JP4253359B2

JP4253359B2 - 通信システム

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Publication number: JP4253359B2
Application number: JP2008542122A
Authority: JP
Inventors: 広行蛇口; 雅仁中村; 喜晴斉藤; 大地井上
Original assignee: Alps Electric Co Ltd
Current assignee: Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 2007-03-16
Filing date: 2008-03-14
Publication date: 2009-04-08
Anticipated expiration: 2028-03-14
Also published as: JP2009112048A; CN101627565B; JP4527799B2; KR20090122387A; JPWO2008114729A1; EP2139130A4; KR101039597B1; EP2139130A1; CN101627565A; US20100003917A1; US8180288B2; WO2008114729A1

Description

本発明は、人体のような伝送媒体を介して送受信を行う通信システムに関する。

近年の技術発達に伴い、全く新しい通信方法として人体などの伝送媒体に誘導される電界を用いる通信方法が提案されている。このような通信システムとしては、特許文献１に開示されているものがある。この通信システムにおいては、受信機側に、信号源から発生された信号を受信する受信電極と、所定の周波数の信号を抽出する共振回路と、を有する。この共振回路は、空芯コイルとチップコンデンサとで構成されており、空芯コイルの一端が人体に面する受信電極に接続されている。
特開２００５−９４４６６号公報

しかしながら、特許文献１に開示された通信システムにおいては、人体と受信機の受信電極が僅かに離れるだけで通信ができなくなったり、通信の搬送波周波数に近いノイズ（例えば、携帯機器が発するノイズ）により通信が妨害されたりするという問題がある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる通信システムを提供することを目的とする。

本発明の通信システムは、伝送媒体に対して送信信号を電界として付与する送信機と、前記伝送媒体を介して前記電界を検出して前記送信信号を受信する受信機と、を具備し、前記受信機は、前記伝送媒体に面する受信電極と、共振用インダクタ及び共振用キャパシタで構成された共振回路と、前記受信電極及び前記共振回路を容量結合する結合用キャパシタと、を有することを特徴とする。

この構成によれば、受信電極及び共振回路を容量結合する結合用キャパシタを備えているので、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる。

本発明の通信システムにおいては、前記結合用キャパシタは、前記受信機が通信可能な最大距離まで前記伝送媒体から離れたときの前記受信機と前記伝送媒体との間の静電容量値以下であることが好ましい。この構成によれば、受信機と伝送媒体との間の結合容量を小さくすることにより、通信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離を拡大することができる。

本発明の通信システムにおいては、前記結合用キャパシタが可変容量型キャパシタであることが好ましい。この構成によれば、伝送媒体と受信電極との間の距離を制御することが可能となり、ユーザの意思で通信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離を設定することができる。

本発明の通信システムにおいては、前記共振回路は、前記受信電極と容量結合された複数の共振用インダクタを有することが好ましい。この構成によれば、伝送媒体と受信電極との間の距離の変動による周波数シフト量をさらに小さくすることができ、結果として伝送媒体と受信電極との間の距離をより広げることが可能となる。

本発明の通信システムにおいては、前記複数の共振用インダクタがそれぞれ切り替え手段を持つことが好ましい。この構成によれば、共振回路の共振周波数を変えることが可能となる。

本発明の通信システムにおいては、前記共振回路は、複数の共振用キャパシタを有し、前記共振用インダクタ及び前記共振用キャパシタが切り替え手段を持つことが好ましい。この構成によれば、共振回路において、インダクタンス及び容量を独立して制御することができ、共振周波数だけでなく、Ｑ値も独立に変えることが可能となる。

本発明の通信システムにおいては、前記結合用キャパシタが前記受信電極側の第１電極と前記共振回路側の第２電極との間で形成され、前記第１電極又は前記第２電極の少なくとも一方は前記共振回路が構成される回路基板上に形成されることが好ましい。

この構成によれば結合用キャパシタを基板に形成することにより、構成部品点数を少なく抑えることができる。

本発明の通信システムにおいては、復調回路側配線、グランド側配線及び前記受信電極側の第１電極が回路基板上に形成されており、前記結合用キャパシタが前記受信電極側の第１電極と前記共振用インダクタとの間の容量結合により形成されることが好ましく、さらに前記受信電極側の第１電極が、前記共振回路が構成される回路基板上に形成され、前記共振用インダクタが前記受信電極側の第１電極と対向する位置に配置されていることが好ましい。

