JP2000286084A

JP2000286084A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2000286084A
Application number: JP8729499A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Otsubo; 篤大坪; Kazunori Kubo; 和典久保
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-03-29
Filing date: 1999-03-29
Publication date: 2000-10-13
Anticipated expiration: 2019-03-29
Also published as: JP4103231B2

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷状態の変化に対する応答性を向上させ、し
かも電源が投入された状態で放電灯を交換しても始動可
能とする。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は自励制御に
より交互にオンオフする。保護回路１はカレントトラン
スＣＴの２次側出力に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２を自励制御とは異なる状態に制御する。すなわち、カ
レントトランスＣＴの出力によりコンデンサＣ８を充電
し、放電灯ＬＰがエミレス状態になり、コンデンサＣ８
の両端電圧が基準電圧Ｖ２よりも高くなると、スイッチ
ング素子Ｑ２のオフを早めてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２の動作周波数を高くする。コンデンサＣ８には抵抗Ｒ
１３が並列接続されているから、放電灯ＬＰを交換する
ときには電源を投入したままでもコンデンサＣ８の両端
電圧は低下し、放電灯ＬＰを始動点灯することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源のような
交流電源を電源とし、インバータ回路を用いて放電灯を
高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より提供されている放電灯点灯装置
として、図１７に示すように、商用電源のような交流電
源Ｖａｃを電源とし、インバータ回路ＩＮＶを用いて放
電灯ＬＰを高周波点灯させるものが提供されている。図
示する放電灯点灯装置は、交流電源Ｖａｃをダイオード
ブリッジなどの整流器Ｄ１により整流し、平滑コンデン
サＣ１により平滑して得た直流電源をインバータ回路Ｉ
ＮＶにより高周波に電力変換するものである。

【０００３】インバータ回路ＩＮＶは整流器Ｄ１の出力
端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の
直列回路を備えるハーフブリッジ形のインバータ回路で
あって、低電位側のスイッチング素子Ｑ２の両端間に
は、カレントトランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ１
とコンデンサＣ４との直列回路を介して放電灯ＬＰを接
続してある。また、放電灯ＬＰはフィラメントを有し、
両フィラメントの非電源側端間にはコンデンサＣ５が接
続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳ
ＦＥＴを用いており、カレントトランスＣＴに設けた２
つの２次巻線の各一端はそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介し
てスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに接続される。
また、各２次巻線の他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のソースに接続される。ここで両２次巻線は各
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して互いに逆極性に接
続されており、一方の２次巻線の誘起電圧によりスイッ
チング素子Ｑ１がオンになる期間には、スイッチング素
子Ｑ２は他方の２次巻線の誘起電圧によってオフにな
る。

【０００４】インバータ回路ＩＮＶは上述のように構成
されているから、スイッチング素子Ｑ１が導通するとカ
レントトランスＣＴによりスイッチング素子Ｑ１はオン
方向にバイアスされる。その後、インダクタＬ１とコン
デンサＣ５とを含む共振回路の共振作用によってカレン
トトランスＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが反転す
ると、スイッチング素子Ｑ２がオン方向にバイアスされ
る。さらに、上記共振回路の共振作用によって、カレン
トトランスＣＴの１次巻線に流れる電流の向きが再び反
転し、スイッチング素子Ｑ１がオン方向にバイアスされ
る。このような動作の繰り返しによって、両スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２は、共振回路により決まる共振周波数
で交互にオンオフすることになる。つまり、このインバ
ータ回路ＩＮＶは自励式に動作する。スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフすれば放電灯ＬＰの印加電
圧の極性が交互に反転するのであって、共振周波数は交
流電源Ｖａｃの電源周波数よりも十分に高い周波数に設
定されているから放電灯ＬＰは高周波で点灯する。

【０００５】ところで、放電灯ＬＰが寿命末期になると
フィラメントの電子放出物質（エミッタ）が消耗し、放
電灯ＬＰが半波放電するようになる。この状態はエミレ
ス状態と呼ばれている。エミレス状態になるとインダク
タＬ１に流れる電流が大きくなり、構成部品に電流スト
レスが生じるとともに発熱量が定常点灯時よりも増加す
るという問題がある。

【０００６】この種の問題を解決するために、図１７に
示す構成例では、放電灯ＬＰへの電流経路にサーマルプ
ロテクタＴＰを挿入してある。サーマルプロテクタＴＰ
はインダクタＬ１のようにエミレス状態において発熱す
る部品に熱的に結合してあり、定常点灯時よりも部品の
温度が上昇するとサーマルプロテクタＴＰがオフになっ
て放電灯ＬＰへの通電を停止させ、結果的にインバータ
回路ＩＮＶの動作を停止させるようになっている。

【０００７】しかしながら、サーマルプロテクタＴＰは
エミレス状態が生じてからオフになるまでの時間遅れが
大きいから、エミレス状態が生じてからインバータ回路
ＩＮＶの動作が停止するまでの部品の発熱量は比較的大
きく、発熱量の大きい部品には耐熱性が要求されること
になる。つまり、放電灯ＬＰを取り付けているソケット
や放電灯ＬＰに隣接して配置される反射板などに耐熱性
が要求され、照明器具全体のコスト増につながるという
問題がある。

