JP4123335B2 - 誘導電動機の速度センサレス制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、速度検出用のセンサを用いることなく速度制御を行う、誘導電動機の速度センサレス制御装置に関し、特に、低速度回生時における不安定性を低減して脱調を防止する、誘導電動機の速度センサレス制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
速度検出用のセンサを用いない速度制御、すなわち速度センサレス制御によって誘導電動機を駆動する際には、出力周波数が０近傍の低速度回生状態では、電圧誤差の影響が大きくなるため、誘導電動機の動作が不安定になりやすい。また、このような速度センサレス制御では、低速回生で制御不能となる領域が原理的に存在する。この領域では、誘導電動機の動作が不安定になりやすく、脱調して制御を継続することができない場合もある。
【０００３】
上述した問題を解決するため、従来では、スリップ周波数指令を０として、１次周波数が低下しないようにしていた。しかし、スリップ周波数指令を０とするだけでは上述の不安定領域を完全に回避することができない。特開平１０−０３３０００号公報には、１次周波数の基準値を設定し、１次周波数がその基準値よりも下がった場合にトルク指令を補償する方法が提案されている。また、スリップ周波数指令に負のゲインを乗じて、周波数を上げる手法も提案されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、従来、速度センサレス制御では、低速回生状態では、誘導電動機の動作を安定させるために、スリップ周波数指令を０として１次周波数が低下しないようにしたり、１次周波数がその基準値よりも下がった場合にトルク指令を補償したり、推定１次磁束による出力電圧指令のフィードバック演算を行ったり、スリップ周波数指令に負のゲインを乗じて周波数を上げたりしていた。
【０００５】
しかし、スリップ周波数を０としただけでは、不安定現象を解決することができない。また、１次周波数の基準値に基づいてトルク指令を補償する方法や、スリップ周波数に負のゲインを乗じる方法は、滑り周波数型ベクトル制御装置にのみ適用可能な方法であり、磁束推定値の位相を基準として電圧を出力するような直接型磁束ベクトル制御方式には適用できない。
【０００６】
また、滑り周波数型ベクトル制御装置においても、上述の方法を用いた場合には、速度制御手段の積分器の出力をキャンセルするなど、通常状態と低速回生状態との間で制御装置内の切り替え処理が必要となるため、制御装置の構成が複雑になり、切り替え時においてショックが発生する場合もあった。
【０００７】
本発明は、直接型磁束ベクトル制御方式や滑り周波数型ベクトル制御方式など、どのような制御方式であっても、制御装置の構成を複雑にすることなく、低速回生状態において制御の安定性を保ち、脱調を防止することができる、誘導電動機の速度センサレス制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、誘導電動機の速度を推定する速度推定手段と、上位装置から入力される速度指令と前記速度推定手段によって求められた速度推定値との偏差に基づいて速度制御を行ってトルク電流指令を計算する速度制御手段と、前記上位装置から入力される磁束指令に基づいて磁束電流指令を計算する磁束制御手段と、前記磁束指令と前記トルク電流指令とに基づいてスリップ周波数を求めるスリップ周波数演算手段とを備える、誘導電動機の速度センサレス制御装置において、前記速度推定値と前記スリップ周波数とを座標軸とする平面上における第２象限と第４象限と原点近傍との領域を通り、前記スリップ周波数が、−１を係数とする前記速度推定値の１次関数で与えられる境界線と、前記誘導電動機の１次抵抗と２次抵抗を係数に持つ前記速度推定値の１次関数もしくは２次関数で与えられる境界線の２つの境界線によって挟まれる領域を不安定領域とし、前記速度推定値と前記スリップ周波数とで決定される前記平面上の座標点が前記不安定領域内にある場合には、当該座標点が不安定領域外となるように前記速度指令の補正量を計算して出力する速度補正量演算手段と、前記速度補正量演算手段から出力された補正量を前記速度指令に加算する加算手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
