JP4065820B2 - スパッタリング装置 - Google Patents
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Description
本発明の他の課題は、スパッタリング負荷のインピーダンスが大きく変化しても、自動的にマッチングして定格電力を供給するスパッタリング装置を提供することにある。
本発明の他の課題は、例えば約4倍もの広い範囲でインピーダンスが変化するスパッタリング負荷に定格電力を供給できるスパッタリング装置を提供することである。
前記整流回路は倍圧整流回路であり、前記1次巻線と前記2次巻線との巻数比(二次巻線数/一次巻線数)が、前記スパッタリング負荷に求められる前記定格電圧と、前記直流電源の電圧との比の1/2(最高定格電圧/(2×直流電源電圧))より小さい。
前記直流電源の電圧をE(V)、スイッチング周波数をf(Hz)、前記巻数比をn、及び、前記トランスが供給する最大定格電圧をImとして、前記インダクタンスの値が、n×E/8(Im×f)以下である。
前記インダクタンスは、選定された巻数比と直流電源電圧において、定格最大電流を供給できる値に選定されていてもよい。
前記コンデンサは、選定されたインダクタンスによる電圧降下を補償して定格最大電圧を供給できる値に選定されていてもよい。
巻数比nは、最高定格電圧Vh(V)と最低直流電圧E(V)の比m(Vh/E)より小さいことが望ましい。すなわち、n<m=Vh/Eであることが望ましい。さらに望ましくは、nはmの50%〜90%の範囲とされる。例えば、直流電源1の電圧Eの最低値を250Vとし、スパッタリング負荷6へ供給される最高定格電圧を1000Vとした場合、m=4である。単純なトランスを用いた場合には、n=m=4でなければ1000Vを発生できない。しかし、本発明では特に高インピーダンス負荷の場合に共振モードで変圧することにより、nとして4より小さい値を用いることができる。後述の実施例ではn=3(mの75%)とする。ただし、この値に限定されることはない。
インダクタンスLの値L1(H)は、直流電源1の電圧E(V)、スイッチング周波数f(Hz)、巻数比nのトランスで最大定格電流Im(A)を供給できるインダクタンス値L0以下とする。下式を目安とする。
L1<L0=n×E/8(Im×f)
例えば、スイッチング周波数f=50kHz、Im=20Aとした場合、
L1<3×250/8(20×50k)=93μH
したがって、後述の実施例ではL1=80μHとする。
コンデンサCは、高インピーダンス負荷時に、原理的に必要な巻数比mより小さな巻数比nを選定したことによる二次巻線の電圧不足を、インダクタンスLとの共振作用により補償するものである。コンデンサCの容量C1の目安は、前記のように選定されたインダクタンスLと直列共振する下式の容量C0よりも小さいことが条件であるとしか現在解析できていない。発明者はさらにシミュレーションと実験を行い、容量C1を選定している。
C0=1/(ω2×L)
後述する実施例の条件では、
C0=1/(2×π×f)2×L=1/((2×π×50k)2×80μ)=127nF
である。実施例では、コンデンサCの容量C1=20nFとした。
直流電源1の電圧E=250V
f=50kHz
最大パルス変調幅(Tonmax)=9μs
低インピーダンス時
負荷:25Ω、出力500V×20A、電力:10kW
高インピーダンス時
負荷:100Ω、出力1000V×10A、電力:10kW
プラズマ放電前インピーダンス:100kΩ
一方、n=3以上であれば、インダクタンスLとコンデンサCの共振作用により、トリガー時のような軽負荷時に定格電圧以上の高電圧を発生できる利点がある。
n=1では、各負荷インピーダンスに対して、定格出力を出せるL,Cの組み合わせは見つからなかった。
2 インバータ
A1〜A4 スイッチング素子
B1〜B4 逆並列ダイオード
3 トランス
31 一次巻線
32 二次巻線
L インダクタンス
C コンデンサ
4 整流器
D1〜D4 ダイオード
5 コンデンサ
6 スパッタリング負荷
7 ハウジング
8 出力電圧検出器
9 出力電流検出器
10 マッチング回路
11 乗算回路
12 誤差増幅器
14、14A パルス幅変調(PWM)回路
15 変調回路
20 Uコア
20A 第1脚
20B 第2脚
21 Iコア
N11〜N22 巻線
Claims (11)
