高出力優先回路９２に入力された信号の大きい方を選択して加算器９３の一方の入力とするようにした点、更に第２の電圧制御器８８の出力を加算器９３の他方の入力とし、加算器９３の出力を位相制御回路８５に与えるようにした点である。

次に、上記構成における作用とその効果について説明する。

通常運転中は、逆変換器４の出力電圧が第2の電圧基準設定値８６の出力より低いので、第２の差分回路８７の出力は負の値となる、従って第２の電圧制御器８８の出力も負の値をとろうとするが、第２の電圧制御器８８には負の値とならないように出力下限値が０に設定されているため、第２の電圧制御器８８の出力は0となる。また、通常は第１の電圧制御器８３の出力値が電流制御器９１の出力より大きいので、高出力優先回路９２の出力は第１の電圧制御器８３の出力と等しい。加算器９３には高出力優先回路９２と第２の電圧制御器８８の出力が入力されるが、第２の電圧制御器８８の出力は０であるため、加算器９３の出力は高出力優先回路９２の出力と等しい。したがって順変換器２は第１の電圧制御器８３の信号で制御されることになり、第２の電圧制御器８８の出力は運転に寄与しない。

また、電流変動等があり第１の電圧制御器８３の出力値が電流制御器９１の出力より小さくなり、高出力優先回路９２の出力が電流制御器９１の出力と等しくなる場合は、逆変換器４の出力電圧が第１の電圧基準設定回路８１の設定値より低い場合であるから、第１の差分回路８２の出力は負の値となる。同様に第２の電圧制御器８８の出力も負の値をとろうとするが、第２の電圧制御器８８には負の値とならないように出力下限値が０に設定されているため、第２の電圧制御器８８の出力は0となる。従って順変換器２は第１の電圧制御器８３の出力で制御されることになり、第２の電圧制御器８８の出力は運転に寄与しない。

負荷変動等の要因により逆変換器４の出力電圧が第2の電圧基準設定値８６の出力より高くなると、第２の差分回路８７の出力は正の値となり、入力に比例した出力が得られる。加算器９３の出力は高出力優先回路９２の出力に第２の電圧制御器８８の出力を加えた値となり、これが位相制御回路８５に与えられる。位相制御回路８５はこの信号により順変換器２の点弧位相を遅らせるので、順変換器２の出力電圧が下がり、逆変換器４の出力電圧も下がり、過電圧保護レベルに達することなく安定に運転を継続することができる。

以上の説明で明らかなように、第２の実施例によれば、電流変動を抑制することが可能で且つ負荷変動等によって生じる過電圧を効果的に抑制することができる。また、通常運転中は第２の電圧制御器８８の出力は０になるので、第１の電圧制御器８３の応答時間を速くした場合に生じるような不安定現象の発生はない。

図３は、本発明の実施例３に係る負荷転流型インバータ装置の回路構成図である。この実施例３の各部について、図２の実施例２に係る負荷転流型インバータ装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例３が実施例２と異なる点は、加算器９３に代えて第１の電圧制御器８３の出力を一方の入力とする加算器９４を設け、第２の電圧制御器８８の出力を加算器９４の他方の入力とし、加算器９４の出力を高出力優先回路９２に与えるようにした点である。

実施例２で説明したように、通常運転中は第２の電圧制御器８８の出力は0となり、また第１の電圧制御器８３の出力は電流制御器９１の出力より大きいので高出力優先回路９２の出力は第１の電圧制御器８３の出力と等しくなる。

電流変動等により第１の電圧制御器８３の出力値が電流制御器９１の出力より小さく、高出力優先回路９２の出力が電流制御器９１の出力と等しくなる場合は、逆変換器４の出力電圧が第１の電圧基準設定回路８１の設定値より低い場合であるので、上記と同様に、第２の電圧制御器８８の出力は運転に寄与しない。

