JP4191612B2 - 同期データ検出ユニットおよび方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般的に、同期データ検出ユニットおよび所定の同期データを検出するための方法に関し、特に、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）通信システムにおける受信機および受信方法に関する。

無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）システムなどの通信システムでは、送信機と受信機との間でメッセージを正常に交換できるように、受信機が送信機に同期化されることが重要である。無線ローカルエリアネットワークシステムは、有線ＬＡＮの延長線上にあるものとして、またはそれに代わるものとして与えられた柔軟性のあるデータ通信システムである。ＷＬＡＮシステムは、有線接続に必要なものを最小限に抑えるために、無線周波数または赤外線技術を用いて、電波でデータを送受信する。このように、ＷＬＡＮシステムは、データの接続性とユーザの移動性とを兼ね備えたものである。

ほとんどのＷＬＡＮシステムは、スペクトラム拡散技術、いわゆる、高信頼性かつセキュアな通信システムで使用するために開発された広帯域無線周波数技術を用いる。スペクトラム拡散技術は、帯域幅の効率を犠牲にして、信頼性、完全性、およびセキュリティを得るようにされたものである。２つのタイプのスペクトラム拡散無線システム、すなわち、周波数ホッピングとダイレクトシーケンスシステムが使用されている場合が多い。

ダイレクトシーケンススペクトラム拡散システムでは、かなり高い周波数および情報ビットレートを有するコードワードまたはシンボルを用いて、各データビットを符号化することによって拡散が行われる。その結果、より広い周波数帯域幅にわたって信号が「拡散」することで、パワースペクトル密度が比較的低くなるため、他の通信システムは、ダイレクトシーケンススペクトラム拡散信号を伝送するデバイスからの干渉を被る可能性が少なくなる。ダイレクトシーケンススペクトラム拡散は、データを拡散するために、送信機と受信機に既知の擬似ランダムノイズのコードワードを用いる。コードワードは、伝送される情報ビットで掛け算された（またはそれらで排他的論理和演算をされた）「チップ」のシーケンスからなる。多数の無線ネットワークは、公知のバーカーコードワード（Ｂａｒｋｅｒ code word）を用いてデータを符号化および拡散するＩＥＥＥ ８０２．１１規格に準拠する。バーカーコードワードは、１１チップの所定のシーケンスからなる。１つのバーカーコードワードシーケンス全体は、情報を含むシンボルが占める時間期間で伝送される。

より高速なデータレート伝送ができるように、ＩＥＥＥ ８０２．１１規格は、ＩＥＥＥ ８０２．１１ｂへ展開された。１１ビットのバーカーチップに加えて、８０２．１１ｂ規格は、高データレート伝送用に、８ビットの相補符号変調（ＣＣＫ：ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｃｏｄｅ Ｋｅｙｉｎｇ）アルゴリズムを用いる。

データ転送レートは、四位相偏移（ＱＰＳＫ）変調を含むより高位の変調技術を用いることで、シンボルレートより高められてもよい。このような変調技術によれば、各ビットは、より多数の可能な位相で表される。したがって、送信機は、２つの信号を生成し、第１の信号は、「同相」（Ｉ）信号または「Ｉチャネル」と呼ばれ、第２の信号は、同一周波数で９０度位相偏移した正弦搬送波に対して「直交」（Ｑ）信号または「Ｑチャネル」と呼ばれる。

ダイレクトシーケンススペクトラム拡散技術を用いた無線ＬＡＮ用のＩＥＥＥ８０２．１１規格では、送信機に対して受信機のトレーニングを行うためのトレーニングプリアンブルが採用されている。伝送されるデータメッセージの各々は、最初のトレーニングプリアンブルと、それに続くデータフィールドとを含む。プリアンブルは、受信機が同期に必要な動作を確実に実行できるようにするために、同期フィールドを含む。プリアンブルの長さに関して、２つのオプション、すなわち、長いプリアンブルと短いプリアンブルが規定されている。８０２．１１ｂに準拠したすべてのシステムは、長いプリアンブリに対応したものでなければならない。短いプリアンブルのオプションは、音声や映像などの特別なデータの伝送時にネットワークスループットの効率を高めるために規格に与えられる。プリアンブルの同期フィールドは、長いプリアンブルの場合、１２８の１ビットからなり、短いプリアンブルの場合、５６の０ビットからなる。