本発明の誘導電動機の速度センサレス制御装置では、速度推定値とスリップ周波数との関係が不安定領域の領域外となるように、速度指令を補正している。本発明の速度センサレス制御装置では、上位装置から入力される速度指令の補正のみを行うだけで低速回生状態における不安定状態を解消させることができるので、ベクトル制御の方式に関わらず、また、制御装置の構成を複雑にすることなく、低速回生状態において制御の安定性を保ち、脱調を防止することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の一実施形態の誘導電動機の速度センサレス制御装置について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の誘導電動機の速度センサレス制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この速度センサレス制御装置は、磁束速度推定手段１と、速度制御手段２と、スリップ周波数演算手段３と、磁束制御手段４と、電圧フィードフォワード（ＦＦ）演算手段５と、電流制御手段６と、電圧変換手段７と、電圧出力装置８と、電流成分変換手段９と、速度補正量演算手段１０と、加算器１１と、減算器１２とを備えている。
【００１１】
磁束速度推定手段１は、誘導電動機（Ｍ）１３の各相の電流検出値を入力し、それらの電流検出値と、磁束方向の軸（ｄ軸）およびトルク方向の軸（ｑ軸）の電圧指令Ｖ_d、Ｖ_qと、誘導電動機１３のモータ定数値とに基づいて、誘導電動機１３の速度および磁束を推定し、推定した速度を速度推定値Ｆ_rとして出力するとともに、推定した磁束から磁極位置θφを求めて出力する。加算器１１は、上位装置（不図示）から入力される速度指令Ｆ_refに速度指令補正量Ｆ_cmpを加算した値を速度指令Ｆ_ref’として出力する。減算器１２は、速度指令Ｆ_ref'から速度推定値Ｆ_rを減算した値を速度偏差ΔＦ_rとして出力する。速度制御手段２は、速度偏差ΔＦ_rに基づいて速度制御を行い、トルク電流指令Ｉ_q*を計算して出力する。スリップ周波数演算手段３は、トルク電流指令Ｉ_q*と、上位装置（不図示）から入力される磁束指令Φ_refと、所定のモータ定格スリップ周波数とからスリップ周波数Ｆsを演算して出力する。
【００１２】
磁束制御手段４は、磁束指令Φ_refに基づいて磁束電流指令Ｉ_d*を演算して出力する。電圧ＦＦ演算手段５は、トルク電流指令Ｉ_q*と、磁束電流指令Ｉ_d*と、磁束指令Φ_refと、速度推定値Ｆ_rと、スリップ周波数Ｆ_sとから出力周波数ωを求め、ｄ軸、ｑ軸のフィードフォワード電圧Ｖ_d*、Ｖ_q*を以下の（１）、（２）式にしたがって求めて出力する。
【００１３】
Ｖ_q*＝ω×Φ_ref＋Ｒ×（Ｉ_q*）＋ω×Ｌ×（Ｉ_d*）・・・（１）
Ｖ_d*＝Ｒ×（Ｉ_d*）＋ω×Ｌ×（Ｉ_q*）・・・（２）
電流成分変換手段９は、磁極位置θφに基づいて、誘導電動機（Ｍ）１３の３相の電流検出値をトルク成分電流Ｉ_qと、磁束成分電流Ｉ_dとに変換する。電流制御手段６は、トルク電流指令Ｉ_q*と、磁束電流指令Ｉ_d*と、トルク成分電流Ｉ_qと、磁束成分電流Ｉ_dと、フィードフォワード電圧Ｖ_q*、Ｖ_d*とに基づいて電流制御を行い、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令Ｖ_d、Ｖ_qを求めて出力する。電圧変換手段７は、電圧指令Ｖ_d、Ｖ_qを誘導電動機１３の各相の電圧指令に変換して出力する。電圧出力装置８は、その各相の電圧指令に応じた電圧を誘導電動機１３に印加する。
【００１４】
速度補正量演算手段１０は、速度推定値Ｆ_rとスリップ周波数Ｆ_sとを座標軸とする平面における第２象限と第４象限と原点近傍とを含む領域のうち、２つの境界線によって挟まれる領域を不安定領域とし、磁束速度推定手段１によって推定された速度推定値Ｆ_rとスリップ周波数演算手段３によって演算されたスリップ周波数Ｆ_sで決定される平面上の座標点が不安定領域内にある場合には、その座標点が不安定領域外となるように速度指令Ｆ_refの補正量Ｆ_cmpを求めて出力する。具体的には、速度補正量演算手段１０は、その座標点が不安定領域内にある場合には、各境界線のうちのいずれか１つの境界線上を選択し、その境界線における、スリップ周波数Ｆ_sに対応する速度推定値と、磁束速度推定手段１によって推定された速度推定値Ｆ_rとの差を、前回の速度指令の補正量Ｆ_cmpに加算した値を今回の速度指令の補正量Ｆ_cmpとして出力する。出力された速度補正量Ｆ_cmpは前述のとおり、加算器１１によって速度指令Ｆ_refに加算される。
【００１５】
