JP4060767B2 - 制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、制御対象への制御入力を、Δ変調アルゴリズム、ΔΣ変調アルゴリズムおよびΣΔ変調アルゴリズムの１つに基づく制御アルゴリズムで算出することによって、制御対象の出力を制御する制御装置に関する。

この種の制御装置として、特願２００２−２３１６１４号（公開公報は未発行）に記載されたものを、本出願人は既に提案している。この制御装置は、内燃機関の空燃比を制御するものであり、酸素濃度センサ、状態予測器およびＤＳＭコントローラなどを備えている。この制御装置では、状態予測器で、酸素濃度センサの出力と所定値との偏差の予測値ＰＲＥＶＯ２が算出され、この予測値ＰＲＥＶＯ２がＤＳＭコントローラに入力されることで、目標空燃比ＫＣＭＤが算出され、この目標空燃比ＫＣＭＤに応じて燃料噴射量が算出され、それにより、内燃機関の空燃比が制御される。

このＤＳＭコントローラは、ΔΣ変調アルゴリズムを適用した制御アルゴリズムにより、予測値ＰＲＥＶＯ２に応じて目標空燃比ＫＣＭＤを算出するものであり、その制御アルゴリズムは、具体的には、以下の式（ａ）〜（ｇ）で表される。
ｒ(ｋ)＝−１・Ｇ・ＰＲＥＶＯ２(ｋ) ……（ａ）
ｒｌ(ｋ)＝ｓａｔ（ｒ(ｋ)） ……（ｂ）
δ(ｋ)＝ｒｌ(ｋ)−ｕ''(ｋ−１) ……（ｃ）
σ(ｋ)＝σ(ｋ−１)＋δ(ｋ) ……（ｄ）
ｕ''(ｋ)＝ｓｇｎ（σ(ｋ)） ……（ｅ）
ｕ(ｋ)＝Ｆ・ｕ''(ｋ) ……（ｆ）
ＫＣＭＤ(ｋ)＝ＦＬＡＦＢＡＳＥ＋ＦＬＡＦＡＤＰ＋ｕ(ｋ) ……（ｇ）
ここで、ｒ(ｋ)は参照入力を、ｕ''(ｋ)は変調出力を、Ｇ，Ｆはゲインをそれぞれ表している。また、ｓａｔ（ｒ(ｋ)）は飽和関数であり、その値は、ｒ(ｋ)＜−１のときにはｓａｔ（ｒ(ｋ)）＝−１となり、−１≦ｒ(ｋ)≦１のときにはｓａｔ（ｒ(ｋ)）＝ｒ（ｋ）となり、ｒ(ｋ)＞１のときにはｓａｔ（ｒ(ｋ)）＝１となる。さらに、ｓｇｎ（σ(ｋ)）は符号関数であり、その値は、σ(ｋ)≧０のときにはｓｇｎ（σ(ｋ)）＝１となり、σ(ｋ)＜０のときにはｓｇｎ（σ(ｋ)）＝−１となる。

上記のように、この制御アルゴリズムでは、飽和関数ｓａｔ（ｒ(ｋ)）により、参照入力ｒ(ｋ)がその絶対値が値１以下になるように制限されるとともに、そのように制限された制限値ｒｌ(ｋ)に基づき、ΔΣ変調アルゴリズム（ｃ）〜（ｅ）により、変調出力ｕ''(ｋ)が算出される。これは、以下の理由による。すなわち、参照入力ｒ（ｋ）が上記のように制限されることなく、ΔΣ変調アルゴリズムに適用された場合、参照入力ｒ（ｋ）の絶対値が値１よりも大きいと、偏差δ(ｋ)の積分値σ(ｋ)の絶対値が増大化することで、参照入力ｒ（ｋ）の符号（正負）の反転に伴って偏差δ(ｋ)の符号が反転しても、増大化した積分値σ(ｋ)の絶対値が減少するまでの間、変調出力ｕ''(ｋ)の符号が反転することなく維持されてしまう。すなわち、参照入力ｒ（ｋ）の符号反転と変調出力ｕ''(ｋ)の符号反転との間でのむだ時間が生じるため、制御性の低下を招いてしまうので、それを回避するためである。