【０００８】これに対して、図１８に示すように、部品
の発熱を検出するのではなく、放電灯ＬＰに流れる電流
に基づいてエミレス状態を検出したときにインバータ回
路ＩＮＶの動作を停止させる保護回路３を設けることが
提案されている（類似構成は、特開昭６４−５４６９７
号公報等に記載されている）。図示例における保護回路
３は、カレントトランスＣＴにおいてスイッチング素子
Ｑ２に接続されている２次巻線の誘起電圧をダイオード
Ｄ２で整流しコンデンサＣ２で平均化しており、このコ
ンデンサＣ２の両端電圧がツェナーダイオードＺＤ２が
ブレークオーバ電圧に達すると自己保持型のスイッチン
グ素子Ｑ３をオンにするように構成されている。スイッ
チング素子Ｑ３はスイッチング素子Ｑ２のゲートとソー
スとの間に接続され、スイッチング素子Ｑ３がオンにな
るとスイッチング素子Ｑ２がオフになってインバータ回
路ＩＮＶが停止するように構成されている。つまり、エ
ミレス状態になればコンデンサＣ２の両端電圧が上昇
し、スイッチング素子Ｑ３がオンになってインバータ回
路ＩＮＶの動作が停止するのである。このような動作に
より、エミレス状態の発生からインバータ回路ＩＮＶの
停止までの時間が短くなり、サーマルプロテクタＴＰを
用いたときの応答性の問題を解決することができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１８
に示した回路構成では、インバータ回路ＩＮＶの動作が
一旦停止すると、交流電源Ｖａｃからの電源が供給され
ている期間はスイッチング素子Ｑ３がオン状態を自己保
持しており、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にリセッ
トする手段がないから、放電灯ＬＰを交換しただけでは
新しい放電灯ＬＰを始動点灯させることができないとい
う問題がある。

【００１０】本発明は上記事由に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、回路を保護すべき負荷状態の変化が
生じてから回路を保護するまでの応答性がよく、しかも
回路が保護されている状態で放電灯を交換すれば電源を
遮断することなく新しい放電灯を始動点灯させることが
できる放電灯点灯装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、スイ
ッチング素子を自励制御することにより交流電源を高周
波に電力変換して放電灯を高周波点灯させるインバータ
回路と、放電灯の負荷状態を検出するカレントトランス
と、カレントトランスの２次側出力に応じてインバータ
回路の出力を自励制御とは異なる状態に制御可能な制御
手段とを備えるものである。

【００１２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記スイッチング素子が上記カレントトランスを介
して自励制御されるものである。

【００１３】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記放電灯がフィラメントを有し、上記カレントト
ランスの２次側出力を用いてフィラメントの予熱状態と
寿命末期状態とを検出するものである。

【００１４】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記放電灯がフィラメントを有し、上記制御手段
が、予熱時間を決める第１の時定数回路と、上記カレン
トトランスの２次側出力を用いて充電されるコンデンサ
を有しコンデンサの両端電圧が基準値と比較されること
により放電灯の寿命末期が検出される第２の時定数回路
とを各別に備えるものである。

【００１５】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、上記放電灯がフィラメントを有し、上記制御手段
が、上記カレントトランスの２次側出力を用いて充電さ
れるコンデンサを有しコンデンサの両端電圧が基準値と
比較されることにより放電灯の寿命末期が検出される時
定数回路と、電源投入からの上記コンデンサの両端電圧
の変化を用いて予熱時間を時限する手段とを備えるもの
である。

【００１６】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、放電灯の寿命末期を検出すると放
電灯に流れるランプ電流を定常点灯時よりも小さくする
ようにインバータ回路を制御するものである。

【００１７】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、上記放電灯がフィラメントを有し、上記制御手段が
予熱終了以後に放電灯の寿命末期を検出する動作を開始
するものである。

【００１８】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
７の発明において、２個の平滑用のコンデンサの直列回
路の両端電圧を出力電圧とする倍電圧整流回路を上記交
流電源と上記インバータ回路との間に設け、上記平滑用
のコンデンサの両端電圧を用いて電源投入時にスイッチ
ング素子を起動するものである。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。

【００２０】（実施形態１）本実施形態は、図１に示す
ように、図１７に示した自励式のハーフブリッジ形イン
バータ回路に制御手段としての保護回路１を付加したも
のである。この保護回路１はエミレス状態を検出すると
インバータ回路ＩＮＶ（図１７参照）の出力を小さくす
ることによって回路を保護する機能を有し、さらに放電
灯ＬＰの予熱を制御する機能を備えているものである。

【００２１】インバータ回路ＩＮＶの構成および動作は
図１７に示した従来構成と同様である。ここに、図示す
るインバータ回路ＩＮＶは自励式であるから、電源投入
時にインバータ回路ＩＮＶを起動するために、抵抗Ｒ３
とコンデンサＣ３との直列回路を整流器Ｄ１の出力端間
に接続し、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との接続点とスイ
ッチング素子Ｑ２のゲートとの間に電圧応答型のトリガ
素子Ｔ３を挿入してある。この構成によって、電源投入
後にコンデンサＣ３の両端電圧が上昇するとトリガ素子
Ｔ３が導通しスイッチング素子Ｑ２が導通する。電源投
入後にトリガ素子Ｔ３が導通するまでに直流カット用の
コンデンサＣ４は充電されているから、スイッチング素
子Ｑ２が導通するとコンデンサＣ４の電荷によりカレン
トトランスＣＴの１次巻線に電流が流れ、その後は、従
来構成として説明したように共振回路の共振作用により
両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフする。
また、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との接続点にはダイオ
ードＤ３のアノードが接続され、このダイオードＤ３の
カソードはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続
されている。インバータ回路ＩＮＶの動作が開始される
と、スイッチング素子Ｑ２のオン時にダイオードＤ３を
通してコンデンサＣ３が放電されるから、インバータ回
路ＩＮＶの動作中にはトリガ素子Ｔ３は導通しない。