この構成によれば、結合用キャパシタの一方の電極が共振用インダクタを兼ねているので、結合用キャパシタと共振用インダクタとの間が分布定数的に結合される。このため、さらに周波数シフト量が減ることになり、通信可能距離を伸ばすことができる。また、この構成によれば、結合用キャパシタと共振用インダクタとの間の分布定数的な結合を、部品点数を増やさずに実現できるという効果もある。

本発明の通信システムにおいては、前記第１電極と前記復調回路側配線との間の静電容量が前記第１電極と前記グランド側配線との間の静電容量よりも大きくなるように、前記復調回路側配線及び前記グランド側配線が配置されていることが好ましい。この構成によれば、受信電極からの信号がグランドに吸い込まれることを抑え、良好な感度を得ることができる。

本発明の通信システムは、伝送媒体に対して送信信号を電界として付与する送信機と、前記伝送媒体を介して前記電界を検出して前記送信信号を受信する受信機と、を具備し、前記受信機は、前記伝送媒体に面する受信電極と、共振用インダクタ及び共振用キャパシタで構成された共振回路と、前記受信電極及び前記共振回路を容量結合する結合用キャパシタと、を有するので、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる。

（ａ）は、本発明の実施の形態に係る通信システムの受信機側の一部を示す概略構成図である。（ｂ）は、（ａ）に示す通信システムの受信機側の一部の等価回路を示す図である。許容Ｃxと結合用キャパシタの容量Ｃcとの間の関係を示す図である。受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。受信機における静電容量Ｃxの変化による出力変化を示す図である。受信機における静電容量Ｃxの変化による出力変化を示す図である。受信機における静電容量Ｃxの変化による出力変化を示す図である。受信機における静電容量Ｃxの変化による出力変化を示す図である。（ａ），（ｂ）は、通信システムの受信機側の一部の等価回路の他の例を示す図である。（ａ）〜（ｃ）は、受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。（ａ），（ｂ）は、通信システムの受信機側の一部の等価回路の他の例を示す図である。本発明の実施の形態に係る通信システムにおける受信機の構成を示す図であり、（ａ）は回路基板上のパターンを示す図であり、（ｂ）はパターン上に電子素子を搭載した状態を示す図であり、（ｃ）は（ａ）のXIIC−XIIC線に沿う断面図である。本発明の実施の形態に係る通信システムにおける受信機の構成を示す図であり、（ａ）は回路基板上のパターンを示す図であり、（ｂ）はパターン上に電子素子を搭載した状態を示す図である。（ａ）〜（ｆ）は、受信機に用いる共振用インダクタの例を示す図である。（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態に係る通信システムにおける受信機における回路基板上のパターンを示す図であり、（ｅ）は（ｄ）のXVE−XVE線に沿う断面図である。図１６に示すパターンを有する受信機の等価回路図である。

本発明者は、上記特許文献１に開示されている技術の課題である伝送媒体と受信電極との間の距離が離れると通信ができなくなること、及びノイズにより誤動作すること、を解決するにあたり、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れると通信ができなくなる原因が、伝送媒体と、この伝送媒体に面する受信機の受信電極との間の静電容量の変化による、受信機の共振回路における共振周波数のシフトであることを見出した。また、本発明者は、単に共振回路の共振特性をブロードにして低Ｑ値化して、共振周波数がシフトしても利得が大きく変化しないようにすると、送信信号の搬送波の周波数に近いノイズに影響されて誤動作が起こることも見出した。したがって、本発明者は、このような観点を考慮して検討を行って、受信電極及び共振回路を容量結合する結合用キャパシタを用いることにより、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行う通信システムを実現できることを見出し、本発明をするに至った。

すなわち、本発明の骨子は、伝送媒体に対して送信信号を電界として付与する送信機と、前記伝送媒体を介して前記電界を検出して前記送信信号を受信する受信機と、を具備する通信システムにおいて、前記受信機に、前記伝送媒体に面する受信電極と、共振用インダクタ及び共振用キャパシタで構成された共振回路と、前記受信電極及び前記共振回路を容量結合する結合用キャパシタと、を設けて、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことである。