負荷変動等の要因により逆変換器４の出力電圧が第2の電圧基準設定回路８６の出力より高くなると、第２の差分回路８７の出力は正の値となり、入力に比例した出力が得られる。加算器９４の出力は第１の電圧制御器８３の出力に第２の電圧制御器８８の出力を加えた値を高レベル優先回路９２に入力する。

このように逆変換器４の出力電圧が高いときは、もともと電流制御器９１の出力より第１の電圧制御器８３の出力のほうが大きいので、高出力優先回路９２の出力は加算器９４の出力を選択し、これを位相制御回路８５に与える。位相制御回路８５はこれにより順変換器２の点弧位相を遅らせるので、順変換２の出力電圧が下がり、従って逆変換器４の出力電圧も下がり、過電圧保護レベルに達することなく安定に運転できる。

以上の説明で明らかなように、第３の実施例によっても負荷変動等によって生じる過電圧を効果的に抑制できる。また、通常運転中は第２の電圧制御器８８の出力は０になるので、第１の電圧制御器８３の応答時間を早くした場合に生じるような不安定現象の発生はない。

図４は、本発明の実施例４に係る負荷転流型インバータ装置の回路構成図である。この実施例４の各部について、図２の実施例２に係る負荷転流型インバータ装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例４が実施例２と異なる点は、加算器９２を除去し、優先回路９２の出力を直接位相制御回路８５に与えるようにした点、また第１の差分回路８２の出力を第３の電圧制御器９５で演算増幅し、この電圧制御器９５の出力と第２の電圧制御器８８の出力を加算回路９６で加算し、加算回路９６の出力で第１の電圧制御器８３Ａの下限リミット値を変化させるようにした点である。

実施例２で説明したように、通常運転中は第２の電圧制御器８８の出力は0となり、また第１の電圧制御器８３Ａの出力は電流制御器９１の出力より大きいので、高出力優先回路９２の出力は第１の電圧制御器８３Ａの出力と等しくなる。

電流変動等により第１の電圧制御器８３Ａの出力値が電流制御器９１の出力より小さく、高出力優先回路９２の出力が電流制御器９１の出力となっている場合は、逆変換器４の出力電圧が第１の電圧基準設定回路８１の設定値より低い場合であるので。上記と同様、第２の電圧制御器８８の出力は運転に寄与しない。

第１の電圧制御器８３Ａと第３の電圧制御器９５には同一信号が入力されるので基本的にその出力は同じである。第１の電圧制御器８３Ａの下限値は加算回路９６の出力で制限されるが、通常条件では加算回路９６の出力は前述のとおり第３の電圧制御器９５の出力と等しいため、第１の電圧制御器８３Ａの出力は、下限リミット値制限のない時の第１の電圧制御器８３Ａの出力と等しい値となる。この信号は電流制御器９１の出力より大きいので高出力優先回路９２の出力は第１の電圧制御器８３Ａの出力と等しい。従って順変換器２は第１の電圧制御器８３Ａの信号で制御されることになり、第２の電圧制御器８８の出力は運転に寄与しない。

負荷変動等の要因により逆変換器４の出力電圧が第2の電圧基準設定回路８６の出力より高くなると、第２の差分回路８７の出力は正の値となり、入力に比例した出力が得られる。加算器９６の入力は第３の電圧制御器９５の出力と第２の電圧制御器８８の出力が加えられた値となり、この加算された出力が第１の電圧制御器８３Ａの下限リミット値となる。その結果、第１の電圧制御器８３Ａの出力は加算器９６の出力値まで持ちあがる。このように逆変換器４の出力電圧が高いときは、もともと電流制御器９１の出力より第１の電圧制御器８３Ａの出力の方が大きいので、高出力優先回路９２の出力は第１の電圧制御器８３Ａの出力が選択される。高出力優先回路９２の出力信号は位相制御回路８５に入力され、位相制御回路８５はこれにより順変換器２の点弧位相を遅らせるので、順変換器２の出力電圧が下がり、逆変換器４の出力電圧も下がり、過電圧保護レベルに達することなく安定に運転できる。