本実施形態の誘導電動機の速度センサレス制御装置は、速度補正量演算手段１０と、加算器１１とを備えている点が、従来の速度センサレス制御装置と異なっている。なお、本実施形態の速度センサレス制御装置は、直接型磁束ベクトル方式の制御装置であり、磁束を推定して誘導電動機の位相を演算する。そのため、本実施形態の速度センサレス制御装置では、いわゆる出力周波数指令が存在しないので、従来の技術で述べたような、１次周波数がその基準値よりも下がった場合にトルク指令を補償したり、スリップ周波数指令に負のゲインを乗じて出力周波数を上げたりする方法を適用することができないが、その代わりに、速度補正量演算手段１０によって求められた速度補正量Ｆcmpによって速度制御手段２に入力される速度指令を補正している。
【００１６】
速度補正量演算手段１０における速度補正量Ｆ_cmpの演算方法について説明する。図２は、本実施形態の速度センサレス制御装置において定義された不安定領域の一例を示すグラフである。図２に示すグラフは、横軸が速度推定値Ｆ_rであり、縦軸がスリップ周波数Ｆ_sである。速度補正量演算手段１０は、以下の式（３）、（４）で示される直線で囲まれる第２象限および第４象限の領域を不安定領域とする。
【００１７】
Ｆ_s＝−Ｆ_r・・・（３）
Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r・・・（４）
ここで、Ｋ₁は、不安定領域の係数（Ｋ₁＞０）であり、Ｒ₁は誘導電動機１３の１次抵抗であり、Ｒ₂は誘導電動機１３の２次抵抗である。
【００１８】
これらの直線は、不安定領域の２つの境界線となる。本実施形態の速度センサレス制御装置では、スリップ周波数Ｆ_sと速度推定値Ｆ_rとの関係が不安定領域にある状態が長く続いた場合には、誘導電動機の動作が不安定になり脱調する場合もある。式（３）、（４）に示すように、不安定領域は、誘導電動機１３の１次抵抗Ｒ₁と２次抵抗Ｒ₂とによって決まる。誘導電動機１３の動作をより安定させるためには、Ｋ₁＜１となるような値を設定することが望ましい。
【００１９】
速度補正量演算手段１０は、速度指令Ｆ_refが一定であって、回生負荷が印加され、スリップ周波数演算手段３によって演算されたスリップ周波数ｆ_sが、式（４）における磁束速度推定手段１によって推定された速度推定値ｆ_rに対応するスリップ周波数ｆ_s’よりも大きい場合には、式（４）におけるスリップ周波数ｆ_sに対応する速度推定値ｆ_r’を求め、以下の式（５）を演算して速度補正量Ｆ_cmpを求める。
【００２０】
Ｆ_cmp＝Ｆ_cmp＋ｆ_r’−ｆ_r・・・（５）
なお、式（５）の右辺にあるＦ_cmpは、前回の速度補正量である。速度推定値Ｆ_rは、前回の補正を行って制御した結果、磁束速度推定手段１によって求められたものであるため、速度推定値Ｆ_rをｆ_r’に到達させるための速度補正量Ｆ_cmpは、前回の速度補正量Ｆ_cmpに加算して求める必要がある。
【００２１】
しかし、上述のように、式（４）で、Ｋ₁＜１と設定すると、スリップ周波数Ｆ_sが大きい場合、すなわち高負荷である場合には、補正後の速度指令Ｆ_refの値が大きくなりすぎてしまう場合がある。誘導電動機１３の動作は、出力周波数がある程度大きくなると、不安定になりにくくなるため、本実施形態の速度センサレス制御装置では、低速度であるときに、重点的に速度補正量演算手段１０による速度指令Ｆ_refの補正を行うのが望ましい。つまり、不安定領域の境界線として、式（４）に示す直線ではなく、以下の式（６）に示す、低速域において、その直線よりも同じスリップ周波数に対応する速度推定値の絶対値が大きい２次関数を用いるのがより望ましい。
【００２２】
Ｆ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r （Ｆ_r≧０）
Ｆ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r （Ｆ_r＜０）・・・（６）
ここで、Ｋ₂は、不安定領域の係数（Ｋ₂＞０）である。図３に、式（３）と式（６）とによって定義された不安定領域を示す。係数Ｋ₂は、低速域では、図２に示す不安定領域が完全に含まれるような値を設定するのが望ましい。このようにすれば、本実施形態の速度センサレス制御装置では、より安定した誘導電動機１３の動作を保証することができる。しかし、式（６）で速度推定値ｆ_r’を求めるためには、平方根の演算が必要となるため、演算量が増大してしまう。したがって、速度補正量演算手段１０では、式（６）の代わりに、速度推定値Ｆ_rにおける式（４）との交点における接線の傾きＫ_sを以下の式（７）を用いて計算する。
【００２３】
Ｋ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×２ （Ｆ_r≧０）
Ｋ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×２ （Ｆ_r＜０）・・（７）
そして、式（６）により求めたスリップ周波数（図３のｆs'）と、スリップ周波数ｆ_sとの差分に接線の傾きＫ_sの逆数を乗算することにより、すなわち以下の式（８）によって速度補正量Ｆ_cmpを求める。