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１（ａ）は、本発明の実施の形態に係る通信システムの受信機側の一部を示す概略構成図である。また、図１（ｂ）は、図１（ａ）に示す通信システムの受信機側の一部の等価回路を示す図である。図１に示す通信システムは、電界を介して送信信号を伝送する人体１などの伝送媒体と、伝送媒体に対して情報信号が変調された送信信号を電界として付与する送信機（図示せず）と、伝送媒体を介して送信信号を電界の変化として検出し、その電界の変化を情報信号に復調する受信機２とから主に構成されている。

この通信システムにおいては、送信機と伝送媒体（ここでは人体１）との間、及び受信機２と伝送媒体（ここでは人体１）との間は、コンデンサを介して電気的に容量結合（受信機２と伝送媒体１との間は容量Ｃx）しており、変調された送信信号を電界として伝送媒体に与えることにより送信信号を伝送するようになっている。この場合、伝送媒体には、変位電流は流れるが定常電流は流れないので、電気的に導通している必要が無い。したがって、例えば送信機をポケットに入れたままでも、薄い布を介して送信機と伝送媒体との間が容量結合するので、送信信号の伝送が可能である。

送信機は、伝送媒体に対して変調された送信信号を電界として付与する。このため送信機は、情報信号を搬送波で変調する変調回路と、この変調された信号を送信信号として増幅し、電圧変化に変換する変換回路とを有する。なお、変調方式としては、ＦＭ，ＡＭ，ＦＳＫ，ＡＳＫ，ＰＳＫその他種々の変調方法が適用可能である。

受信機２は、伝送媒体を介して電界の変化を検出して送信信号に対応した復調信号を得る。受信機２は、伝送媒体に面しており、伝送媒体からの電界を受ける受信電極２１と、共振用インダクタ２２ａ（インダクタンス：Ｌo）及び共振用キャパシタ２２ｂ（容量：Ｃo）で構成された共振回路２２と、受信電極２１及び共振回路２２を容量結合する結合用キャパシタ２３（容量：Ｃc）と、を有する。共振回路２２の後段は、電界を増幅して検出する検出回路（図示せず）や検出された物理量を用いて送信信号を復調する復調回路（図示せず）が接続されている。

結合用キャパシタ２３は、伝送媒体と、この伝送媒体に面する受信電極２１との間の静電容量の変化による共振回路２２における共振周波数のシフトを抑制するためのものである。また、結合用キャパシタ２３は、受信機２が通信可能な最大距離まで人体１から離れたときの受信機２と人体１との間の静電容量値以下であることが好ましい。これにより、受信機２と人体１との間の結合容量を小さくすることができ、通信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離を拡大することができる。さらに、結合用キャパシタ２３は、可変容量型キャパシタであることが好ましい。これにより、受信機２と人体１との間の伝送媒体と受信電極との間の距離を制御することが可能となり、送・受信機の使用環境に応じて通信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離をユーザが任意に、または自動で設定することができる。

上記構成を有する通信システムで通信を行う場合、送信機において、人体１が導電性を示す周波数（数十ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）の搬送波で情報信号を変調して変調信号を得る。この変調信号は、増幅され、電圧変化に変換される。この電圧変化を送信機の電極に印加することにより、この電極の周囲に変調信号に対応する電界を発生する。そして、この電界が送信信号として人体１に付与される。人体１に付与された電界（送信信号）は、受信機２の受信電極２１で受けられる。受信電極２１に電界（送信信号）が加わると、共振回路２２及びその後段の検出回路（図示せず）で前記変調信号を検出する。そして、検出回路の後段に位置する復調回路（図示せず）において、送信機で使用した搬送波を用いて復調して情報信号を取得する。このようにして、人体を伝送媒体として情報信号の送受信を行うことができる。

ここで、人体１と受信電極２１との間の静電容量Ｃxが１０ｐＦ（標準状態と仮定）であるときに共振回路２２の共振周波数を１０ＭＨｚに調整したＬＣ並列共振回路（半値幅が約±０．３ＭＨｚ）を考える。このとき、静電容量Ｃxを減少させたときに、１０ＭＨｚにおける出力振幅が上記標準状態の半分になる静電容量Ｃxを許容Ｃxとした。この許容Ｃxと結合用キャパシタＣcとの間の関係を図２に示す。