【００２２】保護回路１はスイッチング素子Ｑ２の動作
を制御するものであって、カレントトランスＣＴにおい
てスイッチング素子Ｑ２にバイアスを与える２次巻線の
両端電圧（２次巻線と抵抗Ｒ２との接続点の電位）Ｖａ
に基づいてスイッチング素子Ｑ２を制御する。つまり、
２次巻線の両端間にはダイオードＤ４と抵抗Ｒ８とコン
デンサＣ８との直列回路が接続され、カレントトランス
ＣＴの２次巻線出力がダイオードＤ４により整流される
とともに抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ８を充電する。
また、コンデンサＣ８には抵抗Ｒ１３が並列接続され
る。保護回路１は、コンデンサＣ８の両端電圧をそれぞ
れ基準電圧Ｖ１，Ｖ２と比較する２つの電圧比較回路Ｃ
ＯＭ１，ＣＯＭ２を備え、各電圧比較回路ＣＯＭ１，Ｃ
ＯＭ２はコンデンサＣ８の両端電圧が基準電圧Ｖ１，Ｖ
２を越えると出力をＨレベルにする。ここに、基準電圧
Ｖ２（特許請求の範囲における基準値）は基準電圧Ｖ１
よりも高く設定してある。また、各スイッチ要素ＳＷ
５，ＳＷ６はそれぞれスイッチ要素ＳＷ５，ＳＷ６のオ
ンオフを制御しており、スイッチ要素ＳＷ５，ＳＷ６は
スイッチ要素ＳＷ５，ＳＷ６の出力がＨレベルになると
オンになる。ただし、スイッチ要素ＳＷ６は電圧比較回
路ＣＯＭ１の出力端間に接続されており、スイッチ要素
ＳＷ６がオンになると、電圧比較回路ＣＯＭ１の出力と
は無関係にスイッチ要素ＳＷ５はオフになる。

【００２３】ところで、カレントトランスＣＴの上記２
次巻線の両端間には抵抗Ｒ７とコンデンサＣ７との直列
回路も接続される。コンデンサＣ７の両端間には上述し
たスイッチ要素ＳＷ５が接続される。また、スイッチン
グ素子Ｑ２のゲートとソースとの間にはスイッチ要素Ｓ
Ｗ４が接続され、このスイッチ要素ＳＷ４はコンデンサ
Ｃ７の両端電圧によりオンオフされる。つまり、コンデ
ンサＣ７の両端電圧が規定電圧以上になるとスイッチ要
素ＳＷ４がオンになるようにしてある。

【００２４】次に、上記回路の動作を図２に基づいて説
明する。図２では時刻ｔ０において電源が投入されると
時刻ｔ１まで放電灯ＬＰを予熱し、時刻ｔ１で始動後、
時刻ｔ２で点灯し、さらに時刻ｔ３においてエミレス状
態が発生することにより時刻ｔ４においてインバータ回
路ＩＮＶが保護されるものとして動作を示している。

【００２５】しかして、電源が投入されるとスイッチン
グ素子Ｑ２がオンになってインバータ回路ＩＮＶが動作
を開始する。スイッチング素子Ｑ２が導通するときに
は、スイッチング素子Ｑ２にバイアスを与えるカレント
トランスＣＴに図１の左向きの誘起電圧が生じるから、
この期間には２次巻線と抵抗Ｒ２との接続点の電位Ｖａ
は正になる。以下では、この期間を電位Ｖａの正のサイ
クルと呼ぶ。

【００２６】電源投入直後には、図２（ａ）のようにコ
ンデンサＣ８の両端電圧は基準電圧Ｖ１よりも低いか
ら、図２（ｂ）のように電圧比較回路ＣＯＭ１の出力は
Ｌレベルでありスイッチ要素ＳＷ５はオフであって、電
位Ｖａの正のサイクルにおいてコンデンサＣ７が抵抗Ｒ
７を通して充電されると、やがてスイッチ要素ＳＷ４が
オンになる。ここに、コンデンサＣ７の充電によってス
イッチ要素ＳＷ４がオンになるタイミングは、インダク
タＬ１およびコンデンサＣ５を含む共振回路の共振作用
によってスイッチング素子Ｑ２がオフになるタイミング
（つまり、カレントトランスＣＴの誘起電圧の極性が反
転するまでのタイミング）よりも短くなるように設定さ
れている。したがって、カレントトランスＣＴに流れる
電流の向きが反転する前にスイッチ要素ＳＷ４がオンに
なってスイッチング素子Ｑ２がオフになる。スイッチン
グ素子Ｑ２がオフになってカレントトランスＣＴの１次
巻線に流れる電流が遮断されると、２次巻線の誘起電圧
の極性が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。
スイッチング素子Ｑ１のオン期間にはカレントトランス
ＣＴの誘起電圧の極性が逆転するから、この期間にコン
デンサＣ７が放電される。上述の動作により、スイッチ
要素ＳＷ５がオフであるときには、共振回路の共振作用
によって動作する期間よりもスイッチング素子Ｑ２のオ
ンデューティが小さくなってインバータ回路ＩＮＶの出
力周波数が高くなる。その結果、図２（ｄ）のようにコ
ンデンサＣ５に流れる電流を小さくして放電灯ＬＰへの
印加電圧を始動電圧に以下に抑え、フィラメントを予熱
することができる（この動作を予熱モードという）。