上記従来の制御装置のように、ΔΣ変調アルゴリズムの特性により符号が頻繁に反転する変調出力ｕ''(ｋ)を用いて、制御対象への制御入力を算出する場合、変調出力ｕ''(ｋ)が値１に反転する頻度と値−１に反転する頻度とが、半々の割合に近いほど、制御精度が向上する。言い換えれば、反転頻度が少なくかつ値１および値−１の一方の値に保持される時間が長くなるほど、制御精度が低下してしまう。上記制御装置では、空燃比を制御するための参照入力ｒ（ｋ）がその絶対値が値１（理論空燃比に相当する当量比）近傍の値になるように設定されるので、変調出力ｕ''(ｋ)の反転頻度が少なく、かつこれが値１および値−１の一方の値に長く保持されるような状態は、あまり発生しない。これに対して、制御対象の特性によっては、ΔΣ変調アルゴリズムに入力される参照入力ｒ（ｋ）の絶対値が値１を上回る状態が、長時間続くときがある。そのような制御対象を上記従来の制御装置で制御した場合、制限値ｒｌ(ｋ)が値１または値−１に長時間、保持されることで、偏差δ（ｋ）および積分値σ(ｋ)が同じ値に長時間、保持され、それにより、ΔΣ変調アルゴリズムの特徴である変調出力ｕ''(ｋ)のスイッチング挙動（反転挙動）が失われ、変調出力ｕ''(ｋ)が、その反転頻度が少なくなるとともに、値１および値−１の一方の値に保持される時間が長くなってしまう。その結果、制御精度の低下を招く可能性がある。この問題は、ΔΣ変調アルゴリズムに代えて、Δ変調アルゴリズムまたはΣΔ変調アルゴリズムを用いた場合でも、同様に発生する。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、Δ変調アルゴリズム、ΔΣ変調アルゴリズムおよびΣΔ変調アルゴリズムの１つに基づく変調アルゴリズムを適用した制御アルゴリズムにより、制御対象の出力を制御する場合において、変調アルゴリズムへの入力値の絶対値が値１を上回る状態が長時間続くときでも、制御精度を向上させることができる制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、制御対象への制御入力（制御入力Ｖｃａｉｎ、燃料補正値ＫＡＦ）により、制御対象の出力（カム位相Ｃａｉｎ、検出空燃比Ｋａｃｔ）を制御する制御装置１，１Ｃであって、制御対象の出力を制御するための制御値（制限値偏差ｒ２）を、所定の制御アルゴリズム［式（１）〜（１０）］に基づいて算出する制御値算出手段（ＥＣＵ２、２自由度スライディングモードコントローラ４０，９０、ＤＳＭコントローラ５０，９１、ステップ５，６）と、算出された制御値（制限値偏差ｒ２）を、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズム［式（１１）〜（１３）］で変調することにより、変調値（変調出力ｕ''）を算出するとともに、算出した変調値（変調出力ｕ''）に基づいて、制御対象への制御入力（制御入力Ｖｃａｉｎ、燃料補正値ＫＡＦ）を算出する制御入力算出手段（ＥＣＵ２、ＤＳＭコントローラ５０，９１、ステップ６）と、を備え、制御入力算出手段は、制御値と変調値との偏差（偏差信号値δ）を算出する差分演算［式（１１）］を、所定の変調アルゴリズムに含むとともに、変調値（変調出力ｕ''）を、変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値Ｒ，Ｒ１になるように、算出する［式（１３）］ことを特徴とする。

この制御装置によれば、制御対象の出力を制御するための制御値が、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出され、そのように算出された制御値を、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値が算出されるとともに、そのように算出された変調値に基づいて、制御対象への制御入力が算出される。この場合、制御値と変調値との偏差を算出する差分演算が、所定の変調アルゴリズムに含まれ、変調値が、その絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出されるので、制御対象の特性に起因して、制御値がその絶対値が値１を上回る状態が長時間続くときでも、この所定値を適切に設定することにより、差分演算における制御値と変調値との偏差が、同じ値に長時間、保持されるのを回避できる。それにより、変調値を、その最大値と最小値との間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値側への反転頻度と最小値側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、その結果、制御精度を向上させることができる（なお、本明細書における、「制御値の算出」「変調値の算出」「偏差の算出」「積分値の算出」および「制御入力の算出」などの「算出」は、プログラムにより演算することに限らず、電気回路によりそれらを表す電気信号を生成することを含む）。