結合用キャパシタが存在しない上記特許文献１に開示された回路においては、許容Ｃxは９．４５ｐＦであり、共振回路の共振周波数を調整した標準状態の１０ｐＦから約５％のＣx変動を許容するのみである。Ｃx＝１０ｐＦというのは、電極面積を１２ｃｍ²（４ｃｍ×３ｃｍ）とすると、人体と受信電極との間の間隔（ギャップ）１ｍｍに相当するので、許容Ｃx９．４５ｐＦはギャップ１．１２ｍｍに相当する。これは、通信を可能にするために、ギャップ差０．１２ｍｍ（１２０μｍ）の距離変動しか許容されないことを意味する。すなわち、上記特許文献１に開示された回路においては、ギャップが１．１２ｍｍ以上になると通信ができないことになるので、本発明のような通信システムで想定される使用形態では通信が非常に不安定となる。

一方、図２から分かるように、図１（ｂ）に示す本発明に係る構成においては、結合用キャパシタＣc２３が１ｐＦでの許容Ｃxは１．５ｐＦであり、標準状態の１０ｐＦが１／６になることを許容できる。この許容Ｃx＝１．５ｐＦのギャップは、電極面積１２ｃｍ²（４ｃｍ×３ｃｍ）で約７ｍｍに相当する。また、結合用キャパシタＣc２３が０．３ｐＦでの許容Ｃxは０．４ｐＦであり、電極面積１２ｃｍ²（４ｃｍ×３ｃｍ）でギャップ約２６ｍｍに相当する。なお、これらの数値については、Ｃx＝１０ｐＦで調整した場合についての例であり、標準状態としてＣxを変えることにより、通信可能な距離を調整することが可能である。

次に、本発明に係る通信システムの受信機の共振周波数の周波数シフト抑制効果について説明する。図１（ｂ）に示す回路についてシミュレーションを行った。その結果を図３に示す。図１（ｂ）に示す回路（実施例）においては、交流電源２４の周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとし、結合用キャパシタＣc２３の容量を１０ｐＦとし、共振回路２３の共振用インダクタのインダクタンスを２２μＨとした。また、標準状態として人体１と受信電極２１との間の静電容量Ｃxを１０ｐＦとしたときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタの容量を６．５ｐＦに設定した。

また、比較例として、図１（ｂ）に示す回路において結合用キャパシタを設けない回路についてもシミュレーションを行った。その結果を図３に併記する。結合用キャパシタを設けない回路（比較例）においては、交流電源２４の周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとし、共振回路２３の共振用インダクタのインダクタンスを２２μＨとした。また、標準状態として人体１と受信電極２１との間の静電容量Ｃxを１０ｐＦとしたときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタの容量を１．５ｐＦに設定した。

図３から分かるように、実施例に係る回路（特性曲線Ａ）も比較例に係る回路（特性曲線Ｂ）のいずれについても、静電容量Ｃxが１０ｐＦにおいて１０ＭＨｚで共振している。次に、実施例の回路と比較例の回路において、静電容量Ｃxを５ｐＦ（標準状態よりもギャップが大きい場合）のときの共振周波数のシフトを図４に示す。図４から分かるように、実施例に係る回路（特性曲線Ａ）では、周波数シフトＳAが１０．８ＭＨｚ（８％）で抑えられているが、比較例に係る回路（特性曲線Ｂ）では、周波数シフトＳBが１３．３ＭＨｚ（３３％）であり、非常に大きかった。また、実施例の回路と比較例の回路において、静電容量Ｃxを２０ｐＦ（標準状態よりもギャップが小さい場合）のときの共振周波数のシフトを図５に示す。図５から分かるように、実施例に係る回路（特性曲線Ａ）では、周波数シフトＳAが９．３ＭＨｚ（−７％）で抑えられているが、比較例に係る回路（特性曲線Ｂ）では、周波数シフトＳBが７．３ＭＨｚ（−２７％）であり、非常に大きかった。

なお、図１（ｂ）に示す回路は、共振回路２２が並列共振回路である構成であるが、共振回路が直列共振回路である構成においても、結合用キャパシタ２３が存在することにより、同様に共振周波数の周波数シフトが抑えられることが分った。

次いで、図１（ｂ）に示す回路について人体１と受信電極２１との間の静電容量Ｃx（伝送媒体と受信電極との間の距離に相当）の変化による出力変化について調べた。その結果を図７〜図９に示す。比較として、図１（ｂ）に示す回路において結合用キャパシタを設けない回路についてもシミュレーションを行った。その結果を図６に示す。なお、交流電源２４の周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとした。