【００２４】
Ｆ_cmp＝Ｆ_cmp＋１／Ｋ_s×（ｆ_s’−ｆ_s）・・・（８）
なお、本実施形態の速度センサレス制御装置では、Ｆ_cmpが積分演算によって求められる量であるので、接線の傾きＫ_sを単純に一定値としても、速度推定値Ｆ_rとスリップ周波数Ｆ_sとの関係を不安定領域の外側になるように制御することができる。
【００２５】
さらに、本実施形態の速度センサレス制御装置では、温度等の要因による誘導電動機１３のパラメータの変動や、誤差による影響等によって不安定領域が広がる場合がある。これに対応するために、本実施形態の速度センサレス制御装置では、不安定領域にマージン幅ｆ_m（ｆ_m＞０）を持たせてもよい。この場合、不安定領域の２つの境界線が式（３）、（４）に基づく直線であるとすると、その２つの境界線は、スリップ周波数Ｆ_sが正である場合には、以下の式（９）、（１０）に示すようになり、スリップ周波数Ｆ_sが負である場合には、式（１１）、（１２）に示すようになる。
【００２６】
Ｆ_s＝−Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r≧０） （９）
Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r≧０） （１０）
Ｆ_s＝−Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r＜０） （１１）
Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r＜０）（１２）
式（９）〜（１２）によって決定される不安定領域を図４に示す。
【００２７】
また、不安定領域の２つの境界線の１つを式（６）に基づく２次曲線とし、さらにマージン幅ｆ_mをとると、その２次曲線の式は、スリップ周波数Ｆ_sが正である場合には、以下の式（１３）に示すようになり、スリップ周波数Ｆ_sが負である場合には、式（１４）に示すようになる。
【００２８】
Ｆ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r≧０）（１３）
Ｆ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r＜０）（１４）
式（９）、（１１）、（１３）、（１４）の境界線によって囲まれる不安定領域を図５に示す。
【００２９】
なお、本実施形態の速度センサレス制御装置では、速度推定値Ｆ_rの変動の様子に応じてマージン幅ｆ_mの値を変えてもよい。例えば、速度推定値Ｆ_rの絶対値が増加する場合にはｆ_mを小さくし、速度推定値Ｆ_rの絶対値が減少する場合にはｆ_mを大きくして、不安定領域にヒステリシス特性を持たせることによって、非線形なシステムに適合した、より安定な制御を実現することができる場合もある。
【００３０】
図６は、速度補正量演算手段１０による速度指令Ｆ_refの補正を行わなかったときのトルク−速度特性を示すグラフであり、図７は、速度補正量演算手段１０による速度指令Ｆ_refの補正を行なったときのトルク−速度特性を示すグラフである。図６に示すように、速度補正量演算手段１０による速度指令の補正を行わない場合には、負荷が大きくなると不安定となり、最終的に脱調しているのがわかる。これに対し、図７に示すように、速度補正量演算手段１０による速度指令Ｆ_refの補正を行った場合には、負荷が大きくなっても、脱調を起こすことなく安定化しているのがわかる。不安定領域であるか否かは、スリップ周波数Ｆ_sと速度推定値Ｆ_rとの関係に基づいて判定されるため、誘導電動機１３の速度の上昇は、磁束指令Φ_refを変化させることによって、ある程度まで調整することが可能である。
【００３１】
また、図７は、速度指令Ｆ_refを一定とした場合の特性であるが、加減速中は、速度指令Ｆ_refの大きさが変化するため、不安定となりにくい。さらに、回転方向の正逆を切り替えながら誘導電動機１３を駆動する場合には、できる限り速度指令Ｆ_refに近い速度で動作をさせた方がよい場合もある。このような要求に対応するため、加減速中は、式（４）あるいは式（１０）、（１２）を境界線とし、一定速度運転中は、式（６）あるいは式（１３）、（１４）を境界線とすれば、スムーズな正逆切り替え運転と、安定した一定速度運転が可能となる。
【００３２】