【００２７】予熱モードの期間において、電位Ｖａの正
のサイクル毎にダイオードＤ４および抵抗Ｒ８を通して
コンデンサＣ８が充電されるから、抵抗Ｒ８とコンデン
サＣ８と基準電圧Ｖ１との関係による所定時間が経過す
ると（時刻ｔ１になると）、図２（ａ）のようにコンデ
ンサＣ８の両端電圧が基準電圧Ｖ１に達し、図２（ｂ）
のように電圧比較回路ＣＯＭ１の出力がＨレベルになっ
てスイッチ要素ＳＷ５がオンになる。スイッチ要素ＳＷ
５がオンになればスイッチ要素ＳＷ４はオフに保たれる
から、インバータ回路ＩＮＶは共振回路の共振作用によ
って決まる周波数で動作するようになる。これにより、
コンデンサＣ５に流れる電流を図２（ｄ）のように予熱
時よりも増加させ、放電灯ＬＰへの印加電圧を始動電圧
まで高めることができる（始動モードという）。時刻ｔ
２において放電灯ＬＰが点灯すれば（点灯モードとい
う）、放電灯ＬＰに電流が流れるからコンデンサＣ５に
流れる電流は減少する。このように、ダイオードＤ４、
抵抗Ｒ８、コンデンサＣ８、電圧比較回路ＣＯＭ１によ
り予熱時間を時限する手段が構成されることになる。

【００２８】ところで、点灯モードである時刻ｔ３にお
いて放電灯ＬＰが寿命末期に達してエミレス状態になる
と、放電灯ＬＰが半波点灯することによってカレントト
ランスＣＴの１次巻線に流れる電流が増加するから（図
２（ｄ）にコンデンサＣ５に流れる電流の増加として示
してある）、放電灯ＬＰの定常点灯時よりも電位Ｖａが
高くなり、コンデンサＣ８の両端電圧が放電灯ＬＰの定
常点灯時よりも上昇する。したがって、時刻ｔ４におい
てコンデンサＣ８の両端電圧が基準電圧Ｖ２に達する
と、図２（ｃ）のように電圧比較回路ＣＯＭ２の出力が
Ｈレベルになり、スイッチ要素ＳＷ６がオンになってス
イッチ要素ＳＷ５がオフになる。その結果、予熱モード
と同様にコンデンサＣ７が充放電されるようになり、イ
ンバータ回路ＩＮＶは予熱モードと同じ周波数で動作す
るようになる。このことによって、放電灯ＬＰへの印加
電圧が予熱時と同様に低下し放電灯ＬＰは半波点灯しな
くなる。つまり、放電灯ＬＰに流れる電流が減少して、
回路部品に対する電流ストレスが軽減される（保護モー
ドという）。

【００２９】保護モードになれば放電灯ＬＰは消灯した
状態になり、この状態において電源を投入したままで放
電灯ＬＰを交換すればコンデンサＣ８への充電電流が減
少するから、コンデンサＣ８の余剰の電荷は抵抗Ｒ１３
を通して放出され、コンデンサＣ８の両端電圧は基準電
圧Ｖ１よりも低下する。つまり、インバータ回路ＩＮＶ
は上述した予熱モードで動作するようになり、その後、
始動モード、点灯モードと移行することになる。つま
り、電源を投入したままで放電灯ＬＰを交換すれば放電
灯ＬＰを点灯させることができる。

【００３０】図１に示した保護回路１の具体構成を図３
に示す。図示例では電圧比較回路ＣＯＭ１を、スイッチ
要素ＳＷ５としてのトランジスタＱ５と、抵抗Ｒ１０，
Ｒ１２と、基準電圧Ｖ１を与えるためのツェナダイオー
ドＺＤ４とにより構成し、電圧比較回路ＣＯＭ２を、ス
イッチ要素ＳＷ６としてのトランジスタＱ６と、抵抗Ｒ
１１，Ｒ１４と、基準電圧Ｖ２を与えるためのツェナダ
イオードＺＤ３とにより構成してある。各ツェナダイオ
ードＺＤ３，ＺＤ４はそれぞれコンデンサＣ８の一端と
各トランジスタＱ５，Ｑ６のベースとの間に挿入してあ
り、コンデンサＣ８の両端電圧がツェナダイオードＺＤ
３，ＺＤ４のブレークオーバ電圧（基準電圧Ｖ１，Ｖ
２）に達すると、トランジスタＱ５，Ｑ６がそれぞれオ
ンになるようにしてある。また、トランジスタＱ５のベ
ースはダイオードＤ５を介してトランジスタＱ６のコレ
クタに接続してあり、トランジスタＱ６がオンになると
トランジスタＱ５がオフになる。さらに、コンデンサＣ
７の一端はスイッチ要素ＳＷ４としてのトランジスタＱ
４のベースに接続されている。

【００３１】（実施形態２）本実施形態は、図４に示す
ように、電圧比較回路ＣＯＭ１に対応する時定数回路と
電圧比較回路ＣＯＭ２に対応する時定数回路とを各別に
設けたものである。