図６は、比較例に係る回路において、結合用キャパシタがなく、許容Ｃxが９．４５ｐＦとした回路の周波数特性を示す。図６から分かるように、静電容量Ｃxが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が３０Ｖであり、静電容量Ｃxが９．７ｐＦでのピーク周波数は１０．１４ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２１．７Ｖであり、静電容量Ｃxが９．４５ｐＦでのピーク周波数は１０．３ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１４．８Ｖであり、静電容量Ｃxが９．１ｐＦでのピーク周波数は１０．４ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が９．５Ｖであった。また、静電容量Ｃx１０ｐＦと静電容量Ｃx９．１ｐＦの場合の出力差Ｄ1は２０．５Ｖであった。したがって、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分になるのは静電容量Ｃxが９．４５ｐＦのときであり、許容Ｃxは９．４５ｐＦである。

一方図７は、実施例に係る回路において、結合用キャパシタＣcの容量を３０ｐＦとし、許容Ｃxが９．１ｐＦであるときの周波数特性を示す。図７から分かるように、静電容量Ｃxが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２２．５Ｖであり、静電容量Ｃxが９．５ｐＦでのピーク周波数は１０．１３ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１６．５Ｖであり、静電容量Ｃxが９．１ｐＦでのピーク周波数は１０．２３ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１１．３Ｖであり、静電容量Ｃxが８．７ｐＦでのピーク周波数は１０．３５ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が８．２Ｖであった。また、静電容量Ｃx１０ｐＦと静電容量Ｃx８．７ｐＦの場合の出力差Ｄ2は１４．３Ｖであった。したがって、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分になるのは静電容量Ｃxが９．１ｐＦのときであり、許容Ｃxは９．１ｐＦである。このように、実施例に係る回路においては、人体と受信電極との間の間隔（ギャップ）による出力変化が小さい。すなわち、通信に必要な出力が得られるギャップの幅が広くなる。したがって、実施例に係る回路によれば、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる。

また図８は、実施例に係る回路において、結合用キャパシタＣcの容量を３ｐＦとし、許容Ｃxが５．０ｐＦであるときの周波数特性を示す。図８から分かるように、静電容量Ｃxが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が６．９３Ｖであり、静電容量Ｃxが７．０ｐＦでのピーク周波数は１０．０９ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が５．４２Ｖであり、静電容量Ｃxが５．０ｐＦでのピーク周波数は１０．２０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が３．４８Ｖであり、静電容量Ｃxが４．０ｐＦでのピーク周波数は１０．２７ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２．５５Ｖであった。また、静電容量Ｃx１０ｐＦと静電容量Ｃx４．０ｐＦの場合の出力差Ｄ3は４．３８Ｖであった。

また図９は、実施例に係る回路において、結合用キャパシタＣcの容量を１ｐＦとし、許容Ｃxが１．５ｐＦであるときの周波数特性を示す。図９から分かるように、静電容量Ｃxが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２．７Ｖであり、静電容量Ｃxが３．０ｐＦでのピーク周波数は１０．０７ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２．１Ｖであり、静電容量Ｃxが１．５ｐＦでのピーク周波数は１０．１４ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１．３４Ｖであり、静電容量Ｃxが１．０ｐＦでのピーク周波数は１０．１９ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が０．９６Ｖであった。また、静電容量Ｃx１０ｐＦと静電容量Ｃx１．０ｐＦの場合の出力差Ｄ4は１．７４Ｖであった。したがって、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分になるのは静電容量Ｃxが１．５ｐＦのときであり、許容Ｃxは１．５ｐＦである。

図１（ｂ）に示す回路は、共振回路２２が一つの共振用インダクタ２２ａと一つの共振用キャパシタ２２ｂとで構成されている。本発明においては、この構成に限定されず、共振回路２２は、図１０（ａ），（ｂ）に示すように、受信電極２１と容量結合された複数の共振用インダクタを有しても良い。これにより、伝送媒体と受信電極との間の距離の変動による周波数シフト量をさらに小さくすることができ、結果として伝送媒体と受信電極との間の距離をより広げることが可能となる。なお、共振用インダクタの分割数については特に制限はない。

