JP4103231B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような交流電源を電源とし、インバータ回路を用いて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来より提供されている放電灯点灯装置として、図17に示すように、商用電源のような交流電源Vacを電源とし、インバータ回路INVを用いて放電灯LPを高周波点灯させるものが提供されている。図示する放電灯点灯装置は、交流電源Vacをダイオードブリッジなどの整流器D1により整流し、平滑コンデンサC1により平滑して得た直流電源をインバータ回路INVにより高周波に電力変換するものである。
【0003】
インバータ回路INVは整流器D1の出力端間に接続された2個のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路を備えるハーフブリッジ形のインバータ回路であって、低電位側のスイッチング素子Q2の両端間には、カレントトランスCTの1次巻線とインダクタL1とコンデンサC4との直列回路を介して放電灯LPを接続してある。また、放電灯LPはフィラメントを有し、両フィラメントの非電源側端間にはコンデンサC5が接続されている。スイッチング素子Q1,Q2にはMOSFETを用いており、カレントトランスCTに設けた2つの2次巻線の各一端はそれぞれ抵抗R1,R2を介してスイッチング素子Q1,Q2のゲートに接続される。また、各2次巻線の他端はそれぞれスイッチング素子Q1,Q2のソースに接続される。ここで両2次巻線は各スイッチング素子Q1,Q2に対して互いに逆極性に接続されており、一方の2次巻線の誘起電圧によりスイッチング素子Q1がオンになる期間には、スイッチング素子Q2は他方の2次巻線の誘起電圧によってオフになる。
【0004】
インバータ回路INVは上述のように構成されているから、スイッチング素子Q1が導通するとカレントトランスCTによりスイッチング素子Q1はオン方向にバイアスされる。その後、インダクタL1とコンデンサC5とを含む共振回路の共振作用によってカレントトランスCTの1次巻線に流れる電流の向きが反転すると、スイッチング素子Q2がオン方向にバイアスされる。さらに、上記共振回路の共振作用によって、カレントトランスCTの1次巻線に流れる電流の向きが再び反転し、スイッチング素子Q1がオン方向にバイアスされる。このような動作の繰り返しによって、両スイッチング素子Q1,Q2は、共振回路により決まる共振周波数で交互にオンオフすることになる。つまり、このインバータ回路INVは自励式に動作する。スイッチング素子Q1,Q2が交互にオンオフすれば放電灯LPの印加電圧の極性が交互に反転するのであって、共振周波数は交流電源Vacの電源周波数よりも十分に高い周波数に設定されているから放電灯LPは高周波で点灯する。
【0005】
ところで、放電灯LPが寿命末期になるとフィラメントの電子放出物質(エミッタ)が消耗し、放電灯LPが半波放電するようになる。この状態はエミレス状態と呼ばれている。エミレス状態になるとインダクタL1に流れる電流が大きくなり、構成部品に電流ストレスが生じるとともに発熱量が定常点灯時よりも増加するという問題がある。
【0006】
この種の問題を解決するために、図17に示す構成例では、放電灯LPへの電流経路にサーマルプロテクタTPを挿入してある。サーマルプロテクタTPはインダクタL1のようにエミレス状態において発熱する部品に熱的に結合してあり、定常点灯時よりも部品の温度が上昇するとサーマルプロテクタTPがオフになって放電灯LPへの通電を停止させ、結果的にインバータ回路INVの動作を停止させるようになっている。
【0007】
しかしながら、サーマルプロテクタTPはエミレス状態が生じてからオフになるまでの時間遅れが大きいから、エミレス状態が生じてからインバータ回路INVの動作が停止するまでの部品の発熱量は比較的大きく、発熱量の大きい部品には耐熱性が要求されることになる。つまり、放電灯LPを取り付けているソケットや放電灯LPに隣接して配置される反射板などに耐熱性が要求され、照明器具全体のコスト増につながるという問題がある。
【0008】
これに対して、図18に示すように、部品の発熱を検出するのではなく、放電灯LPに流れる電流に基づいてエミレス状態を検出したときにインバータ回路INVの動作を停止させる保護回路3を設けることが提案されている(類似構成は、特開昭64−54697号公報等に記載されている)。図示例における保護回路3は、カレントトランスCTにおいてスイッチング素子Q2に接続されている2次巻線の誘起電圧をダイオードD2で整流しコンデンサC2で平均化しており、このコンデンサC2の両端電圧がツェナーダイオードZD2のブレークオーバ電圧に達すると自己保持型のスイッチング素子Q3をオンにするように構成されている。スイッチング素子Q3はスイッチング素子Q2のゲートとソースとの間に接続され、スイッチング素子Q3がオンになるとスイッチング素子Q2がオフになってインバータ回路INVが停止するように構成されている。