また、一旦上昇した逆変換器４の出力電圧が上記の制御動作により低減し、第２の差分回路８７の出力がある値から０に低下し、第１の電圧制御器８３Ａの下限リミット値が急激に低減しても、第１の電圧制御器８３Ａの出力は本来の第１の電圧制御器８３Ａの応答時間で変化するため、逆変換器４の出力電圧の変化は他の実施例に比較し滑らかとなる。

以上の説明で明らかなように、第４の実施例によっても負荷変動等によって生じる過電圧を効果的に抑制できる。また、通常運転中は第２の電圧制御器８８の出力は０になるので、第１の電圧制御器８３Ａの応答時間を早くした場合に生じるような不安定現象の発生はない。

図５は、本発明の実施例５に係る負荷転流型インバータ装置の回路構成図である。この実施例５の各部について、図１の実施例１に係る負荷転流型インバータ装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例５が実施例１と異なる点は、第２の電圧制御器８８Ａの制御特性を、入力値が下限リミットとなるようにし、且つ１次遅れの制御要素を付加するようにした点である。

このように構成することによって、第２の差分回路８７の出力がステップ状に上昇したときには第２の電圧制御器８８Ａの出力はその下限リミットが押し上げられることにより瞬時のステップ状に上昇し、逆に第２の差分回路８７の出力がステップ状に低減しても第２の電圧制御器８８Ａの１次遅れの制御特性により第２の電圧制御器８８Ａの出力は所定の時定数をもって滑らかに低減する。

以上の実施例５によれば、逆変換器４が過電圧になったときには素早くこれを抑え、一旦過電圧が抑えられれば、過電圧制御を１次遅れの特性とすることにより制御の発散を防止するので、より安定な過電圧抑制を可能とした負荷転流型インバータ装置を提供することが可能となる。

尚、本発明の実施例１乃至実施例５によれば、第１の電圧制御器８３の内部の制御定数については変更することなく、そのままの形で使用するようにしているので、運転信頼性が高く、また第１の電圧制御器８３の制御定数の調整と第２の電圧制御器８８の制御定数の調整を互いに独立して行うことができるので、現場での調整作業が容易な負荷転流型インバータ装置を提供することができる。

本発明の実施例１に係る負荷転流型インバータ装置のブロック構成図。 本発明の実施例２に係る負荷転流型インバータ装置のブロック構成図。 本発明の実施例３に係る負荷転流型インバータ装置のブロック構成図。 本発明の実施例４に係る負荷転流型インバータ装置のブロック構成図。 本発明の実施例５に係る負荷転流型インバータ装置のブロック構成図。

符号の説明

１ 交流電源
２ 順変換器
３ 直流リアクトル
４ 逆変換器
５ 起動回路
６ 並列共振負荷
６１ 力率改善コンデンサ
６２ 負荷コイル
７ 被加熱材料
８ 制御回路
９ 電圧検出器
１０ 電圧検出回路
１１ 電流検出器
１２ 電流検出回路
８１ 第１の電圧基準設定回路
８２ 第１の差分回路
８３、８３Ａ 第１の電圧制御器
８４ 加算回路
８５ 位相制御回路
８６ 第２の電圧基準設定回路
８７ 第２の差分回路
８８、８８Ａ 第２の電圧制御器
８９ 電流基準設定回路
９０ 差分回路
９１ 電流制御器
９２ 高出力優先回路
９３、９４ 加算回路
９５ 第３の電圧制御器
９６ 加算回路

Claims (6)