ここで、共振用インダクタを２分割した場合について、図１０（ａ）で説明する。この回路においては、共振回路の共振用インダクタをインダクタンス１１μＨの２つの直列接続された共振用インダクタ２１ａ１、２２ａ１として構成している（２分割型）。そして、結合用キャパシタ２３を、容量５ｐＦの２つの並列接続された結合用キャパシタ２３ａ，２３ａに分割して、共振用インダクタに接続する。このとき、標準状態としてＣx＝１０ｐＦのときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタの容量を８．１ｐＦに設定する。

また、図１０（ｂ）に示す回路においては、共振用インダクタを５分割した場合を示す（５分割型）。この場合、結合用キャパシタ２３を容量２ｐＦである５つの並列接続された結合用キャパシタ２３ｂ，２３ｂ，２３ｂ，２３ｂ，２３ｂで構成し、共振用インダクタをインダクタンス４．４μＨの５つの直列の共振用インダクタ２２ａ２，２２ａ２，２２ａ２，２２ａ２，２２ａ２で構成している。このとき、標準状態としてＣx＝１０ｐＦのときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタの容量を８．９ｐＦに設定する。

ここで、共振用インダクタを分割する場合の効果についてシミュレーションを行った。その結果を図１１（ａ）〜（ｃ）に示す。なお、交流電源２４の周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとした。標準状態であるＣx＝１０ｐＦのときには、図１１（ａ）に示すように、共振用インダクタの分割がない回路（特性曲線Ｃ）、共振用インダクタが２分割の回路（特性曲線Ｄ）、及び共振用インダクタが５分割の回路（特性曲線Ｅ）のいずれについても、静電容量Ｃxが１０ｐＦにおいて１０ＭＨｚで共振している。次に、これらの３つの回路において、静電容量Ｃxを１ｐＦ（標準状態よりもギャップが大きい場合）のときの共振周波数のシフトを図１１（ｂ）に示す。図１１（ｂ）から分かるように、共振用インダクタの分割数が多いほど周波数シフトが抑えられていた。また、静電容量Ｃxを１００ｐＦ（標準状態よりもギャップが小さい場合）のときの共振周波数のシフトを図１１（ｃ）に示す。図１１（ｃ）から分かるように、この場合も共振用インダクタの分割数が多いほど周波数シフトが抑えられていた。

また、共振回路２２において、図１２（ａ）に示すように、複数の共振用インダクタがそれぞれ切り替えスイッチ２５を持つ構成としても良い。これにより、共振回路２２の共振周波数を変えることが可能となる。

また、共振回路２２は、図１２（ｂ）に示すように、共振用キャパシタ２２ｂを複数のキャパシタ２２ｂ１に分割し、共振用インダクタ及び／又は共振用キャパシタが切り替えスイッチ２５，２６を持つ構成としても良い。これにより、共振回路２２において、インダクタンス及び容量を独立して制御することができ、共振周波数だけでなく、Ｑ値も独立に変えることが可能となる。例えば、同じ共振周波数において、共振用インダクタのインダクタンスを大きくすることより、Ｑ値を高くすることができ、逆に共振用キャパシタの容量を大きくすることにより、Ｑ値を低くすることができる。具体的には、ノイズを除去したい場合はＱ値を高くし、帯域を広くして通信速度を高める場合にはＱ値を低くする。図１２（ｂ）に示す構成によれば、このような制御を行うことができる。なお、図１２（ａ），（ｂ）に示す構成においては、共振用インダクタ又は共振用キャパシタ毎にスイッチを設けているが、本発明においては、少なくとも２つの共振用インダクタ又は共振用キャパシタに対してスイッチを一つ設けるように構成しても良い。

次に、上述したような結合用キャパシタの具体的な構成について説明する。

図１３は、本発明の実施の形態に係る通信システムにおける受信機の構成を示す図であり、（ａ）は基板上のパターンを示す図であり、（ｂ）はパターン上に電子素子を搭載した状態を示す図であり、（ｃ）は（ａ）のXIIC−XIIC線に沿う断面図である。