つまり、エミレス状態になればコンデンサC2の両端電圧が上昇し、スイッチング素子Q3がオンになってインバータ回路INVの動作が停止するのである。このような動作により、エミレス状態の発生からインバータ回路INVの停止までの時間が短くなり、サーマルプロテクタTPを用いたときの応答性の問題を解決することができる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図18に示した回路構成では、予熱状態と寿命末期状態とのそれぞれに対応したインバータ回路INVの制御を可能とするためには、予熱用と寿命末期検出用とに各別の部品を設ける必要があり、部品点数が増加するという問題がある。
【0010】
本発明は上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路を保護すべき負荷状態の変化が生じてから回路を保護するまでの応答性がよく、しかも予熱状態と寿命末期状態とのそれぞれに対応したインバータ回路の制御を可能としながらも部品点数の増加を抑制することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、カレントトランスを用いてスイッチング素子を自励制御することにより交流電源を高周波に電力変換してフィラメントを有した放電灯を高周波点灯させるインバータ回路と、前記スイッチング素子をオフするスイッチ要素をオンオフさせることにより前記スイッチング素子を定常点灯時の自励状態とは異なる状態に制御可能な制御手段とを備え、制御手段が、予熱時にカレントトランスの2次側出力を用いて予熱時間を決めるとともに、放電灯の定常点灯時にカレントトランスの2次側出力を監視してフィラメントの寿命末期状態を検出し、予熱時には前記スイッチ要素をオンオフさせて放電灯への印加電圧を始動電圧以下に抑え、予熱時間が経過すると予熱時間を時限する手段に前記スイッチ要素をオフに保つ出力を開始させ、放電灯の寿命末期の検出時には予熱時間を時限する手段の前記出力を停止させ前記スイッチ要素をオンオフさせて放電灯への印加電圧を定常点灯時よりも低下させるものである。
【0014】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、上記制御手段が、上記カレントトランスの2次側出力を用いて充電される第1のコンデンサと、電源投入から第1のコンデンサの両端電圧が第1の基準値に達するまでの時間を予熱時間とする手段と、カレントトランスの2次側出力を用いて充電される第2のコンデンサと、第2のコンデンサの両端電圧を第2の基準値と比較することにより上記放電灯の寿命末期を検出する手段とを備えるものである。
【0015】
請求項3の発明は、請求項1の発明において、上記制御手段が、上記カレントトランスの2次側出力を用いて充電されるコンデンサと、電源投入からコンデンサの両端電圧が第1の基準値に達するまでの時間を予熱時間とする手段と、コンデンサの両端電圧を第2の基準値と比較することにより上記放電灯の寿命末期を検出する手段とを備えることを特徴とする
【0016】
請求項4の発明は、請求項1の発明において、上記制御手段が、放電灯の寿命末期を検出すると放電灯に流れるランプ電流を定常点灯時よりも小さくするようにインバータ回路を制御するものである。
【0017】
請求項5の発明は、請求項1の発明において、上記制御手段が予熱終了以後に上記放電灯の寿命末期を検出する動作を開始するものである。
【0018】
請求項6の発明は、請求項1ないし請求項5の発明において、2個の平滑用のコンデンサの直列回路の両端電圧を出力電圧とする倍電圧整流回路を上記交流電源と上記インバータ回路との間に設け、上記平滑用のコンデンサの両端電圧を用いて電源投入時にスイッチング素子を起動するものである。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【0020】
(実施形態1)
本実施形態は、図1に示すように、図17に示した自励式のハーフブリッジ形インバータ回路に制御手段としての保護回路1を付加したものである。この保護回路1はエミレス状態を検出するとインバータ回路INV(図17参照)の出力を小さくすることによって回路を保護する機能を有し、さらに放電灯LPの予熱を制御する機能を備えているものである。
【0021】