【００３２】つまり、カレントトランスＣＴの２次巻線
には、ダイオードＤ４と抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６との
直列回路と、ダイオードＤ４と抵抗Ｒ９とコンデンサＣ
９との直列回路とが接続され、電圧比較回路ＣＯＭ１で
はコンデンサＣ６の両端電圧をツェナダイオードＺＤ４
のブレークオーバ電圧（基準電圧Ｖ１）と比較し、電圧
比較回路ＣＯＭ２ではコンデンサＣ９の両端電圧をツェ
ナダイオードＺＤ３のブレークオーバ電圧（基準電圧Ｖ
２）と比較するようになっている。他の構成は図３に示
した実施形態１と同様である。

【００３３】本実施形態では、図５に示すように、時刻
ｔ０において電源が投入されると予熱モードで動作し、
両コンデンサＣ６，Ｃ９の両端電圧がともに上昇する。
時刻ｔ１においてコンデンサＣ６の両端電圧がツェナダ
イオードＺＤ４のブレークオーバ電圧に達すると放電灯
ＬＰが始動し、時刻ｔ２において放電灯ＬＰは点灯す
る。また、点灯モードにおいてエミレス状態が生じる
と、コンデンサＣ９の両端電圧がツェナダイオードＺＤ
３のブレークオーバ電圧に達して、実施形態１と同様に
してインバータ回路ＩＮＶが保護される。

【００３４】図３に示した実施形態１の構成では、エミ
レス状態が検出されたときにツェナダイオードＺＤ４が
導通していることによって電流がツェナダイオードＺＤ
４に流れることによって、コンデンサＣ８の両端電圧が
上昇しにくく、ツェナダイオードＺＤ３を導通させる電
流が少なくなるが、本実施形態の構成ではツェナダイオ
ードＺＤ４とは無関係にコンデンサＣ９の両端電圧を上
昇させてツェナダイオードＺＤ３を導通させることがで
きる。つまり、予熱用の時定数回路と保護用の時定数回
路とを各別に設計することで設計が容易になり、しか
も、エミレス状態が生じたときにツェナダイオードＺＤ
３を確実に導通させることでエミレス状態の検出精度を
向上させることができる。

【００３５】（実施形態３）本実施形態は、図６に示す
ように、実施形態２の構成にｐｎｐ形のトランジスタＱ
７と抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９とを付加したものである。つま
り、トランジスタＱ７と抵抗Ｒ１８とはコンデンサＣ６
の充電経路に挿入されており、トランジスタＱ７がオン
になると抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ１８とが並列接続されること
によって、コンデンサＣ６の充電電流を増加させるよう
にしてある。また、トランジスタＱ７はトランジスタＱ
５がオンになると導通するように、抵抗Ｒ１７，Ｒ１９
の直列回路をトランジスタＱ５のコレクタ−エミッタに
直列接続し、抵抗Ｒ１７，Ｒ１９の接続点をトランジス
タＱ７のベースに接続してある。

【００３６】したがって、上記回路では、図７に示すよ
うに時刻ｔ１において予熱モードが終了すると、トラン
ジスタＱ５がオンになることによってトランジスタＱ７
がオンになり、コンデンサＣ６の充電電流が増加する
（図７（ａ）のようにコンデンサＣ６の両端電圧が短時
間で上昇する）。つまり、予熱モードから始動モードに
移行したときに、ダイオードＤ４を通る電流が増加して
もコンデンサＣ９に流れる電流の増加を抑制することが
でき、始動モード時にはコンデンサＣ９の両端電圧がツ
ェナダイオードＺＤ３のブレークオーバ電圧に達すると
いう誤動作を確実に防止することができる。つまり、正
常に始動したことを寿命末期と誤検出することがなく、
放電灯ＬＰを確実に点灯させることができる。他の構成
および動作は実施形態２と同様である。

【００３７】（実施形態４）本実施形態は、図８に示す
ように、実施形態２の構成にｐｎｐ形のトランジスタＱ
８と抵抗Ｒ２０〜Ｒ２２とを付加したものである。つま
り、トランジスタＱ８と抵抗Ｒ２２との直列回路が抵抗
Ｒ７に並列接続されており、トランジスタＱ８がオンに
なると抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ２２とが並列接続されることに
よって、コンデンサＣ７の充電電流を増加させるように
してある。トランジスタＱ８はトランジスタＱ６がオン
になると導通するように、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１の直列回
路をトランジスタＱ６のコレクタ−エミッタに直列接続
し、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１の接続点をトランジスタＱ８の
ベースに接続してある。

【００３８】したがって、保護モードにおいてトランジ
スタＱ６がオンになると、予熱モード時とはコンデンサ
Ｃ７への充電経路が変化し、予熱モードよりもさらに高
い周波数でインバータ回路ＩＮＶを動作させることが可
能になる。つまり、図９（ｂ）のように、時刻ｔ４にお
いて保護モードに移行したときに、放電灯ＬＰに流す電
流（図ではコンデンサＣ５に流れる電流で示してある）
を予熱モード時よりも低減することができる。この動作
により、予熱モード時には適正な予熱電流を確保し、保
護モード時には出力を十分に絞って保護効果を高めるこ
とができる。他の構成および動作は実施形態２と同様で
ある。