請求項２に係る発明は、制御対象への制御入力Ｖｃａｉｎにより、制御対象の出力（カム位相Ｃａｉｎ）を制御する制御装置１Ａであって、制御対象の出力を制御するための制御値（制限値偏差ｒ２）を、所定の制御アルゴリズム［式（１）〜（８），（２２），（２３）］に基づいて算出する制御値算出手段（ＥＣＵ２、２自由度スライディングモードコントローラ４０、ＳＤＭコントローラ７０）と、算出された制御値（制限値偏差ｒ２）を、ΣΔ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズム［式（２４）〜（２７）］で変調することにより、変調値（変調出力ｕ''）を算出するとともに、算出した変調値（変調出力ｕ''）に基づいて、制御対象への制御入力Ｖｃａｉｎを算出する制御入力算出手段（ＥＣＵ２、ＳＤＭコントローラ７０）と、を備え、制御入力算出手段は、変調値の積分値（変調出力積分値σｕ''）を算出する第１の積分演算［式（２５）］と、制御値の積分値（偏差積分値σｒ）を算出する第２の積分演算［式（２４）］と、制御値の積分値と変調値の積分値との偏差（偏差信号値δ）を算出する差分演算［式（２６）］とを、所定の変調アルゴリズムに含むとともに、変調値を、変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値Ｒになるように、算出する［式（２７）］ことを特徴とする。

この制御装置によれば、制御対象の出力を制御するための制御値が、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出され、そのように算出された制御値を、ΣΔ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値が算出されるとともに、そのように算出された変調値に基づいて、制御対象への制御入力が算出される。この場合、変調値および制御値の積分値をそれぞれ算出する第１および第２の積分演算と、制御値の積分値と変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とが、所定の変調アルゴリズムに含まれ、変調値が、その絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出されるので、制御対象の特性に起因して、制御値がその絶対値が値１を上回る状態が長時間続くときでも、この所定値を適切に設定することにより、差分演算における制御値の積分値と変調値の積分値との偏差が、同じ値に長時間、保持されるのを回避できる。それにより、変調値を、その最大値と最小値との間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値側への反転頻度と最小値側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、その結果、制御精度を向上させることができる。

請求項３に係る発明は、制御対象への制御入力Ｖｃａｉｎにより、制御対象の出力（カム位相Ｃａｉｎ）を制御する制御装置１Ｂであって、制御対象の出力を制御するための制御値（制限値偏差ｒ２）を、所定の制御アルゴリズム［式（１）〜（８），（３０），（３１）］に基づいて算出する制御値算出手段（ＥＣＵ２、２自由度スライディングモードコントローラ４０、ＤＭコントローラ８０）と、算出された制御値（制限値偏差ｒ２）を、Δ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズム［式（３２）〜（３４）］で変調することにより、変調値（変調出力ｕ''）を算出するとともに、算出した変調値（変調出力ｕ''）に基づいて、制御対象への制御入力Ｖｃａｉｎを算出する制御入力算出手段（ＥＣＵ２、ＤＭコントローラ８０）と、を備え、制御入力算出手段は、変調値の積分値（変調出力積分値σｕ''）を算出する積分演算［式（３２）］と、制御値と変調値の積分値との偏差（偏差信号値δ）を算出する差分演算［式（３３）］とを、所定の変調アルゴリズムに含むとともに、変調値を、変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値Ｒになるように、算出する［式（３４）］ことを特徴とする。

この制御装置によれば、制御対象の出力を制御するための制御値が、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出され、そのように算出された制御値を、Δ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値が算出されるとともに、そのように算出された変調値に基づいて、制御対象への制御入力が算出される。この場合、変調値の積分値を算出する積分演算と、制御値と変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とが、所定の変調アルゴリズムに含まれ、変調値が、その絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出されるので、制御対象の特性に起因して、制御値がその絶対値が値１を上回る状態が長時間続くときでも、この所定値を適切に設定することにより、差分演算における制御値と変調値の積分値との偏差が、同じ値に長時間、保持されるのを回避できる。それにより、変調値を、その最大値と最小値との間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値側への反転頻度と最小値側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、その結果、制御精度を向上させることができる。

請求項４に係る発明は、請求項１ないし３のいずれかに記載の制御装置１，１Ａ〜１Ｃにおいて、所定値Ｒ，Ｒ１は、その絶対値が制御値の絶対値よりも大きくなるような値（Ｒ＞｜ｒ２｜，Ｒ１＞｜ｒ２｜）に設定されていることを特徴とする。