インバータ回路INVの構成および動作は図17に示した従来構成と同様である。ここに、図示するインバータ回路INVは自励式であるから、電源投入時にインバータ回路INVを起動するために、抵抗R3とコンデンサC3との直列回路を整流器D1の出力端間に接続し、抵抗R3とコンデンサC3との接続点とスイッチング素子Q2のゲートとの間に電圧応答型のトリガ素子T3を挿入してある。この構成によって、電源投入後にコンデンサC3の両端電圧が上昇するとトリガ素子T3が導通しスイッチング素子Q2が導通する。電源投入後にトリガ素子T3が導通するまでに直流カット用のコンデンサC4は充電されているから、スイッチング素子Q2が導通するとコンデンサC4の電荷によりカレントトランスCTの1次巻線に電流が流れ、その後は、従来構成として説明したように共振回路の共振作用により両スイッチング素子Q1,Q2が交互にオンオフする。また、抵抗R3とコンデンサC3との接続点にはダイオードD3のアノードが接続され、このダイオードD3のカソードはスイッチング素子Q1,Q2の接続点に接続されている。インバータ回路INVの動作が開始されると、スイッチング素子Q2のオン時にダイオードD3を通してコンデンサC3が放電されるから、インバータ回路INVの動作中にはトリガ素子T3は導通しない。
【0022】
保護回路1はスイッチング素子Q2の動作を制御するものであって、カレントトランスCTにおいてスイッチング素子Q2にバイアスを与える2次巻線の両端電圧(2次巻線と抵抗R2との接続点の電位)Vaに基づいてスイッチング素子Q2を制御する。つまり、2次巻線の両端間にはダイオードD4と抵抗R8とコンデンサC8との直列回路が接続され、カレントトランスCTの2次巻線出力がダイオードD4により整流されるとともに抵抗R8を介してコンデンサC8を充電する。また、コンデンサC8には抵抗R13が並列接続される。保護回路1は、コンデンサC8の両端電圧をそれぞれ基準電圧V1,V2と比較する2つの電圧比較回路COM1,COM2を備え、各電圧比較回路COM1,COM2はコンデンサC8の両端電圧が基準電圧V1,V2を越えると出力をHレベルにする。ここに、基準電圧V2(特許請求の範囲における基準値)は基準電圧V1よりも高く設定してある。また、各電圧比較回路COM1,COM2はそれぞれスイッチ要素SW5,SW6のオンオフを制御しており、スイッチ要素SW5,SW6は電圧比較回路COM1,COM2の出力がHレベルになるとオンになる。ただし、スイッチ要素SW6は電圧比較回路COM1の出力端間に接続されており、スイッチ要素SW6がオンになると、電圧比較回路COM1の出力とは無関係にスイッチ要素SW5はオフになる。
【0023】
ところで、カレントトランスCTの上記2次巻線の両端間には抵抗R7とコンデンサC7との直列回路も接続される。コンデンサC7の両端間には上述したスイッチ要素SW5が接続される。また、スイッチング素子Q2のゲートとソースとの間にはスイッチ要素SW4が接続され、このスイッチ要素SW4はコンデンサC7の両端電圧によりオンオフされる。つまり、コンデンサC7の両端電圧が規定電圧以上になるとスイッチ要素SW4がオンになるようにしてある。
【0024】
次に、上記回路の動作を図2に基づいて説明する。図2では時刻t0において電源が投入されると時刻t1まで放電灯LPを予熱し、時刻t1で始動後、時刻t2で点灯し、さらに時刻t3においてエミレス状態が発生することにより時刻t4においてインバータ回路INVが保護されるものとして動作を示している。
【0025】
しかして、電源が投入されるとスイッチング素子Q2がオンになってインバータ回路INVが動作を開始する。スイッチング素子Q2が導通するときには、スイッチング素子Q2にバイアスを与えるカレントトランスCTに図1の左向きの誘起電圧が生じるから、この期間には2次巻線と抵抗R2との接続点の電位Vaは正になる。以下では、この期間を電位Vaの正のサイクルと呼ぶ。
【0026】
電源投入直後には、図2(a)のようにコンデンサC8の両端電圧は基準電圧V1よりも低いから、図2(b)のように電圧比較回路COM1の出力はLレベルでありスイッチ要素SW5はオフであって、電位Vaの正のサイクルにおいてコンデンサC7が抵抗R7を通して充電されると、やがてスイッチ要素SW4がオンになる。ここに、コンデンサC7の充電によってスイッチ要素SW4がオンになるタイミングは、インダクタL1およびコンデンサC5を含む共振回路の共振作用によってスイッチング素子Q2がオフになるタイミング(つまり、カレントトランスCTの誘起電圧の極性が反転するまでのタイミング)よりも短くなるように設定されている。したがって、カレントトランスCTに流れる電流の向きが反転する前にスイッチ要素SW4がオンになってスイッチング素子Q2がオフになる。スイッチング素子Q2がオフになってカレントトランスCTの1次巻線に流れる電流が遮断されると、2次巻線の誘起電圧の極性が反転し、スイッチング素子Q1がオンになる。スイッチング素子Q1のオン期間にはカレントトランスCTの誘起電圧の極性が逆転するから、この期間にコンデンサC7が放電される。上述の動作により、スイッチ要素SW5がオフであるときには、共振回路の共振作用によって動作する期間よりもスイッチング素子Q2のオンデューティが小さくなってインバータ回路INVの出力周波数が高くなる。その結果、図2(d)のようにコンデンサC5に流れる電流を小さくして放電灯LPへの印加電圧を始動電圧以下に抑え、フィラメントを予熱することができる(この動作を予熱モードという)。
【0027】