【００３９】（実施形態５）上述した各実施形態では、
放電灯ＬＰを予熱する機能を保護回路１に設けていた
が、本実施形態では図１０に示すように予熱の機能を保
護回路１から省略してある。また、コンデンサＣ７への
充電経路に抵抗Ｒ７とともにｐｎｐ形のトランジスタＱ
９を挿入し、トランジスタＱ６のオン時にトランジスタ
Ｑ９をオンにする。このため、トランジスタＱ６には抵
抗Ｒ２５，Ｒ２６の直列回路を接続し、抵抗Ｒ２５，Ｒ
２６の接続点をトランジスタＱ９のベースに接続してあ
る。また、トランジスタＱ９のエミッタ−コレクタには
コンデンサＣ７の放電経路を形成するために、ダイオー
ドＤ８を逆並列に接続してある。

【００４０】しかして、点灯モードにおいてエミレス状
態に至ると、他の実施形態と同様にトランジスタＱ６が
オンになる。このとき、トランジスタＱ９もオンになる
から、コンデンサＣ７の充電が可能になり、コンデンサ
Ｃ７の両端電圧の上昇によってスイッチング素子Ｑ２の
オン期間を短くすることができる。また、スイッチング
素子Ｑ２がオフになった後には、コンデンサＣ７の電荷
はダイオードＤ８を通る経路で放出されるから、次にス
イッチング素子Ｑ２が導通したときにコンデンサＣ７が
再び充電される。要するに、コンデンサＣ７は充放電を
繰り返すから、定常点灯時よりも高い周波数でインバー
タ回路ＩＮＶが駆動されるのである。他の構成および動
作は実施形態２と同様である。この構成では予熱機能が
ないから、部品点数が少なく安価に提供することができ
る。

【００４１】（実施形態６）本実施形態は、図１１に示
すように、実施形態５の構成に放電灯ＬＰを予熱する予
熱手段を追加したものである。つまり、実施形態５の構
成においてトランジスタＱ９と抵抗Ｒ７との直列回路に
ダイオードＤ９と抵抗Ｒ２７，Ｒ２８の直列回路を追加
し、さらに抵抗Ｒ２８にコンデンサＣ１０を並列接続し
てある。また、コンデンサＣ７にはダイオードＤ１１を
並列接続してある。スイッチング素子Ｑ４にはダイオー
ドＤ１０が直列接続される。

【００４２】しかして、図１２に示すように、時刻ｔ０
において電源が投入されると、電位Ｖａの正のサイクル
ごとにダイオードＤ９を介してコンデンサＣ１０，Ｃ７
が充電されるから、コンデンサＣ７の両端電圧が所定電
圧に達するとスイッチング素子Ｑ４がオンになってスイ
ッチング素子Ｑ２をオフにする。この動作は基本的には
実施形態１と同様である。ただし、本実施形態では抵抗
Ｒ２７を通してコンデンサＣ１０が充電されるから、コ
ンデンサＣ１０の両端電圧が上昇するとコンデンサＣ７
の両端電圧がスイッチング素子Ｑ４をオンにするタイミ
ングが次第に遅れ、スイッチング素子Ｑ２のオンデュー
ティが徐々に大きくなる。つまり、予熱モードから始動
モードに向かって動作周波数が連続的に変化し、予熱モ
ードにおいてコンデンサＣ５に流れる電流は、図１２
（ｂ）のように連続的に増加する。こうして時刻ｔ１に
おいて放電灯ＬＰの印加電圧が始動電圧に達すると放電
灯ＬＰが始動し、スイッチング素子Ｑ４はオフになる。
ここに、抵抗Ｒ２８はコンデンサＣ１０の放電用に設け
られている。エミレス状態の動作は実施形態５と同様で
あり、他の構成および動作は実施形態２と同様である。

【００４３】上述のように、予熱モード時に動作周波数
が連続的に変化するので、動作周波数が低すぎるために
放電灯ＬＰの種類や周囲温度によって放電灯ＬＰが予熱
モード時に微放電してしまったり、逆に予熱周波数が高
すぎるために充分な予熱電流が得られなくなることがな
く、放電灯ＬＰの両フィラメントを確実に予熱すること
ができる。

【００４４】（実施形態７）本実施形態は、図１３に示
すように、実施形態６の構成にダイオードＤ１２，Ｄ１
３と抵抗Ｒ２９を追加したものである。この構成では、
放電灯ＬＰがエミレス状態になってトランジスタＱ６が
オンになるとトランジスタＱ９がオンになり、このと
き、ダイオードＤ１２と抵抗Ｒ２９とを介してコンデン
サＣ９を充電する経路が形成されるから、結果的に、ト
ランジスタＱ６，Ｑ９のベース電流が増加する。こうし
てコンデンサＣ７の充電電流が増加するから、コンデン
サＣ７を速く充電することができ、保護モード時のイン
バータ回路ＩＮＶの動作周波数をより高めて保護効果を
高めることができる。他の構成および動作は実施形態６
と同様である。

【００４５】（実施形態８）本実施形態は、図１４に示
すように、図６に示した実施形態３と同様の構成におい
て、予熱モード時にコンデンサＣ６の充電電流を増加さ
せる代わりに、保護モード時に電圧比較回路ＣＯＭ２に
対応するコンデンサＣ９の充電電流を増加させる構成と
している。つまり、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ９との直列
回路にトランジスタＱ７を挿入してあり、このトランジ
スタＱ７はトランジスタＱ５のオン時だけではなく、ト
ランジスタＱ６のオン時にも導通するようにベースに抵
抗Ｒ２３を介してトランジスタＱ６を接続してある。