この制御装置によれば、差分演算における、制御値と変調値との偏差、制御値の積分値と変調値の積分値との偏差、または制御値と変調値の積分値との偏差が、同じ値に長時間、保持されるのを確実に回避でき、それにより、制御精度をさらに向上させることができる。

請求項５に係る発明は、内燃機関３の吸気弁６および排気弁９をそれぞれ開閉するための吸気カム５および排気カム８の少なくとも一方の、クランクシャフト１０に対するカム位相Ｃａｉｎを制御する制御装置１，１Ｃであって、電磁石３５を有し、カム位相Ｃａｉｎを電磁石３５の電磁力Ｆｓｏｌにより変更する電磁式カム位相可変機構３０と、カム位相Ｃａｉｎを制御するための制御値（制限値偏差ｒ２）を、所定の制御アルゴリズム［式（１）〜（１０）］に基づいて算出する制御値算出手段（ＥＣＵ２、２自由度スライディングモードコントローラ４０、ＤＳＭコントローラ５０、ステップ５，６）と、算出された制御値（制限値偏差ｒ２）を、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズム［式（１１）〜（１３）］で変調することにより、変調値（変調出力ｕ''）を算出するとともに、算出した変調値（変調出力ｕ''）に基づいて、電磁式カム位相可変機構３０への制御入力Ｖｃａｉｎを算出する制御入力算出手段（ＥＣＵ２、ＤＳＭコントローラ５０、ステップ６）と、備え、制御入力算出手段は、制御値と変調値との偏差（偏差信号値δ）を算出する差分演算［式（１１）］を、所定の変調アルゴリズムに含むとともに、変調値（変調出力ｕ''）を、変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値Ｒになるように、算出する［式（１３）］ことを特徴とする。

この制御装置によれば、カム位相を制御するための制御値が、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出され、そのように算出された制御値を、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値が算出されるとともに、そのように算出された変調値に基づいて、電磁式カム位相可変機構への制御入力が算出される。この種のカム位相を制御するための制御値は、その絶対値が値１を上回る状態が長時間続くような値に設定されることがあり、そのような場合でも、この制御装置によれば、制御値と変調値との偏差を算出する差分演算が所定の変調アルゴリズムに含まれ、変調値が、その絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出されるので、この所定値を適切に設定することにより、差分演算における制御値と変調値との偏差が、長時間、同じ値に保持されるのを回避できる。それにより、変調値を、その最大値と最小値との間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値側への反転頻度と最小値側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、その結果、制御精度を向上させることができる。

さらに、カム位相を変更する機構として、電磁式カム位相可変機構を用いているので、油圧駆動式のカム位相可変機構を用いた場合と異なり、油圧の立ち上がりを待つことなく、起動時からカム位相を適切に制御できるとともに、油温の影響を受けることもない。これに加えて、油圧駆動式のものと比べて、むだ時間をより小さくできるとともに、より高い応答性を確保できる。その結果、制御精度をさらに向上させることができる。

請求項６に係る発明は、内燃機関３の吸気弁６および排気弁９をそれぞれ開閉するための吸気カム５および排気カム８の少なくとも一方の、クランクシャフト１０に対するカム位相Ｃａｉｎを制御する制御装置１Ａであって、電磁石３５を有し、カム位相Ｃａｉｎを電磁石３５の電磁力Ｆｓｏｌにより変更する電磁式カム位相可変機構３０と、カム位相Ｃａｉｎを制御するための制御値（制限値偏差ｒ２）を、所定の制御アルゴリズム［式（１）〜（８），（２２），（２３）］に基づいて算出する制御値算出手段（ＥＣＵ２、２自由度スライディングモードコントローラ４０、ＳＤＭコントローラ７０）と、算出された制御値（制限値偏差ｒ２）を、ΣΔ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズム［式（２４）〜（２７）］で変調することにより、変調値（変調出力ｕ''）を算出するとともに、算出した変調値（変調出力ｕ''）に基づいて、電磁式カム位相可変機構３０への制御入力Ｖｃａｉｎを算出する制御入力算出手段（ＥＣＵ２、ＳＤＭコントローラ７０）と、を備え、制御入力算出手段は、変調値の積分値（変調出力積分値σｕ''）を算出する第１の積分演算［式（２５）］と、制御値の積分値（偏差積分値σｒ）を算出する第２の積分演算［式（２４）］と、制御値の積分値と変調値の積分値との偏差（偏差信号値δ）を算出する差分演算［式（２６）］とを、所定の変調アルゴリズムに含むとともに、変調値を、変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値Ｒになるように、算出する［式（２７）］ことを特徴とする。