予熱モードの期間において、電位Vaの正のサイクル毎にダイオードD4および抵抗R8を通してコンデンサC8が充電されるから、抵抗R8とコンデンサC8と基準電圧V1との関係による所定時間が経過すると(時刻t1になると)、図2(a)のようにコンデンサC8の両端電圧が基準電圧V1に達し、図2(b)のように電圧比較回路COM1の出力がHレベルになってスイッチ要素SW5がオンになる。スイッチ要素SW5がオンになればスイッチ要素SW4はオフに保たれるから、インバータ回路INVは共振回路の共振作用によって決まる周波数で動作するようになる。これにより、コンデンサC5に流れる電流を図2(d)のように予熱時よりも増加させ、放電灯LPへの印加電圧を始動電圧まで高めることができる(始動モードという)。時刻t2において放電灯LPが点灯すれば(点灯モードという)、放電灯LPに電流が流れるからコンデンサC5に流れる電流は減少する。このように、ダイオードD4、抵抗R8、コンデンサC8、電圧比較回路COM1により予熱時間を時限する手段が構成されることになる。
【0028】
ところで、点灯モードである時刻t3において放電灯LPが寿命末期に達してエミレス状態になると、放電灯LPが半波点灯することによってカレントトランスCTの1次巻線に流れる電流が増加するから(図2(d)にコンデンサC5に流れる電流の増加として示してある)、放電灯LPの定常点灯時よりも電位Vaが高くなり、コンデンサC8の両端電圧が放電灯LPの定常点灯時よりも上昇する。したがって、時刻t4においてコンデンサC8の両端電圧が基準電圧V2に達すると、図2(c)のように電圧比較回路COM2の出力がHレベルになり、スイッチ要素SW6がオンになってスイッチ要素SW5がオフになる。その結果、予熱モードと同様にコンデンサC7が充放電されるようになり、インバータ回路INVは予熱モードと同じ周波数で動作するようになる。このことによって、放電灯LPへの印加電圧が予熱時と同様に低下し放電灯LPは半波点灯しなくなる。つまり、放電灯LPに流れる電流が減少して、回路部品に対する電流ストレスが軽減される(保護モードという)。
【0029】
保護モードになれば放電灯LPは消灯した状態になり、この状態において電源を投入したままで放電灯LPを交換すればコンデンサC8への充電電流が減少するから、コンデンサC8の余剰の電荷は抵抗R13を通して放出され、コンデンサC8の両端電圧は基準電圧V1よりも低下する。つまり、インバータ回路INVは上述した予熱モードで動作するようになり、その後、始動モード、点灯モードと移行することになる。つまり、電源を投入したままで放電灯LPを交換すれば放電灯LPを点灯させることができる。
【0030】
図1に示した保護回路1の具体構成を図3に示す。図示例では電圧比較回路COM1を、スイッチ要素SW5としてのトランジスタQ5と、抵抗R10,R12と、基準電圧V1を与えるためのツェナダイオードZD4とにより構成し、電圧比較回路COM2を、スイッチ要素SW6としてのトランジスタQ6と、抵抗R11,R14と、基準電圧V2を与えるためのツェナダイオードZD3とにより構成してある。各ツェナダイオードZD3,ZD4はそれぞれコンデンサC8の一端と各トランジスタQ5,Q6のベースとの間に挿入してあり、コンデンサC8の両端電圧がツェナダイオードZD3,ZD4のブレークオーバ電圧(基準電圧V1,V2)に達すると、トランジスタQ5,Q6がそれぞれオンになるようにしてある。また、トランジスタQ5のベースはダイオードD5を介してトランジスタQ6のコレクタに接続してあり、トランジスタQ6がオンになるとトランジスタQ5がオフになる。さらに、コンデンサC7の一端はスイッチ要素SW4としてのトランジスタQ4のベースに接続されている。
【0031】
(実施形態2)
本実施形態は、図4に示すように、電圧比較回路COM1に対応する時定数回路と電圧比較回路COM2に対応する時定数回路とを各別に設けたものである。
【0032】
つまり、カレントトランスCTの2次巻線には、ダイオードD4と抵抗R6とコンデンサC6との直列回路と、ダイオードD4と抵抗R9とコンデンサC9との直列回路とが接続され、電圧比較回路COM1ではコンデンサC6の両端電圧をツェナダイオードZD4のブレークオーバ電圧(基準電圧V1)と比較し、電圧比較回路COM2ではコンデンサC9の両端電圧をツェナダイオードZD3のブレークオーバ電圧(基準電圧V2)と比較するようになっている。他の構成は図3に示した実施形態1と同様である。
【0033】
本実施形態では、図5に示すように、時刻t0において電源が投入されると予熱モードで動作し、両コンデンサC6,C9の両端電圧がともに上昇する。時刻t1においてコンデンサC6の両端電圧がツェナダイオードZD4のブレークオーバ電圧に達すると放電灯LPが始動し、時刻t2において放電灯LPは点灯する。また、点灯モードにおいてエミレス状態が生じると、コンデンサC9の両端電圧がツェナダイオードZD3のブレークオーバ電圧に達して、実施形態1と同様にしてインバータ回路INVが保護される。
【0034】