【００４６】すなわち、予熱モードから始動モードに移
行するとトランジスタＱ５がオンになり、これに伴って
トランジスタＱ７がオンになるから、コンデンサＣ９の
充電が開始される。このように本実施形態の保護回路１
は放電灯ＬＰの予熱が終了した後に、保護モードに移行
させるためのコンデンサＣ９を充電するから、放電灯Ｌ
Ｐの点灯前にエミレス状態と誤検出することがない。と
くに、放電灯ＬＰの交換時にはコンデンサＣ６，Ｃ９の
両端電圧が比較的高い状態にあるから、両コンデンサＣ
６，ｃ９の両端電圧が同時に上昇すると始動モードに移
行したときにエミレス状態と誤検出する可能性がある
が、本実施形態の構成では予熱後にコンデンサＣ９の両
端電圧の上昇が開始されるから、この種の誤検出が生じ
ない。他の構成および動作は実施形態３と同様である。

【００４７】（実施形態９）本実施形態は、図１５に示
すように、図１１に示した実施形態６の構成において、
実施形態８と同様の機能を実現しようとするものであ
る。本実施形態では、フォトカプラを設け、発光ダイオ
ードよりなるフォトカプラの発光素子ＰＣ１を実施形態
６におけるダイオードＤ９に代えてコンデンサＣ１０，
Ｃ７の充電経路に挿入し、フォトサイリスタよりなるフ
ォトカプラの受光素子ＰＣ２をコンデンサＣ９と並列に
接続してある。

【００４８】この構成では、予熱モード時には発光素子
ＰＣ１にコンデンサＣ１０，Ｃ７を充電する電流が流れ
るから、受光素子ＰＣ２が導通してコンデンサＣ９の充
電が禁止され、始動モードに移行した後に受光素子ＰＣ
２がオフになってコンデンサＣ９の充電が開始されるよ
うになっている。つまり、実施形態８と同様に、予熱モ
ードの収納後にエミレス状態を検出するためのコンデン
サＣ９の充電が開始されるから、始動モードに移行した
ときにエミレス状態と誤検出することがない。他の構成
および動作は実施形態６と同様である。

【００４９】（実施形態１０）本実施形態は、図１６に
示すように、実施形態９の構成において、整流器Ｄ１を
倍電圧整流回路２に置き換えたものである。倍電圧整流
回路２は、２個ずつのダイオードＤ２１，Ｄ２２とコン
デンサＣ２１，Ｃ２２とを有する周知の構成であって、
コンデンサＣ２１，Ｃ２２の直列回路の両端間に交流電
源Ｖａｃのピーク電圧の２倍の電圧を得ることができる
ものである。ここに、インバータ回路ＩＮＶを起動する
ための抵抗Ｒ３の一端はコンデンサＣ２１，Ｃ２２の接
続点に接続される。つまり、インバータ回路ＩＮＶへの
入力電圧を倍電圧整流回路２により高くしながらも、抵
抗Ｒ３には倍電圧整流回路２の出力電圧の２分の１の電
圧しか印加されないから、抵抗Ｒ３やコンデンサＣ３に
は他の部品よりも耐圧の低い部品を用いることができ
る。つまり、倍電圧整流回路２を用いる際には他の構成
よりも本実施形態の構成を採用するほうが低耐圧の部品
を用いることができるから低価格になる。印刷配線基板
に実装する際には、抵抗Ｒ３の周囲の回路パターンの絶
縁距離を小さくすることができ、回路パターンの設計が
容易になる。なお、他の実施形態においても本実施形態
の技術思想を適用することが可能である。

【００５０】また、上述した各実施形態ではハーフブリ
ッジ形のインバータ回路ＩＮＶを用いた放電灯点灯装置
を例示したが、１石式のインバータ回路（従来構成とし
て例示した公報などに記載されている）を用いた放電灯
点灯装置であっても同様の技術を適用することができ
る。

【００５１】

【発明の効果】請求項１の発明は、スイッチング素子を
自励制御することにより交流電源を高周波に電力変換し
て放電灯を高周波点灯させるインバータ回路と、放電灯
の負荷状態を検出するカレントトランスと、カレントト
ランスの２次側出力に応じてインバータ回路の出力を自
励制御とは異なる状態に制御可能な制御手段とを備える
ものであり、放電灯の負荷状態をカレントトランスによ
り検出するから放電灯の負荷状態の変化からインバータ
回路の制御が行われるまでの応答時間が短く、しかも負
荷状態を検出するカレントトランスの２次側出力に応じ
てインバータ回路の出力を自励制御とは異なる状態に制
御することができるから、たとえば放電灯の寿命末期に
おいて放電灯を交換したとすれば、放電灯の交換をカレ
ントトランスの２次側出力により検出することができ、
電源を投入した状態でも放電灯を交換するだけで放電灯
を点灯させることが可能になる。

【００５２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、スイッチング素子がカレントトランスを介して自励
制御されるものであり、負荷状態の検出とインバータ回
路の駆動とに各別のカレントトランスを設ける必要がな
く、部品点数の増加を抑制することができるという利点
がある。

【００５３】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、放電灯がフィラメントを有し、カレントトランスの
２次側出力を用いてフィラメントの予熱状態と寿命末期
状態とを検出するものであり、カレントトランスの２次
側出力を用いて予熱状態と寿命末期状態とを検出するこ
とができ、それぞれに対応したインバータ回路の制御が
可能になるのであって、予熱用と寿命末期検出用とに各
別のカレントトランスを設けるよりも部品点数の増加を
抑制することができる。