受信機が、同期シンボルを検出し、受信機の内部クロックと同期フィールドのシンボルとを整合することで、プリアンブルに後続する伝送フレーム構造のフィールドを解釈する固定参照時間フレームを確立する。同期フィールドを含むプリアンブルは、メッセージ（データパケット）開始ごとに伝送される。

プリアンブル検出ユニットの目的は、入力信号を継続的に監視し、プリアンブルが検出されたかを表示することである。連続バーカーシンボルまたはＣＣＫシンボル間の境界が決定され、シンボルの転送は、受信機の処理スケジュールに同期化される。プリアンブルの検出と、シンボルの到着と後続モジュールの処理スケジュールとの間のタイミングオフセットに基づいて、入力信号は、受信機の処理スケジュールに同期化される。

以下、図１を参照すると、通信信号のプリアンブルを検出するための検出プロセスが示されている。プリアンブル検出ステップ１０１は、通信信号１００を受信した後、受信した通信信号にさらなる処理、特に、デスクランブル処理１０２を施す前に実行される。

図２に、従来のプリアンブル検出器２００の構成が示されている。同相および直交成分からなる受信した通信信号２０１は、プリアンブル検出器２００に与えられる。プリアンブル検出器２００において、まず、受信した通信信号２０１は、逆拡散器２０４、特に、バーカー整合フィルタ（ＢＭＦ：Ｂａｒｋｅｒ ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒ）に適用される。逆拡散された通信信号は、逆拡散された通信信号を復調するための復調器（ＤＥＭ）２０５に供給される。復調された信号は、受信したビットシーケンスの「硬判定」のシーケンスからなり、すなわち、復調された信号の各データ値は、両方の可能な２値のうちの１つとなる。復調されたビットストリームは、所定のプリアンブルデータを検出するために監視される。典型的に、プリアンブルを検出するために、相関器が使用される。相関器は、本質的に、プリアンブルシーケンス用の整合フィルタである。相関器は、プリアンブルが存在する場合に大きな出力を発生する。相関性の大きさが所定のしきい値を超えたさい、プリアンブル検出が通常示される。

プリアンブルの検出後、復調された通信信号は、（ディジタル）デスクランブラ（ＤＤＳ）に適用される。図３に、従来技術のデスクランブラ３００の一例が示されている。入力信号３０１ａは、所定のデスクランブル法則に従っていくつかのユニットの時間遅延を表す遅延ブロック３０４、３０５に供給される。遅延信号は、フィードバックされ、乗算器または排他的論理和ゲート３０６を用いて組み合わされる。出力は、入力信号３０１ｂにフィードバックされ、乗算器または排他的論理和ゲート３０３を用いて組み合わされて、デスクランブルされた出力３０２を発生する。

同期データ検出ユニットには、依然として数多くの問題が存在する。１つの問題は、ノイズが信号の品質を悪化させてしまうことがあるため、受信した通信信号にプリアンブルが存在しても、同期ユニット、特に、プリアンブル検出器が、プリアンブルを確認することができないことである。また、実際のプリアンブルが存在しない場合、ノイズがしきい値を超える出力を発生してしまうこともある。

エラーが生じにくいように所定の同期データを検出可能な改良された同期検出ユニットおよび方法が提供される。

本発明の１つの態様において、通信信号にある伝送フレームの所定の同期データを検出するための通信システムに、同期データ検出ユニットが提供される。同期データは、スクランブラを介して送信された後に伝送される同一のバイナリシンボルのシーケンスを含む。同期データ検出ユニットは、受信した通信信号をデスクランブルし、多重レベルの信号値を有する出力データシーケンスを発生するためのデスクランブラを備える。多重レベルの信号値は、デスクランブラの出力を平滑化するためのフィルタ手段に適用される。平滑化された信号は、しきい値手段に供給される。しきい値手段は、フィルタ手段の平滑化された出力と、所定のしきい値とを比較する。フィルタ手段の出力が所定のしきい値を超えれば、しきい値手段は、前記同期データの検出を示す。

さらなる実施形態において、前記フィルタ手段は、くし形フィルタである。

さらなる実施形態において、前記くし形フィルタは、受信した入力信号を連続して遅延させるための所定数の同一の遅延部分と、遅延部分の各々の出力信号および入力信号を累算するための累算手段とを備える。