図3に示した実施形態1の構成では、エミレス状態が検出されたときにツェナダイオードZD4が導通していることによって電流がツェナダイオードZD4に流れることによって、コンデンサC8の両端電圧が上昇しにくく、ツェナダイオードZD3を導通させる電流が少なくなるが、本実施形態の構成ではツェナダイオードZD4とは無関係にコンデンサC9の両端電圧を上昇させてツェナダイオードZD3を導通させることができる。つまり、予熱用の時定数回路と保護用の時定数回路とを各別に設計することで設計が容易になり、しかも、エミレス状態が生じたときにツェナダイオードZD3を確実に導通させることでエミレス状態の検出精度を向上させることができる。
【0035】
(実施形態3)
本実施形態は、図6に示すように、実施形態2の構成にpnp形のトランジスタQ7と抵抗R17〜R19とを付加したものである。つまり、トランジスタQ7と抵抗R18とはコンデンサC6の充電経路に挿入されており、トランジスタQ7がオンになると抵抗R6と抵抗R18とが並列接続されることによって、コンデンサC6の充電電流を増加させるようにしてある。また、トランジスタQ7はトランジスタQ5がオンになると導通するように、抵抗R17,R19の直列回路をトランジスタQ5のコレクタ−エミッタに直列接続し、抵抗R17,R19の接続点をトランジスタQ7のベースに接続してある。
【0036】
したがって、上記回路では、図7に示すように時刻t1において予熱モードが終了すると、トランジスタQ5がオンになることによってトランジスタQ7がオンになり、コンデンサC6の充電電流が増加する(図7(a)のようにコンデンサC6の両端電圧が短時間で上昇する)。つまり、予熱モードから始動モードに移行したときに、ダイオードD4を通る電流が増加してもコンデンサC9に流れる電流の増加を抑制することができ、始動モード時にはコンデンサC9の両端電圧がツェナダイオードZD3のブレークオーバ電圧に達するという誤動作を確実に防止することができる。つまり、正常に始動したことを寿命末期と誤検出することがなく、放電灯LPを確実に点灯させることができる。他の構成および動作は実施形態2と同様である。
【0037】
(実施形態4)
本実施形態は、図8に示すように、実施形態2の構成にpnp形のトランジスタQ8と抵抗R20〜R22とを付加したものである。つまり、トランジスタQ8と抵抗R22との直列回路が抵抗R7に並列接続されており、トランジスタQ8がオンになると抵抗R7と抵抗R22とが並列接続されることによって、コンデンサC7の充電電流を増加させるようにしてある。トランジスタQ8はトランジスタQ6がオンになると導通するように、抵抗R20,R21の直列回路をトランジスタQ6のコレクタ−エミッタに直列接続し、抵抗R20,R21の接続点をトランジスタQ8のベースに接続してある。
【0038】
したがって、保護モードにおいてトランジスタQ6がオンになると、予熱モード時とはコンデンサC7への充電経路が変化し、予熱モードよりもさらに高い周波数でインバータ回路INVを動作させることが可能になる。つまり、図9(b)のように、時刻t4において保護モードに移行したときに、放電灯LPに流す電流(図ではコンデンサC5に流れる電流で示してある)を予熱モード時よりも低減することができる。この動作により、予熱モード時には適正な予熱電流を確保し、保護モード時には出力を十分に絞って保護効果を高めることができる。他の構成および動作は実施形態2と同様である。
【0039】
(参考例)
上述した各実施形態では、放電灯LPを予熱する機能を保護回路1に設けていたが、本参考例では図10に示すように予熱の機能を保護回路1から省略してある。また、コンデンサC7への充電経路に抵抗R7とともにpnp形のトランジスタQ9を挿入し、トランジスタQ6のオン時にトランジスタQ9をオンにする。このため、トランジスタQ6には抵抗R25,R26の直列回路を接続し、抵抗R25,R26の接続点をトランジスタQ9のベースに接続してある。また、トランジスタQ9のエミッタ−コレクタにはコンデンサC7の放電経路を形成するために、ダイオードD8を逆並列に接続してある。
【0040】
しかして、点灯モードにおいてエミレス状態に至ると、他の実施形態と同様にトランジスタQ6がオンになる。このとき、トランジスタQ9もオンになるから、コンデンサC7の充電が可能になり、コンデンサC7の両端電圧の上昇によってスイッチング素子Q2のオン期間を短くすることができる。また、スイッチング素子Q2がオフになった後には、コンデンサC7の電荷はダイオードD8を通る経路で放出されるから、次にスイッチング素子Q2が導通したときにコンデンサC7が再び充電される。要するに、コンデンサC7は充放電を繰り返すから、定常点灯時よりも高い周波数でインバータ回路INVが駆動されるのである。他の構成および動作は実施形態2と同様である。この構成では予熱機能がないから、部品点数が少なく安価に提供することができる。
【0041】
(実施形態5)