また、正逆切り替え運転などでは、不安定領域を通過しなければならない場合も生じる。このような場合には、不安定領域の２つの境界線から、速度補正量Ｆ_cmpを求めるための境界線を選択する必要がある。例えば、不安定領域を、図４に示す領域とし、誘導電動機１３が正転していてスリップ周波数Ｆ_sが正である場合には、速度推定値Ｆ_rとスリップ周波数Ｆ_sとの関係が不安定領域にかかることはないが、誘導電動機１３が減速して逆転し始めると、式（１１）に接して不安定領域にさしかかるようになる。このとき、速度補正量Ｆ_cmpは、式（１１）に基づいて計算され、速度指令Ｆ_refがさらに負側に進んだ場合には、ある時点で速度補正量Ｆ_cmpを式（１２）を用いて計算するようにする。このようにすれば、不安定領域をスムーズに通過させることができる。なお、減速して式（１１）と接した瞬間に式（１２）を使うようにしても、同様の効果が得られる。
【００３３】
誘導電動機１３が逆転していてスリップ周波数Ｆ_sが正の場合に、誘導電動機１３が減速すると、式（１２）に接するようになる。この場合には、式（１２）を用いて速度補正量Ｆ_cmpを求める。誘導電動機１３の停止指令が入力された場合には、スリップ周波数Ｆ_sがある程度小さいときには不安定領域にかかる時間も短くため、速度補正量演算手段１０による速度補正を行わなくても脱調等は発生しない。そのような場合には、速度補正量演算手段１０による速度補正を行わずに誘導電動機１３を停止させることができるようになる。それに対し、スリップ周波数Ｆ_sが大きいときには、そのまま運転を継続すると脱調するおそれがあるので、式（１１）を用いて速度補正量Ｆ_cmpを求めて不安定領域を速やかに通過させ、スムーズな停止を行う。停止でなく正転方向に切り替わる場合には、速度指令Ｆ_refの符号が切り替わったときに式（１１）を用いて速度補正量Ｆ_cmpを求め、不安定領域を速やかに通過させる。
【００３４】
以上述べたように、本実施形態の速度センサレス制御装置では、誘導電動機１３の運転状態によって速度指令Ｆ_refの補正方法を適宜変更することによって、あらゆる運転状態に対応することが可能となる。
【００３５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の誘導電動機の速度センサレス制御装置では、速度推定値とスリップ周波数との関係が不安定領域の領域外となるように、速度指令を補正している。本発明の速度センサレス制御装置では、上位装置から入力される速度指令の補正のみを行うだけで低速回生状態における不安定状態を解消させることができるので、ベクトル制御の方式に関わらず、また、制御装置の構成を複雑にすることなく、低速回生状態において制御の安定性を保ち、脱調を防止することができる。したがって、これまで、低速回生時の不安定動作のために適用されなかった用途である巻上・巻下用クレーンなどにも適用できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の誘導電動機の速度センサレス制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態の速度センサレス制御装置において定義された不安定領域を示すグラフである。
【図３】本発明の一実施形態の速度センサレス制御装置において定義された不安定領域を示すグラフである。
【図４】本発明の一実施形態の速度センサレス制御装置において定義された不安定領域を示すグラフである。
【図５】本発明の一実施形態の速度センサレス制御装置において定義された不安定領域を示すグラフである。
【図６】速度補正量演算手段による速度指令の補正を行わなかったときのトルク−速度特性を示すグラフである。
【図７】速度補正量演算手段による速度指令の補正を行なったときのトルク−速度特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ 磁束速度推定手段
２ 速度制御手段
３ スリップ周波数演算手段
４ 磁束制御手段
５ 電圧フィードフォワード（ＦＦ）演算手段
６ 電流制御手段
７ 電圧変換手段
８ 電圧出力装置
９ 電流成分変換手段
１０ 速度補正量演算手段
１１ 加算器
１２ 減算器
１３ 誘導電動機（Ｍ）

Claims (15)

1. 誘導電動機の速度を推定する速度推定手段と、上位装置から入力される速度指令と前記速度推定手段によって求められた速度推定値との偏差に基づいて速度制御を行ってトルク電流指令を計算する速度制御手段と、前記上位装置から入力される磁束指令に基づいて磁束電流指令を計算する磁束制御手段と、前記磁束指令と前記トルク電流指令とに基づいてスリップ周波数を求めるスリップ周波数演算手段とを備える、誘導電動機の速度センサレス制御装置において、
   前記速度推定値と前記スリップ周波数とを座標軸とする平面上における第２象限と第４象限と原点近傍との領域を通り、前記スリップ周波数が、−１を係数とする前記速度推定値の１次関数で与えられる境界線と、前記誘導電動機の１次抵抗と２次抵抗を係数に持つ前記速度推定値の１次関数もしくは２次関数で与えられる境界線の２つの境界線によって挟まれる領域を不安定領域とし、