さらなる実施形態において、前記くし形フィルタは、累算された信号の数（ｎ）で累算結果を除算するための正規化手段をさらに備える。

さらなる実施形態において、前記遅延部分の各々は、直列に接続された所定数のレジスタからなる。

さらなる実施形態において、レジスタの前記所定数は、５より大きい。

さらなる実施形態において、前記くし形フィルタは、少なくとも９つの遅延部分を備える。

さらなる実施形態において、前記しきい値手段は、次の累算結果の所定数が前記所定のしきい値（Ｔｈ）を超えたことを決定した後に、前記同期データの検出を示すようにされる。

さらなる実施形態において、次の累算結果の前記所定数は、５〜２０の数である。

さらなる実施形態において、次の累算結果の前記所定数は、１０より大きい。

さらなる実施形態において、前記しきい値手段は、前記通信信号にある異なる長さの同期データを識別および検出するために、少なくとも２つのしきい値（Ｔｈ_１、Ｔｈ_２）を与える。

さらなる実施形態において、前記しきい値手段は、より長い長さの同期データを検出するための第１のしきい値（Ｔｈ_１）と、より短い長さの同期データを検出するための第２のしきい値（Ｔｈ_２）とを含む。

さらなる実施形態において、前記第１および第２のしきい値（Ｔｈ_１、Ｔｈ_２）は、絶対値が同じであるが、符号が異なるものである。

さらなる実施形態において、前記通信システムは、前記通信信号を伝送するためのダイレクトシーケンススペクトラム拡散の伝送方式を採用するようにされ、前記同期データ検出ユニットは、受信した通信信号を逆拡散するための逆拡散ユニットと、逆拡散された通信信号を復調するための復調ユニットとをさらに備える。

さらなる実施形態において、前記通信システムは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）システムである。

さらなる実施形態において、無線ＬＡＮ受信機は、上記実施形態のいずれかによる同期データ検出ユニットを備える。

本発明のさらなる別の態様において、通信システムにおいて使用するための同期データの受信方法が提供される。所定の同期データは、通信信号の伝送フレームに含まれる。同期データは、スクランブル処理後に伝送される同一のバイナリシンボルのシーケンスを含む。受信した通信信号は、多重レベルの出力信号値のシーケンスを発生するようにデスクランブルされる。多重レベルの出力信号値は、平滑化され、平滑化された信号は、所定のしきい値と比較される。平滑化された信号が所定のしきい値を超えれば、前記同期データが検出される。

１つの実施形態において、前記平滑化ステップは、受信したデスクランブル信号の信号値を平均化する。

さらなる実施形態において、前記平均化ステップは、受信した入力信号を複数回連続して遅延させるステップと、遅延された信号部分の各々と入力信号とを累算するステップと、累算された信号を出力するステップとを含む。

さらなる実施形態において、前記出力信号は、累算された信号部分の数で累算された信号を除算することによって正規化される。

さらなる実施形態において、前記第１および前記第２のしきい値（Ｔｈ_１、Ｔｈ_２）は、絶対値が同じであるが、符号が異なるものである。

さらなる実施形態において、前記通信信号は、ダイレクトシーケンススペクトラム拡散の伝送方式を用いて伝送され、前記通信信号は、逆拡散および復調された後にデスクランブルされる。

さらなる実施形態において、通信システムにおいて通信信号を受信するための方法が、上述した方法に従って同期データを検出するステップを含む。

本発明の原理を説明するために、添付の図面は、本願明細書に組み込まれ、その一部をなす。図面は、本発明を限定するものとして解釈されるべきではなく、本発明の作製方法および使用方法の例を図示および記載したものにすぎない。さらなる特徴および利点は、添付の図面に示されているように、本発明の以下のさらに詳細な記載から明らかになるであろう。

図面を参照しながら、本発明の例示的な実施形態について記載する。

同期データ、特に、本願明細書に記載するように、所定のプリアンブルを検出するための同期データ検出ユニットを示す図面、特に、図４を以下参照する。図４に示す構成は、同期データ検出モジュール４００と、同期モジュール４０３とからなる。同期データ検出モジュール４００は、プリアンブルを検出し、シンボルの到着と後続モジュールの処理スケジュールとの間のタイミングオフセットを与えてもよい。シンボルシンクロナイザ４０３は、データストリームを処理スケジュールに同期化させるために、タイミングオフセット情報を使用する。