本実施形態は、図11に示すように、参考例の構成に放電灯LPを予熱する予熱手段を追加したものである。つまり、参考例の構成においてトランジスタQ9と抵抗R7との直列回路にダイオードD9と抵抗R27,R28の直列回路を追加し、さらに抵抗R28にコンデンサC10を並列接続してある。また、コンデンサC7にはダイオードD11を並列接続してある。スイッチング素子Q4にはダイオードD10が直列接続される。
【0042】
しかして、図12に示すように、時刻t0において電源が投入されると、電位Vaの正のサイクルごとにダイオードD9を介してコンデンサC10,C7が充電されるから、コンデンサC7の両端電圧が所定電圧に達するとスイッチング素子Q4がオンになってスイッチング素子Q2をオフにする。この動作は基本的には実施形態1と同様である。ただし、本実施形態では抵抗R27を通してコンデンサC10が充電されるから、コンデンサC10の両端電圧が上昇するとコンデンサC7の両端電圧がスイッチング素子Q4をオンにするタイミングが次第に遅れ、スイッチング素子Q2のオンデューティが徐々に大きくなる。つまり、予熱モードから始動モードに向かって動作周波数が連続的に変化し、予熱モードにおいてコンデンサC5に流れる電流は、図12(b)のように連続的に増加する。こうして時刻t1において放電灯LPの印加電圧が始動電圧に達すると放電灯LPが始動し、スイッチング素子Q4はオフになる。ここに、抵抗R28はコンデンサC10の放電用に設けられている。エミレス状態の動作は参考例と同様であり、他の構成および動作は実施形態2と同様である。
【0043】
上述のように、予熱モード時に動作周波数が連続的に変化するので、動作周波数が低すぎるために放電灯LPの種類や周囲温度によって放電灯LPが予熱モード時に微放電してしまったり、逆に予熱周波数が高すぎるために充分な予熱電流が得られなくなることがなく、放電灯LPの両フィラメントを確実に予熱することができる。
【0044】
(実施形態6)
本実施形態は、図13に示すように、実施形態5の構成にダイオードD12,D13と抵抗R29を追加したものである。この構成では、放電灯LPがエミレス状態になってトランジスタQ6がオンになるとトランジスタQ9がオンになり、このとき、ダイオードD13と抵抗R29とを介してコンデンサC9を充電する経路が形成されるから、結果的に、トランジスタQ6,Q9のベース電流が増加する。こうしてコンデンサC7の充電電流が増加するから、コンデンサC7を速く充電することができ、保護モード時のインバータ回路INVの動作周波数をより高めて保護効果を高めることができる。他の構成および動作は実施形態5と同様である。
【0045】
(実施形態7)
本実施形態は、図14に示すように、図6に示した実施形態3と同様の構成において、予熱モード時にコンデンサC6の充電電流を増加させる代わりに、保護モード時に電圧比較回路COM2に対応するコンデンサC9の充電電流を増加させる構成としている。つまり、抵抗R9とコンデンサC9との直列回路にトランジスタQ7を挿入してあり、このトランジスタQ7はトランジスタQ5のオン時だけではなく、トランジスタQ6のオン時にも導通するようにベースに抵抗R23を介してトランジスタQ6を接続してある。
【0046】
すなわち、予熱モードから始動モードに移行するとトランジスタQ5がオンになり、これに伴ってトランジスタQ7がオンになるから、コンデンサC9の充電が開始される。このように本実施形態の保護回路1は放電灯LPの予熱が終了した後に、保護モードに移行させるためのコンデンサC9を充電するから、放電灯LPの点灯前にエミレス状態と誤検出することがない。とくに、放電灯LPの交換時にはコンデンサC6,C9の両端電圧が比較的高い状態にあるから、両コンデンサC6,C9の両端電圧が同時に上昇すると始動モードに移行したときにエミレス状態と誤検出する可能性があるが、本実施形態の構成では予熱後にコンデンサC9の両端電圧の上昇が開始されるから、この種の誤検出が生じない。他の構成および動作は実施形態3と同様である。
【0047】
(実施形態8)
本実施形態は、図15に示すように、図11に示した実施形態5の構成において、実施形態7と同様の機能を実現しようとするものである。本実施形態では、フォトカプラを設け、発光ダイオードよりなるフォトカプラの発光素子PC1を実施形態5におけるダイオードD9に代えてコンデンサC10,C7の充電経路に挿入し、フォトサイリスタよりなるフォトカプラの受光素子PC2をコンデンサC9と並列に接続してある。
【0048】
この構成では、予熱モード時には発光素子PC1にコンデンサC10,C7を充電する電流が流れるから、受光素子PC2が導通してコンデンサC9の充電が禁止され、始動モードに移行した後に受光素子PC2がオフになってコンデンサC9の充電が開始されるようになっている。つまり、実施形態7と同様に、予熱モードの収納後にエミレス状態を検出するためのコンデンサC9の充電が開始されるから、始動モードに移行したときにエミレス状態と誤検出することがない。他の構成および動作は実施形態5と同様である。
【0049】
(実施形態9)