   前記速度推定値と前記スリップ周波数とで決定される前記平面上の座標点が前記不安定領域内にある場合には、当該座標点が不安定領域外となるように前記速度指令の補正量を計算して出力する速度補正量演算手段と、前記速度補正量演算手段から出力された補正量を前記速度指令に加算する加算手段とを備えることを特徴とする、誘導電動機の速度センサレス制御装置。
2. 前記速度補正量演算手段は、前記速度推定値と前記スリップ周波数とで決定される前記平面上の座標点が前記不安定領域内にある場合には、前記各境界線の中から１つの境界線を選択し、当該境界線における前記スリップ周波数に対応する速度推定値と、前記速度推定手段によって推定された速度推定値との差を、前回の速度指令の補正量に加算した値を今回の速度指令の補正量として出力する、請求項１記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
3. 前記各境界線には、前記速度推定手段によって推定された速度推定値をＦ_rとし、前記スリップ周波数演算手段によって演算されたスリップ周波数をＦ_sとしたときに、Ｆ_s＝−Ｆ_rで表される直線が含まれている、請求項１または２記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
4. 前記各境界線には、Ｋ₁を不安定領域の係数（Ｋ₁＞０）とし、Ｒ₁を前記誘導電動機の１次抵抗とし、Ｒ₂を前記誘導電動機の２次抵抗としたときに、Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_rで表される直線が含まれている、請求項３記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
5. 前記各境界線には、Ｋ₂を不安定領域の係数（Ｋ₂＞０）とし、Ｒ₁を前記誘導電動機の１次抵抗とし、Ｒ₂を前記誘導電動機の２次抵抗としたときに、Ｆ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r （Ｆ_r≧０）
   Ｆ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r （Ｆ_r＜０）
   で表される２次曲線が含まれている、請求項３または４記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
6. 前記速度補正量演算手段は、同じスリップ周波数に対応する速度推定値の絶対値が大きい境界線を前記各境界線の中から選択する、請求項３から５のいずれか１項記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
7. 前記速度補正量演算手段は、前記速度指令が変化している場合には、Ｆ_s＝−Ｆ_rＦ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_rで表される各境界線の中から１つの境界線を選択し、前記速度指令が変化していない場合には、Ｆ_s＝−Ｆ_rＦ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r （Ｆ_r≧０）
   Ｆ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r （Ｆ_r＜０）
   で表される各境界線の中から１つの境界線を選択する、請求項５記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
8. 前記各境界線には、前記速度推定手段によって推定された速度推定値をＦ_rとし、前記スリップ周波数演算手段によって演算されたスリップ周波数をＦ_sとし、マージン幅をｆ_mとしたときに、Ｆ_s＝−Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r≧０）
   Ｆ_s＝−Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r＜０）
   で表される直線が含まれている、請求項１または２記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
9. 前記各境界線には、Ｋ₁を不安定領域の係数（Ｋ₁＞０）とし、Ｒ₁を前記誘導電動機の１次抵抗とし、Ｒ₂を前記誘導電動機の２次抵抗としたときに、Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r≧０）
   Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r＜０）
   で表される直線が含まれている、請求項８記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
10. 前記各境界線には、Ｋ₁を不安定領域の係数（Ｋ₁＞０）とし、Ｒ₁を前記誘導電動機の１次抵抗とし、Ｒ₂を前記誘導電動機の２次抵抗とし、Ｋ₂を不安定領域の係数（Ｋ₂＞０）としたときに、Ｆ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r≧０）
    Ｆ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r＜０）
    で表される２次曲線が含まれている、請求項８または９記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
11. 前記速度補正量演算手段は、同じスリップ周波数に対応する速度推定値の絶対値が大きい境界線を前記各境界線の中から選択する、請求項８から１０のいずれか１項記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
12. 前記速度補正量演算手段は、前記速度指令が変化している場合には、Ｆ_s＝−Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r≧０）
    Ｆ_s＝−Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r＜０）
    Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r≧０）
    Ｆ_s＝−（（Ｋ₁×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r＜０）
    で表される各境界線の中から１つの境界線を選択し、前記速度指令が変化していない場合には、Ｆ_s＝−Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r≧０）
    Ｆ_s＝−Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r＜０）
    Ｆ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r＋ｆ_m （Ｆ_r≧０）
    Ｆ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×Ｆ_r−ｆ_m （Ｆ_r＜０）
    で表される各境界線の中から１つの境界線を選択する、請求項１０記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
13. 前記速度補正量演算手段は、前記速度推定値の絶対値が増加する場合には前記マージン幅を狭くし、前記速度推定値の絶対値が減少する場合には前記マージン幅を広くする、請求項８から１２のいずれか１項記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
14. 前記速度補正量演算手段は、選択された境界線が前記２次曲線である場合、前記２次曲線の前記速度推定値での接線の傾きをＫ_sとし、Ｋ_s＝−（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×２ （Ｆ_r≧０）
    Ｋ_s＝（（Ｋ₂×Ｒ₂）／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｆ_r×２ （Ｆ_r＜０）
    によって接線の傾きを求め、前記２次曲線における前記速度推定値に対応するスリップ周波数と、前記スリップ周波数との差分に前記接線の傾きの逆数を乗算した値を前回の速度指令の補正量に加算して今回の速度指令の補正量とする、請求項５または１０記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。
15. 前記速度補正量演算手段は、選択された境界線が前記２次曲線である場合、前記２次曲線における前記速度推定値での接線の傾きを一定値とし、前記２次曲線における前記速度推定値に対応するスリップ周波数と、前記スリップ周波数との差分に前記接線の傾きの逆数を乗算した値を前回の速度指令の補正量に加算して今回の速度指令の補正量とする、請求項５または１０記載の誘導電動機の速度センサレス制御装置。

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