- 直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータからの交流電圧を変圧するマッチング回路と、
前記マッチング回路により変圧された交流電圧を直流へ変換し、出力電力をスパッタリング負荷に供給する整流器と
を具備し、
前記マッチング回路は、前記インバータと前記整流器との間に設けられており、
前記インバータからの交流電圧を変圧するトランスと、
前記トランスの一次巻線および二次巻線の少なくとも一方と直列に設けられたインダクタンスと、
前記整流器を介して前記スパッタリング負荷に対して並列に、前記インダクタンスと前記整流器との間に設けられたコンデンサと
を有しており、前記インダクタンスと前記コンデンサとの共振動作により、定格電圧であるプラズマ放電電圧に比較して高電圧のプラズマ放電を開始させるトリガー電圧を発生させ、前記スパッタリング負荷に与えることを特徴とするスパッタリング装置。 - 前記トランスの一次巻線と二次巻線との巻数比(二次巻線数/一次巻線数)は、前記スパッタリング負荷に求められる最高定格電圧と、前記直流電源の電圧との比(最高定格電圧/直流電源電圧)より小さいことを特徴とする請求項1記載のスパッタリング装置。
- 前記スパッタリング負荷に供給される電力を測定する電力検出装置を備え、前記電力検出装置からの信号により前記インバータをPWM制御することを特徴とする請求項1または2記載のスパッタリング装置。
- 前記インバータは、それぞれ逆並列ダイオードを有する2個の上アーム半導体スイッチおよび2個の下アーム半導体スイッチを有するブリッジインバータであり、
前記電力検出装置によって検出した電力と設定電力との誤差信号に基づいて前記各アーム半導体スイッチをPWM制御することにより、スパッタリング負荷に供給する電力を定電力制御することを特徴とする請求項3のスパッタリング装置。 - 前記インバータは、それぞれ逆並列ダイオードを有する2個の上アーム半導体スイッチおよび2個の下アーム半導体スイッチを有するブリッジインバータであり、
前記上アーム半導体スイッチおよび前記下アーム半導体スイッチのいずれか一方には常に一定のパルス幅でオン信号を与え、前記上アーム半導体スイッチおよび前記下アーム半導体スイッチの他方には、前記電力検出装置によって検出した電力と設定電力との誤差信号に基づいてPWM制御されたオン信号を与えることにより、スパッタリング負荷に供給する電力を定電力制御することを特徴とする請求項3のスパッタリング装置。 - 前記トランスは、
鉄心と、
前記鉄心に互いに分離して設けられた一次巻線および二次巻線を有し、
前記インダクタンスの少なくとも一部は、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載のスパッタリング装置。 - 前記トランスは、
第1脚および第2脚を有する鉄心と、
これら第1脚および第2脚にそれぞれ2分割して巻かれた一次巻線および二次巻線と
を有し、前記インダクタンスの少なくとも一部は、前記トランスのリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載のスパッタリング装置。 - 前記電力検出装置は、
前記スパッタリング負荷に供給される電圧を計測する電圧センサと、
前記スパッタリング負荷に供給される電流を計測する電流センサと、
これらセンサが検出した電圧値および電流値を乗算して電力値を出力する乗算器と
を備えていることを特徴とする請求項3〜5のいずれかに記載のスパッタリング装置。 - 前記コンデンサの少なくとも一部は、前記トランスの前記一次巻線または前記二次巻線の浮遊分布容量であることを特徴とする請求項1〜8のいずれかに記載のスパッタリング装置。
- 前記整流回路は倍圧整流回路であり、前記1次巻線と前記2次巻線との巻数比(二次巻線数/一次巻線数)が、前記スパッタリング負荷に求められる前記定格電圧と、前記直流電源の電圧との比の1/2(最高定格電圧/(2×直流電源電圧))より小さいことを特徴とする請求項1から請求項9のいずれかに記載のスパッタリング装置。
- 前記直流電源の電圧をE(V)、スイッチング周波数をf(Hz)、前記巻線数比をn、及び、前記トランスが供給する最大定格電圧をImとして、前記インダクタンスの値が、n×E/8(Im×f)以下であることを特徴とする請求項1から請求項10のいずれかに記載のスパッタリング装置。
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