【００５４】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、放電灯がフィラメントを有し、制御手段が、予熱時
間を決める第１の時定数回路と、カレントトランスの２
次側出力を用いて充電されるコンデンサを有しコンデン
サの両端電圧が基準値と比較されることにより放電灯の
寿命末期が検出される第２の時定数回路とを各別に備え
るものであり、予熱用と寿命末期の保護用との２つの時
定数回路を設けているから、予熱時間と寿命末期を判断
する誤動作防止用の時間とを個別に設定することがで
き、設計が容易になるという利点がある。

【００５５】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、放電灯がフィラメントを有し、制御手段が、カレン
トトランスの２次側出力を用いて充電されるコンデンサ
を有しコンデンサの両端電圧が基準値と比較されること
により放電灯の寿命末期が検出される時定数回路と、電
源投入からのコンデンサの両端電圧の変化を用いて予熱
時間を時限する手段とを備えるものであり、時定数回路
のコンデンサを予熱用と寿命末期の検出用とに兼用して
いるから、回路構成が簡単になる。

【００５６】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、制御手段が、放電灯の寿命末期を検出すると放電灯
に流れるランプ電流を定常点灯時よりも小さくするよう
にインバータ回路を制御するものであり、寿命末期時に
はランプ電流を定常点灯時よりも小さくするから、寿命
末期時において回路部品への電流ストレスを低減するこ
とができる。

【００５７】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、放電灯がフィラメントを有し、制御手段が予熱終了
以後に放電灯の寿命末期を検出する動作を開始するもの
であり、予熱中には寿命末期を検出する動作が開始され
ないから、放電灯の始動時においてカレントトランスの
２次側出力が増加しても寿命末期と誤検知することが防
止される。

【００５８】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
７の発明において、２個の平滑用のコンデンサの直列回
路の両端電圧を出力電圧とする倍電圧整流回路を交流電
源とインバータ回路との間に設け、平滑用のコンデンサ
の両端電圧を用いて電源投入時にスイッチング素子を起
動するものであり、倍電圧整流回路を用いてインバータ
回路への入力電圧を高電圧としながらも、インバータ回
路の起動に用いる部品には倍電圧整流回路の出力電圧の
２分の１の電圧しか印加されないから、起動用の部品に
高耐圧のものを用いる必要がなく、コスト増を抑制する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１の回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の具体回路図である。

【図４】本発明の実施形態２の回路図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】本発明の実施形態３の回路図である。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】本発明の実施形態４の回路図である。

【図９】同上の動作説明図である。

【図１０】本発明の実施形態５の回路図である。

【図１１】本発明の実施形態６の回路図である。

【図１２】同上の動作説明図である。

【図１３】本発明の実施形態７の回路図である。

【図１４】本発明の実施形態８の回路図である。

【図１５】本発明の実施形態９の回路図である。

【図１６】本発明の実施形態１０の回路図である。

【図１７】従来例を示す回路図である。

【図１８】他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１保護回路２倍電圧整流回路ＣＴカレントトランスＬＰ放電灯Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ９トランジスタＲ８，Ｒ１３，Ｒ１５，Ｒ１６抵抗Ｃ８，Ｃ９コンデンサＲ４０起動用抵抗Ｖ１予熱用基準電圧Ｖ２保護用基準電圧Ｖａ２次側電圧Ｖａｃ商用電源ＺＤ３，ＺＤ４ツェナダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子を自励制御することに
より交流電源を高周波に電力変換して放電灯を高周波点
灯させるインバータ回路と、放電灯の負荷状態を検出す
るカレントトランスと、カレントトランスの２次側出力
に応じてインバータ回路の出力を自励制御とは異なる状
態に制御可能な制御手段とを備えることを特徴とする放
電灯点灯装置。
【請求項２】上記スイッチング素子は上記カレントト
ランスを介して自励制御されることを特徴とする請求項
１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】上記放電灯はフィラメントを有し、上記
カレントトランスの２次側出力を用いてフィラメントの
予熱状態と寿命末期状態とを検出することを特徴とする
請求項１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】上記放電灯はフィラメントを有し、上記
制御手段は、予熱時間を決める第１の時定数回路と、上
記カレントトランスの２次側出力を用いて充電されるコ
ンデンサを有しコンデンサの両端電圧が基準値と比較さ
れることにより放電灯の寿命末期が検出される第２の時
定数回路とを各別に備えることを特徴とする請求項１記
載の放電灯点灯装置。
【請求項５】上記放電灯はフィラメントを有し、上記
制御手段は、上記カレントトランスの２次側出力を用い
て充電されるコンデンサを有しコンデンサの両端電圧が
基準値と比較されることにより放電灯の寿命末期が検出
される時定数回路と、電源投入からの上記コンデンサの
両端電圧の変化を用いて予熱時間を時限する手段とを備
えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】上記制御手段は、放電灯の寿命末期を検
出すると放電灯に流れるランプ電流を定常点灯時よりも
小さくするようにインバータ回路を制御することを特徴
とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】上記放電灯はフィラメントを有し、上記
制御手段は予熱終了以後に放電灯の寿命末期を検出する
動作を開始することを特徴とする請求項１記載の放電灯
点灯装置。
【請求項８】２個の平滑用のコンデンサの直列回路の
両端電圧を出力電圧とする倍電圧整流回路を上記交流電
源と上記インバータ回路との間に設け、上記平滑用のコ
ンデンサの両端電圧を用いて電源投入時にスイッチング
素子を起動することを特徴とする請求項１ないし請求項
７のいずれかに記載の放電灯点灯装置。