同期データ検出モジュール４００は、以下のモジュール、すなわち、バーカー整合フィルタ（ＢＭＦ）モジュール４０４と、差動ＢＰＳＫ復調器（ＤＥＭ）モジュール４０５と、ソフトデスクランブラ（ＳＤＳ：ｓｏｆｔ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｅｒ）モジュール４０６とを備える。これらのモジュール、すなわち、ＢＭＦ、ＤＥＭ、およびＳＤＳがまとまって、非コヒーレント受信機を形成する。さらに、同期データ検出モジュール４００は、デスクランブラの出力を平滑化するためのくし形フィルタ（ＣＯＦ）モジュール４０７を備える。所定のプリアンブルデータを検出するように平滑化されたデータを評価するために、同期データ検出モジュール４００は、しきい値コントローラ４０８を含む。上記に特定されたモジュールの詳細については以下に記載する。

バーカー整合フィルタモジュール４０４は、同期データ検出モジュール４００に入力された通信信号４０１を受信し、バーカーシーケンスと入力信号のサンプルとの間の相関を計算する。バーカーコードワードは、「０１００１０００１１１」または「＋１，−１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−１」（非ゼロ復帰−ＮＲＺ）のシーケンスを含む１１チップからなり、最も左のチップが最初に出力される。１つのバーカーコードワードシーケンス全体が、情報を含むシンボルによって占められた時間期間で受信される。したがって、シンボルレートが１メガボーであれば、バーカーシーケンスの１１チップの基本的なチップレートは、１１ＭＨｚである。１１ＭＨｚチップレートの信号を使用することによって、伝送信号によって占められるスペクトラムは、１１倍以上となる。例示的な実施形態において、バーカーシーケンスは、２２Ｍｓｐｓの入力サンプルレートにより、１１サンプルから２２サンプルへ拡張される。これは、バーカーシーケンスの元の要素の間にゼロを入れることによって達成される。

ＩチャネルとＱチャネルの入力サンプルは、バーカーシーケンスでそれぞれ相関される。各複合入力サンプルに対して、複合相関サンプルが計算される。これは、当業者に公知の「スライディングウィンドウ」アルゴリズムによって実行されてよい。

逆拡散通信信号は、復調器モジュール４０５に適用される。特定の実施形態において、復調器モジュール４０５は、差動ＢＰＳＫ復調器である。

デスクランブラモジュール４０６の特定の実施形態を示す図５および図６を以下に参照する。デスクランブラモジュール４０６は、多値サンプルを出力するソフトデスクランブラとして与えることができる。ディジタル復調器とは対照的に、ソフトデスクランブラにおいて、多値入力信号は、「硬い（硬判定の）」２値化を受けず、デスクランブルされた出力値は、予測された２値の周辺に揃えられる。

本願明細書に記載する他の実施形態において、復調信号をデスクランブルするための「ハーフソフト」デスクランブラが使用される。図５および図６において、「ハーフソフト」デスクランブラモジュール５００の構成の例が示されている。ハーフソフトデスクランブラは、前記デスクランブラにある「遅延部分」５０４〜５０６に適用された入力信号５０１ａが２値化され、一方、入力信号５０１ｂの他のブランチは多値信号として維持される、という点で、ソフトデスクランブラとは異なる。図５のデスクランブラ５００において、受信した入力信号５０１ａは、多値入力サンプル値を２値に変換するための２値化部分５０３に適用される。

デスクランブラ５００は、例えば、１＋ｘ^ａ＋ｘ^ｂで与えられる所定の生成多項式に従って構成され、ここでｘ^ａおよびｘ^ｂは所定の時間遅延を表す。遅延信号は、フィードバックされ、デスクランブルされた出力を発生するために、乗法または排他的論理和ゲートを用いて入力信号に付加される。図６に示すように、遅延要素５０４、５０５は、複数の１ビットレジスタ６０１〜６０６を備え、各々が、１ユニットの時間遅延を表す。ハーフソフトデスクランブラは、予測した２値の周辺に揃えられたソフトシンボルのシーケンスを出力する。

図５および図６のハーフソフトデスクランブラの配置により、多重レベルの出力サンプルを与えるためのハードウェアの労力が、従来のソフトデスクランブラと比較して、かなり軽減されるという利点を得ることができる。

プリアンブルデータの受信時、ソフトまたはハーフソフトデスクランブラの多重レベル出力サンプル値はすべて、同じ符号を有する。出力サンプル値におけるランダム偏差の影響を軽減するために、出力サンプル値は、くし形フィルタ４０７によって平均化される。図７および図８に、くし形フィルタの実施例が示されている。