図１３（ａ）に示す構成においては、回路基板３１上に結合用キャパシタＣc用のパターン３２ａ，３２ｂと、共振回路用のパターン３３ａ，３３ｂとが形成されている。結合用キャパシタＣc用のパターンにおいて、パターン３２ａは共振回路側電極（第２電極）であり、パターン３２ｂは受信側電極（第１電極）である。また、共振回路用パターンにおいて、パターン３３ａは復調回路側パターンであり、パターン３３ｂはグランド側パターンである。また、結合用キャパシタＣcは受信側電極３２ｂと共振回路側電極３２ａとの間で形成され、受信側電極３２ｂ及び共振回路側電極３２ａのうち一方の電極（ここでは共振回路側電極３２ａ）が回路基板３１上に形成されている。これにより、結合用キャパシタＣcが回路基板３１に内蔵された構成となる。なお、受信側電極３２ｂは受信電極に接続され、復調回路側パターン３３ａは復調回路に接続され、グランド側パターン３３ｂはグランドに接続される。

図１３（ａ）に示すようなパターン上に共振用インダクタ３４及び共振用キャパシタ３５を搭載すると図１３（ｂ）に示すようになる。すなわち、共振回路側電極３２ａと接続する復調回路側パターン３３ａ及びグランド側パターン３３ｂに共振用インダクタ３４が搭載され、共振回路側電極３２ａと接続しない復調回路側パターン３３ａ及びグランド側パターン３３ｂに共振用キャパシタ３５が搭載される。このように接続された共振用インダクタ３４及び共振用キャパシタ３５で共振回路２２が構成されている。なお、共振用インダクタ３４と共振用キャパシタ３５は場所を入れ替えてもよい。

一般に、共振回路用の部品は共振周波数を調整するために微調整機能を要求されることが多く、特に共振用キャパシタはトリマコンデンサを用いることが多いため、基板に形成する素子としては不適切である。一方、結合用キャパシタＣcは、通信可能な距離を決めることによってその容量値を決めることができるため、基板に形成する素子として好適である。このため、図１３に示す構成で結合用キャパシタＣcを導入することにより、共振周波数が安定化するとともに、構成部品数を減らすことができる。また、結合用キャパシタＣcが回路基板３１に内蔵された構成において、共振回路を復調回路などの集積回路内に形成することで構成部品をされに減らすことができる。

次に、共振回路側電極を共振用インダクタと兼用した場合の具体的な構成について説明する。

図１４（ａ）に示すように、回路基板３１上に結合用キャパシタＣcの受信側電極３２ｂが形成され、その両側に復調回路側パターン３３ａ及びグランド側パターン３３ｂが形成されている。そして、図１４（ｂ）に示すように、この復調回路側パターン３３ａ及びグランド側パターン３３ｂ上に、共振用インダクタ３４及び共振用キャパシタ３５を搭載して、共振回路２２を構成している。この構成においては、共振用インダクタ３４が受信側電極３２ｂと対向するように位置するので、これにより、結合用キャパシタＣcが受信側電極３２ｂと共振回路２２の共振用インダクタ３４との間で形成される。

このような構成においては、共振用インダクタ３４内の配線と回路基板３１に形成された受信側電極３２ｂとが容量結合し、図１０に示すような分布定数的な結合が得られる。それにより共振周波数をより安定化する効果が得られる。また、この構成によれば、周波数シフト量が減ることにより、通信可能距離を伸ばすことができる。さらに、この構成においては、共振回路側電極３２ａが不要となるので、部品点数を増やすことなく分布定数的な結合を得ることができる。この場合において、回路基板３１と共振用インダクタ３４との間に樹脂などの誘電率の大きな材料を充填して、受信側電極３２ｂと共振回路側電極である共振用インダクタ３４との間の静電結合を強めても良い。このとき、受信側電極３２ｂと共振用インダクタ３４との間に充填された材料として接着剤を用いて両者間を接着するようにしても良い。また、共振回路が復調回路などの集積回路内に形成される場合においても、同様に、共振回路側電極を集積回路内の共振用インダクタと兼用する構成にすることで分布定数的な結合が得られ同様な効果が得られる。

共振用インダクタ３４の配線の構成は、図１５（ａ）〜（ｃ）に示すようなものが考えられるが、何れの構造においても受信側電極３２ｂと共振用インダクタ３４の配線との間には分布定数的な結合が形成され、共振周波数安定化の効果が得られる。また、受信側電極３２ｂを回路基板３１上に形成せずに、図１５（ｄ）〜（ｆ）に示すように、共振用インダクタ３４の表面上に形成しても、受信側電極３２ｂと共振用インダクタ３４内部の配線との間に分布定数的な結合が形成され、同様な効果が得られる。さらに、図１５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用インダクタ３４の表面上に受信側電極３２ｂを形成することにより、受信側電極３２ｂを上や横に向けて実装することにより、受信側電極３２ｂに対してワイヤボンディングやボールボンディングを行うことができる。