1. 交流を直流に変換する順変換器と、
   この順変換器により変換された直流を交流に変換して負荷コイルに給電する逆変換器と、
   前記順変換器を制御する制御手段と、
   前記逆変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段と
   から構成され、
   前記制御手段は、
   前記電圧検出手段の検出電圧と第１の基準電圧との差に応じて前記順変換器の点弧位相を制御する第１の電圧制御器と、
   前記電圧検出手段の検出電圧と、前記第１の基準電圧よりレベルが高い第２の基準電圧との差を演算増幅する第２の電圧制御器を備え、
   前記電圧検出手段の検出電圧が前記第２の基準電圧より大きいとき、前記第２の電圧制御器の出力を前記第１の電圧制御器の出力に加算するようにしたことを特徴とする負荷転流型インバータ装置。
2. 交流を直流に変換する順変換器と、
   この順変換器により変換された直流を交流に変換して負荷コイルに給電する逆変換器と、
   前記順変換器を制御する制御手段と、
   前記逆変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記順変換器の入力電流を検出する電流検出手段と
   から構成され、
   前記制御手段は、
   前記電圧検出手段の検出電圧と第１の基準電圧との差を演算増幅する第１の電圧制御器と、
   前記電流検出手段の検出電流と基準電流との差を演算増幅する電流制御回路と、
   前記電圧制御回路の出力と前記電流制御回路の出力を比較して大きい方の信号を選択して前記順変換器の点弧位相を決定する高出力優先回路と、
   前記電圧検出手段の検出電圧と、前記第１の基準電圧よりレベルが高い第２の基準電圧との差を演算増幅する第２の電圧制御器とを備え、
   前記電圧検出手段の検出電圧が前記第２の基準電圧より大きいとき、前記第２の電圧制御器の出力を前記高出力優先回路の出力に加算するようにしたことを特徴とする負荷転流型インバータ装置。
3. 交流を直流に変換する順変換器と、
   この順変換器により変換された直流を交流に変換して負荷コイルに給電する逆変換器と、
   前記順変換器を制御する制御手段と、
   前記逆変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記順変換器の入力電流を検出する電流検出手段と
   から構成され、
   前記制御手段は、
   前記電圧検出手段の検出電圧と第１の基準電圧との差を演算増幅する第１の電圧制御器と、
   前記電流検出手段の検出電流と基準電流との差を演算増幅する電流制御回路と、
   前記電圧制御回路の出力と前記電流制御回路の出力を比較して大きい方の信号を選択して前記順変換器の点弧位相を決定する高出力優先回路と、
   前記電圧検出手段の検出電圧と、前記第１の基準電圧よりレベルが高い第２の基準電圧との差を演算増幅する第２の電圧制御器とを備え、
   前記電圧検出手段の検出電圧が前記第２の基準電圧より大きいとき、前記第２の電圧制御器の出力を前記第１の電圧制御器の出力に加算するようにしたことを特徴とする負荷転流型インバータ装置。
4. 交流を直流に変換する順変換器と、
   この順変換器により変換された直流を交流に変換して負荷コイルに給電する逆変換器と、
   前記順変換器を制御する制御手段と、
   前記逆変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記順変換器の入力電流を検出する電流検出手段と
   から構成され、
   前記制御手段は、
   前記電圧検出手段の検出電圧と第１の基準電圧との差を演算増幅し、下限リミット値を有する第１の電圧制御器と、
   前記電流検出手段の検出電流と基準電流との差を演算増幅する電流制御回路と、
   前記電圧制御回路の出力と前記電流制御回路の出力を比較して大きい方の信号を選択して前記順変換器の点弧位相を決定する高出力優先回路と、
   前記電圧検出手段の検出電圧と、前記第１の基準電圧よりレベルが高い第２の基準電圧との差を演算増幅する第２の電圧制御器と、
   前記電圧検出手段の検出電圧と第１の基準電圧との差を演算増幅し、その出力で前記下限リミット値を変化させるようにした第３の電圧制御器とを備え、
   前記電圧検出手段の検出電圧が前記第２の基準電圧より大きいとき、
   前記第２の電圧制御器の出力を前記第３の電圧制御器の出力に加算するようにしたことを特徴とする負荷転流型インバータ装置。
5. 前記第２の電圧制御器は、入力が上昇するときには瞬時に応答し、入力が低減するときには遅れ応答となるような入出力特性を持つことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載した負荷転流型インバータ装置。
6. 前記第２の基準電圧は前記逆変換器の定格電圧より高く、且つ前記逆変換器の過電圧保護レベルより低い値としたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載した負荷転流型インバータ装置。

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