以下、図７を参照すると、実数および虚数の入力データシンボル７０１は、重みＷ_１で重み付けされた乗算器７０５に適用される。重み付けされた信号は、遅延要素７０４および加算器７０３を用いて、フィードバック遅延出力信号７０２に付加される。フィードバック出力信号および入力信号を付加する前に、遅延されたフィードバック信号も、重みＷ_２で乗算器７０６を用いて重み付けされる。

特定の実施形態によれば、入力データシンボル７０１には、乗算器７０５において固定値（fixed point equivalent）０．２が乗算され、遅延要素７０４によって与えられる遅延された「平均」値には、固定値０．８が乗算される。実施形態のアルゴリズムは、重み付け値０．２および０．８のそれぞれを参照して記載しているが、当業者であれば、さまざまな重み付け値の組合せＷ_１およびＷ_２を用いて、同様の効果で重み付けアルゴリズムが実行されるであろうことを認識するであろう。重みＷ_１の量を低減し、重みＷ_２の量を増大することによって、入力サンプル値７０１のノイズ低減効果を高めることができる。逆に、第１の重みＷ_１の量を増大し、第２の重みＷ_２の量を低減することによって、受信したデータシンボルの精度を高めてよい。

図８に、くし形フィルタ構成の別の実施形態が示されている。図示したくし形フィルタの各出力は、（用いた入力サンプルレートに応じて）１１または２２サンプルによって間隔をあけたｎチップサンプルの平均値を表す。当業者であれば、平均化されたサンプルの数が、十分なノイズ低減に適切であるように設定されることを理解するであろう。数ｎを増大すると、さらに効果的にノイズが低減されることになる。この実施形態の特定の例において、平均化されたサンプルの数ｎは１０である。同相チャネルＩおよび直交チャネルＱに対して別々に平均化された振幅が計算される。これは、以下の式を与えることで、特定の実施形態において達成されてよい。

ここで、ｆ（ｋ）は、くし形フィルタの出力を表し、ｄ（ｋ−２２ｉ）は、上述したように、２２サンプルのバーカーシーケンスを用いたときのデスクランブラの出力を表す。

プリアンブルが現在受信されているかを決定するために、両方のフィルタ出力ｆ_Ｉおよびｆ_Ｑが用いられる。特定の実施形態において、両方の出力は、信号の周波数オフセットの影響を無効にするために付加される。

ここで、Ｓは、両方の出力の和を表し、ｆ_Ｉおよびｆ_Ｑは、それぞれのチャネルの平均化されたくし形フィルタの出力を表す。

再度図８を参照すると、くし形フィルタ８００は、複数の遅延要素８０４と、加算器８０３と、除算器８０５とを備える。入力するデスクランブラの出力８０１は、加算器８０３に適用され、同一の遅延要素８０４の第１の遅延要素に分岐される。遅延要素８０４の各々の出力は、加算器８０３に適用され、遅延要素８０４の次の遅延要素の入力に適用される。加算器８０３は、所定数ｎの入力信号を受信し、これらの入力信号は累算されて、除算器８０５に出力される。入力の数ｎと遅延要素８０４の対応する数ｎ−１は、上述した考慮すべき点に従って設定される。除算器８０５は、加算器８０３によって出力された累算された和を正規化する。

図９は、入力通信信号にあるプリアンブルの検出方法の一例を簡略化して示したものである。通信信号を受信した後（ステップ９００）、通信信号は、ソフトデスクランブルプロセス９０１を受け、デスクランブルされた出力は、通信信号におけるランダム偏差の影響を軽減するために平滑化される（９０２）。ステップ９０３において、平均化されたデスクランブラ出力の出力信号値に基づいて、出力信号にプリアンブルが検出される。プリアンブルの検出は、くし形フィルタ出力と所定のしきい値とを比較することによって実行される。図１０に、しきい値コントローラ４０８によって実行されるプロセスの詳細が示されている。

図１０に示すように、獲得されたくし形フィルタの和Ｓ（ステップ１００１）の各々は、ステップ１００２において、プリアンブルのサーチ中に所定のしきい値Ｔｈと比較される。くし形フィルタの出力が所定のしきい値Ｔｈを超えると、プリアンブルが、検出された状態にあってよく（ステップ１００３）、プリアンブル検出手順が、「プリアンブル検出状態」に入る。しきい値コントローラ４０８が、次のデスクランブラ出力がさらに大きいかを決定するために、さらに２チップを取り出す間、この状態に保たれる。