図１４に示すように、受信側電極３２ｂを回路基板３１上に形成し、共振用インダクタ３４が共振回路側電極３２ａを兼ねる構成においては、図１６（ａ）に示すように、共振回路側電極は、復調回路に接続される復調回路側配線３６と、復調回路のグランドに接続されるグランド側配線３７との間にそれぞれ静電容量が形成される。この構成においては、復調回路側配線３６−受信側電極３２ｂ間の静電容量をＣc’とし、グランド側配線３７−受信側電極３２ｂ間の静電容量をＣgとすると、その等価回路は図１７のように表される。

この構成において、静電容量Ｃc’が静電容量Ｃgよりも大きくなるように復調回路側配線３６及びグランド側配線３７を回路基板３１上に形成する。具体的には、図１６（ｂ）に示すように、グランド側配線３７のうち受信側電極３２ｂに近接する領域を小さくする構成、図１６（ｃ）に示すように、受信側電極３２ｂとグランド側配線３７との間の距離を、受信側電極３２ｂと復調回路側配線３６との間の距離よりも大きくする構成にする。あるいは、図１６（ｄ），（ｅ）に示すように、多層配線基板において、復調回路側配線３６がスルーホール３９を介して中間層配線３８と接続された構成で、層間の容量を利用して復調回路側配線３６と受信側電極３２ｂとの間の静電容量を大きくしても良い。これらの構成を採ることにより、受信側電極３２ｂからの信号がグランドに吸い込まれることを抑えることができ、良好な感度を得ることができる。

また、上記以外に、受信側電極３２ｂが共振用インダクタ３４に形成された場合や、結合用キャパシタを構成する両方の電極が回路基板３１に形成された場合にも、静電容量Ｃc’が静電容量Ｃgよりも大きくなるように復調回路側配線３６及びグランド側配線３７を形成することにより同様の効果を得ることができる。

本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、送信機における変調回路や変換回路、受信機における検出回路や復調回路などの構成については上記実施の形態に限定されず、適宜変更することができる。また、上記実施の形態における寸法、数値などについては特に限定されず、本発明の範囲内において変更することが可能である。その他、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することができる。

Claims

伝送媒体に対して送信信号を電界として付与する送信機と、前記伝送媒体を介して前記電界を検出して前記送信信号を受信する受信機と、を具備し、前記受信機は、前記伝送媒体に面する受信電極と、共振用インダクタ及び共振用キャパシタで構成された共振回路と、前記受信電極及び前記共振回路を容量結合する結合用キャパシタと、を有することを特徴とする通信システム。
前記結合用キャパシタは、前記受信機が通信可能な最大距離まで前記伝送媒体から離れたときの前記受信機と前記伝送媒体との間の静電容量値以下であることを特徴とする請求項１記載の通信システム。
前記結合用キャパシタが可変容量型キャパシタであることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の通信システム。
前記共振回路は、前記受信電極と容量結合された複数の共振用インダクタを有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の通信システム。
前記複数の共振用インダクタがそれぞれ切り替え手段を持つことを特徴とする請求項４記載の通信システム。
前記共振回路は、複数の共振用キャパシタを有し、前記共振用インダクタ及び前記共振用キャパシタが切り替え手段を持つことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の通信システム。
前記結合用キャパシタが前記受信電極側の第１電極と前記共振回路側の第２電極との間で形成され、前記第１電極又は前記第２電極の少なくとも一方は前記共振回路が構成される回路基板上に形成されていることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の通信システム。
復調回路側配線、グランド側配線及び前記受信電極側の第１電極が回路基板上に形成されており、前記結合用キャパシタが前記受信電極側の第１電極と前記共振用インダクタとの間の容量結合により形成されることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載の通信システム。
前記第１電極と前記復調回路側配線との間の静電容量が前記第１電極と前記グランド側配線との間の静電容量よりも大きくなるように、前記復調回路側配線及び前記グランド側配線が配置されていることを特徴とする請求項８記載の通信システム。
前記受信電極側の第１電極が前記共振回路が構成される回路基板上に形成され、前記共振用インダクタが前記受信電極側の第１電極と対向する位置に配置されていることを特徴とする請求項８記載の通信システム。