本実施形態は、図16に示すように、実施形態8の構成において、整流器D1を倍電圧整流回路2に置き換えたものである。倍電圧整流回路2は、2個ずつのダイオードD21,D22とコンデンサC21,C22とを有する周知の構成であって、コンデンサC21,C22の直列回路の両端間に交流電源Vacのピーク電圧の2倍の電圧を得ることができるものである。ここに、インバータ回路INVを起動するための抵抗R3の一端はコンデンサC21,C22の接続点に接続される。つまり、インバータ回路INVへの入力電圧を倍電圧整流回路2により高くしながらも、抵抗R3には倍電圧整流回路2の出力電圧の2分の1の電圧しか印加されないから、抵抗R3やコンデンサC3には他の部品よりも耐圧の低い部品を用いることができる。つまり、倍電圧整流回路2を用いる際には他の構成よりも本実施形態の構成を採用するほうが低耐圧の部品を用いることができるから低価格になる。印刷配線基板に実装する際には、抵抗R3の周囲の回路パターンの絶縁距離を小さくすることができ、回路パターンの設計が容易になる。なお、他の実施形態においても本実施形態の技術思想を適用することが可能である。
【0050】
また、上述した各実施形態ではハーフブリッジ形のインバータ回路INVを用いた放電灯点灯装置を例示したが、1石式のインバータ回路(従来構成として例示した公報などに記載されている)を用いた放電灯点灯装置であっても同様の技術を適用することができる。
【0051】
【発明の効果】
請求項1の発明は、カレントトランスを用いてスイッチング素子を自励制御することにより交流電源を高周波に電力変換してフィラメントを有した放電灯を高周波点灯させるインバータ回路と、前記スイッチング素子をオフするスイッチ要素をオンオフさせることにより前記スイッチング素子を定常点灯時の自励状態とは異なる状態に制御可能な制御手段とを備え、制御手段が、予熱時にカレントトランスの2次側出力を用いて予熱時間を決めるとともに、放電灯の定常点灯時にカレントトランスの2次側出力を監視してフィラメントの寿命末期状態を検出し、予熱時には前記スイッチ要素をオンオフさせて放電灯への印加電圧を始動電圧以下に抑え、予熱時間が経過すると予熱時間を時限する手段に前記スイッチ要素をオフに保つ出力を開始させ、放電灯の寿命末期の検出時には予熱時間を時限する手段の前記出力を停止させ前記スイッチ要素をオンオフさせて放電灯への印加電圧を定常点灯時よりも低下させるものであり、放電灯の負荷状態をカレントトランスにより検出するから放電灯の負荷状態の変化からインバータ回路の制御が行われるまでの応答時間が短い。また、スイッチング素子がカレントトランスを用いて自励制御されるものであり、負荷状態の検出とインバータ回路の駆動とに各別のカレントトランスを設ける必要がなく、部品点数の増加を抑制することができるという利点がある。さらに、制御手段は、予熱時にカレントトランスの2次側出力を用いて予熱時間を決めるとともに、放電灯の定常点灯時にカレントトランスの2次側出力を監視してフィラメントの寿命末期状態を検出するので、予熱状態と寿命末期状態とのそれぞれに対応したインバータ回路の制御が可能になるのであって、予熱用と寿命末期検出用とに各別のカレントトランスを設けるよりも部品点数の増加を抑制することができる。
【0054】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、制御手段が、カレントトランスの2次側出力を用いて充電される第1のコンデンサと、電源投入から第1のコンデンサの両端電圧が第1の基準値に達するまでの時間を予熱時間とする手段と、カレントトランスの2次側出力を用いて充電される第2のコンデンサと、第2のコンデンサの両端電圧を第2の基準値と比較することにより放電灯の寿命末期を検出する手段とを備えるものであり、予熱用と寿命末期の保護用との2つのコンデンサを設けているから、予熱時間と寿命末期を判断する誤動作防止用の時間とを個別に設定することができ、設計が容易になるという利点がある。
【0055】
請求項3の発明は、請求項1の発明において、制御手段が、カレントトランスの2次側出力を用いて充電されるコンデンサと、電源投入からコンデンサの両端電圧が第1の基準値に達するまでの時間を予熱時間とする手段と、コンデンサの両端電圧を第2の基準値と比較することにより放電灯の寿命末期を検出する手段とを備えるものであり、コンデンサを予熱用と寿命末期の検出用とに兼用しているから、回路構成が簡単になる。
【0056】
請求項4の発明は、請求項1の発明において、制御手段が、放電灯の寿命末期を検出すると放電灯に流れるランプ電流を定常点灯時よりも小さくするようにインバータ回路を制御するものであり、寿命末期時にはランプ電流を定常点灯時よりも小さくするから、寿命末期時において回路部品への電流ストレスを低減することができる。
【0057】
請求項5の発明は、請求項1の発明において、制御手段が予熱終了以後に放電灯の寿命末期を検出する動作を開始するものであり、予熱中には寿命末期を検出する動作が開始されないから、放電灯の始動時においてカレントトランスの2次側出力が増加しても寿命末期と誤検知することが防止される。
【0058】