これらの２つのさらなるサンプル値を比較した後、しきい値コントローラは、比較結果を定期的に確認し、すなわち、シンボル持続時間後、デスクランブラのピーク（ｐｅｅｋ）が再出現したか否かを決定する。くし形フィルタの出力は、プリアンブル検出が明確に示される前に、所定の回数、所定のしきい値Ｔｈを超えなければならない（ステップ１００４、１００５）。ステップ１００２の比較器の結果が、所定の回数Ｔ_Ｎ確認された後、「ロック状態」（プリアンブル検出の場合）に入る。１つの実施形態において、Ｔ_Ｎは１５であり、すなわち、プリアンブル検出を１５回確認する必要がある。当業者であれば、任意の他の回数、例えば、１０〜２０回の回数Ｔ_Ｎが同様の効果で与えられてよいことを認識するであろう。

無線ＬＡＮのＩＥＥＥ ８０２．１１ｂ規格に従って、しきい値コントローラ４０８は、長いプリアンブルおよび短いプリアンブルを検出するようにされてよい。両方のプリアンブルが、長さだけではなく、プリアンブルシーケンスの２値でも異なるため、これらのプリアンブルは、プリアンブルの２値と対応する異なるしきい値を用いることによって区別されてよい。

図１１に、無線ＬＡＮ期間に従って長いプリアンブルおよび短いプリアンブルを検出可能なしきい値比較プロセスが示されている。プリアンブル検出手順は、第１のしきい値Ｔｈ_１および第２のしきい値Ｔｈ_２を用いる。予想されたデスクランブラ出力値＋１／−１によれば、両方のしきい値は、符号だけ異なる。

ステップ１１０２またはステップ１１０７において、長いプリアンブルまたは短いプリアンブルをまず検出した後、ステップ１１０３〜１１０６またはステップ１１０８〜１１１１のいずれかによって、プリアンブルの各々に対して「信頼性のチェック」が繰り返し実行される。検出された長いプリアンブルまたは短いプリアンブルが、長いプリアンブルを確認するためのステップ１１０３〜１１０６または短いプリアンブルを確認するためのステップ１１０８〜１１１１によって形成される確認ループの１つで確認できない場合、しきい値比較器は、ステップ１１０１に戻る。

プリアンブルが検出および確認された後、シンボルの到着と後続するデータモジュールにおけるシンボル処理との間のタイミングオフセットが既知であれば、シンボル同期モジュール４０３は、シンボルの解放とシンボルの処理が整合するようにデータを解放する。

上述したさまざまな実施形態によれば、送信された各シンボルの決定は、復調器の出力からくし形の出力へシフトされる。特定の実施形態によれば、複数の１ビット幅レジスタを含むデスクランブラの「遅延経路」に２値化を導入するハーフソフトデスクランブラが用いられる。ハーフソフトデスクランブラの出力は、送信されたプリアンブルシーケンスに基づいて、予想値＋１（送信された１からなる長いプリアンブル）または−１（送信された０からなる短いプリアンブル）の周辺に揃えられたソフトシンボルのシーケンスである。

上述した実施形態により、ハードウェアの複雑性を増すことなく、プリアンブルの検出の信頼性がさらに高められ、改良されることがある。プリアンブル検出ステップを次の処理ステージにシフトすることによって、本願明細書に記載するさまざまな実施形態のプリアンブル検出により、プリアンブルを検出できない事態またはプリアンブルを誤って検出できない事態の発生が低減される。

本発明が、産業上のプロセスおよび製品に有益に使用されてよいことは明らかである。

プリアンブル検出手順を示すフローチャートである。 通信信号のプリアンブルを検出するためのプリアンブル検出器を示すブロック図である。 図２に示すようなプリアンブル検出器に組み込まれたデスクランブラの構成を示すブロック図である。 同期データ検出ユニットを示すブロック図である。 図４に示すような構成に組み込まれたハーフソフトデスクランブルモジュールの構成を示すブロック図である。 図５に示すデスクランブルモジュールのより詳細な実施形態を示すブロック図である。 図４の構成に示すようなフィルタモジュールの構成を示すブロック図である。 図６に示すようなフィルタモジュールの別の構成を示すブロック図である。 プリアンブル検出処理手順を示すフローチャートである。 通信信号の所定の同期データを検出するためのしきい値比較手順を示すフローチャートである。 通信信号の２つの異なる種類のプリアンブルを検出するためのより詳細なしきい値比較手順を示すフローチャートである。

Claims (10)

1. 通信信号にある伝送フレームの所定の同期データを検出するための通信システムにおける同期データ検出ユニットであって、前記同期データが、スクランブル処理後に伝送される同一のバイナリシンボルのシーケンスを含み、
   受信した通信信号（５０１）をデスクランブルし、多重レベルの信号値を有する出力データシンボル（５０２）を発生するためのデスクランブラ（４０６）と、
   前記デスクランブルされた出力データシンボル（５０２）を平滑化するためのフィルタ手段（４０７）と、
   前記フィルタ手段（４０７）の平滑化された出力（８０２）と所定のしきい値（Ｔｈ）とを比較するとともに、前記フィルタ手段（４０８）の前記出力（８０２）が前記所定のしきい値（Ｔｈ）を超えたときに、前記同期データが検出されたことを示す、しきい値手段（４０８）とを備える、同期データ検出ユニット。
2. 前記デスクランブラ（５００）が、
   受信した多重レベル入力信号（５０１ａ）をバイナリ信号に変換するための２値化部分（５０３）と、
   所定のデスクランブル法則に従って、前記バイナリ信号を遅延する遅延部分（５０４〜５０６）と、
   前記遅延部分（５０４〜５０６）から前記バイナリ信号出力で多重レベル入力信号（５０１ｂ）を掛け合わせ、デスクランブルされた信号を出力するための乗算部分（５０２）とを備える、請求項１に記載の同期データ検出ユニット。
3. 前記遅延部分（５０４〜５０６）が、複数の遅延部分（５０４、５０５）と、所定のデスクランブル法則に従って異なる遅延を有するバイナリ信号を組み合わせるための少なくとも１つの信号組合せ部分（５０６）とからなる、請求項２に記載の同期データ検出ユニット。
4. 前記遅延部分（５０４、５０５）が、１ビット幅を有する複数の遅延レジスタ（６０１〜６０６）を備える、請求項２に記載の同期データ検出ユニット。
5. 前記デスクランブルされた信号出力が、少なくとも１つの２ビット幅を有する、請求項１に記載の同期データ検出ユニット。
6. 通信信号にある伝送フレームの所定の同期データの検出方法であって、前記同期データが、スクランブル処理後に伝送される同一のバイナリシンボルのシーケンスを含み、
   受信した通信信号をデスクランブルし、多重レベルの信号値を有する出力データシーケンスを発生するステップ（９０１）と、
   前記デスクランブルされた信号の多重レベル信号値を平滑化するステップ（９０２）と、
   前記平滑化された信号の前記多重レベル信号値と所定のしきい値（Ｔｈ）とを比較し、前記平滑化された信号が前記所定のしきい値（Ｔｈ）を超えれば、前記同期データを検出するステップ（９０３）とを含む、所定の同期データの検出方法。
7. 前記デスクランブルステップ（９０１）が、
   前記受信した多重レベル入力信号をバイナリ信号に変換するステップと、
   所定のデスクランブル法則にしたがって前記バイナリ信号を遅延させるステップと、
   前記バイナリ信号で前記多重レベル入力信号を掛け合わせるステップと、
   前記デスクランブルされた信号を出力するステップとを含む、請求項６に記載の所定の同期データの検出方法。
8. 前記バイナリ信号の遅延ステップが、前記バイナリ信号を遅延させるステップと、前記遅延されたバイナリ信号と、前記所定のデスクランブル法則に従ってさらに遅延されたバイナリ信号とを組み合わせるステップとを含む、請求項７に記載の所定の同期データの検出方法。
9. 前記比較ステップ（９０３）が、前記累算結果が、前記所定のしきい値（Ｔｈ）を所定の回数（Ｔ_Ｎ）連続して超えることを決定した後（１００１〜１００５）、前記同期データの検出を示すステップをさらに含む、請求項６に記載の所定の同期データの検出方法。
10. 前記比較ステップが、
    より長い長さの同期データを検出するための第１のしきい値（Ｔｈ１）と前記累算結果を比較するステップ（１１０４）と、
    より短い長さの同期データを検出するための第２のしきい値（Ｔｈ２）と前記累算結果を比較するステップ（１１０７）とを含む、請求項９に記載の所定の同期データの検出方法。

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