請求項6の発明は、請求項1ないし請求項5の発明において、2個の平滑用のコンデンサの直列回路の両端電圧を出力電圧とする倍電圧整流回路を交流電源とインバータ回路との間に設け、平滑用のコンデンサの両端電圧を用いて電源投入時にスイッチング素子を起動するものであり、倍電圧整流回路を用いてインバータ回路への入力電圧を高電圧としながらも、インバータ回路の起動に用いる部品には倍電圧整流回路の出力電圧の2分の1の電圧しか印加されないから、起動用の部品に高耐圧のものを用いる必要がなく、コスト増を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施形態1の回路図である。
【図2】 同上の動作説明図である。
【図3】 同上の具体回路図である。
【図4】 本発明の実施形態2の回路図である。
【図5】 同上の動作説明図である。
【図6】 本発明の実施形態3の回路図である。
【図7】 同上の動作説明図である。
【図8】 本発明の実施形態4の回路図である。
【図9】 同上の動作説明図である。
【図10】 本発明の参考例の回路図である。
【図11】 本発明の実施形態5の回路図である。
【図12】 同上の動作説明図である。
【図13】 本発明の実施形態6の回路図である。
【図14】 本発明の実施形態7の回路図である。
【図15】 本発明の実施形態8の回路図である。
【図16】 本発明の実施形態9の回路図である。
【図17】 従来例を示す回路図である。
【図18】 他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
1 保護回路
2 倍電圧整流回路
CT カレントトランス
LP 放電灯
Q1,Q2 スイッチング素子
Q4〜Q9 トランジスタ
R8,R13,R15,R16 抵抗
C8,C9 コンデンサ
R40 起動用抵抗
V1 予熱用基準電圧
V2 保護用基準電圧
Va 2次側電圧
Vac 商用電源
ZD3,ZD4 ツェナダイオード
Claims (6)
- カレントトランスを用いてスイッチング素子を自励制御することにより交流電源を高周波に電力変換してフィラメントを有した放電灯を高周波点灯させるインバータ回路と、前記スイッチング素子をオフするスイッチ要素をオンオフさせることにより前記スイッチング素子を定常点灯時の自励状態とは異なる状態に制御可能な制御手段とを備え、制御手段は、予熱時にカレントトランスの2次側出力を用いて予熱時間を決めるとともに、放電灯の定常点灯時にカレントトランスの2次側出力を監視してフィラメントの寿命末期状態を検出し、予熱時には前記スイッチ要素をオンオフさせて放電灯への印加電圧を始動電圧以下に抑え、予熱時間が経過すると予熱時間を時限する手段に前記スイッチ要素をオフに保つ出力を開始させ、放電灯の寿命末期の検出時には予熱時間を時限する手段の前記出力を停止させ前記スイッチ要素をオンオフさせて放電灯への印加電圧を定常点灯時よりも低下させることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 上記制御手段は、上記カレントトランスの2次側出力を用いて充電される第1のコンデンサと、電源投入から第1のコンデンサの両端電圧が第1の基準値に達するまでの時間を予熱時間とする手段と、カレントトランスの2次側出力を用いて充電される第2のコンデンサと、第2のコンデンサの両端電圧を第2の基準値と比較することにより上記放電灯の寿命末期を検出する手段とを備えることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 上記制御手段は、上記カレントトランスの2次側出力を用いて充電されるコンデンサと、電源投入からコンデンサの両端電圧が第1の基準値に達するまでの時間を予熱時間とする手段と、コンデンサの両端電圧を第2の基準値と比較することにより上記放電灯の寿命末期を検出する手段とを備えることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 上記制御手段は、放電灯の寿命末期を検出すると放電灯に流れるランプ電流を定常点灯時よりも小さくするようにインバータ回路を制御することを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 上記制御手段は予熱終了以後に上記放電灯の寿命末期を検出する動作を開始することを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装置。
- 2個の平滑用のコンデンサの直列回路の両端電圧を出力電圧とする倍電圧整流回路を上記交流電源と上記インバータ回路との間に設け、上記平滑用のコンデンサの両端電圧を用いて電源投入時にスイッチング素子を起動することを特徴とする請求項1ないし請求項5のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
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