この制御装置によれば、カム位相を制御するための制御値が、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出され、そのように算出された制御値を、ΣΔ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値が算出されるとともに、そのように算出された変調値に基づいて、電磁式カム位相可変機構への制御入力が算出される。前述したように、この種のカム位相を制御するための制御値は、その絶対値が値１を上回る状態が長時間続くような値に設定されることがあり、そのような場合でも、この制御装置によれば、変調値および制御値の積分値をそれぞれ算出する第１および第２の積分演算と、制御値の積分値と変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とが、所定の変調アルゴリズムに含まれ、変調値が、その絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出されるので、この所定値を適切に設定することにより、差分演算における制御値の積分値と変調値の積分値との偏差が、長時間、同じ値に保持されるのを回避できる。それにより、変調値を、その最大値と最小値との間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値側への反転頻度と最小値側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、その結果、制御精度を向上させることができる。

さらに、カム位相を変更する機構として、電磁式カム位相可変機構を用いているので、前述したように、油圧駆動式のカム位相可変機構を用いた場合と異なり、油圧の立ち上がりを待つことなく、起動時からカム位相を適切に制御できるとともに、油温の影響を受けることもない。これに加えて、油圧駆動式のものと比べて、むだ時間をより小さくできるとともに、より高い応答性を確保できる。その結果、制御精度をさらに向上させることができる。

請求項７に係る発明は、内燃機関３の吸気弁６および排気弁９をそれぞれ開閉するための吸気カム５および排気カム８の少なくとも一方の、クランクシャフト１０に対するカム位相Ｃａｉｎを制御する制御装置１Ｂであって、電磁石３５を有し、カム位相Ｃａｉｎを電磁石３５の電磁力Ｆｓｏｌにより変更する電磁式カム位相可変機構３０と、カム位相Ｃａｉｎを制御するための制御値（制限値偏差ｒ２）を、所定の制御アルゴリズム［式（１）〜（８），（３０），（３１）］に基づいて算出する制御値算出手段（ＥＣＵ２、２自由度スライディングモードコントローラ４０、ＤＭコントローラ８０）と、算出された制御値（制限値偏差ｒ２）を、Δ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズム［式（３２）〜（３４）］で変調することにより、変調値（変調出力ｕ''）を算出するとともに、算出した変調値（変調出力ｕ''）に基づいて、電磁式カム位相可変機構３０への制御入力Ｖｃａｉｎを算出する制御入力算出手段（ＥＣＵ２、ＤＭコントローラ８０）と、を備え、制御入力算出手段は、変調値の積分値（変調出力積分値σｕ''）を算出する積分演算［式（３２）］と、制御値と変調値の積分値との偏差（偏差信号値δ）を算出する差分演算［式（３３）］とを、所定の変調アルゴリズムに含むとともに、変調値を、変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値Ｒになるように、算出する［式（３４）］ことを特徴とする。

この制御装置によれば、カム位相を制御するための制御値が、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出され、そのように算出された制御値を、Δ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値が算出されるとともに、そのように算出された変調値に基づいて、電磁式カム位相可変機構への制御入力が算出される。前述したように、この種のカム位相を制御するための制御値は、その絶対値が値１を上回る状態が長時間続くような値に設定されることがあり、そのような場合でも、この制御装置によれば、変調値の積分値を算出する積分演算と、制御値と変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とが、所定の変調アルゴリズムに含まれ、変調値が、その絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出されるので、この所定値を適切に設定することにより、差分演算における制御値と変調値の積分値との偏差が、長時間、同じ値に保持されるのを回避できる。それにより、変調値を、その最大値と最小値との間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値側への反転頻度と最小値側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、その結果、制御精度を向上させることができる。

さらに、カム位相を変更する機構として、電磁式カム位相可変機構を用いているので、前述したように、油圧駆動式のカム位相可変機構を用いた場合と異なり、油圧の立ち上がりを待つことなく、起動時からカム位相を適切に制御できるとともに、油温の影響を受けることもない。これに加えて、油圧駆動式のものと比べて、むだ時間をより小さくできるとともに、より高い応答性を確保できる。その結果、制御精度をさらに向上させることができる。

請求項８に係る発明は、請求項５ないし７のいずれかに記載の制御装置１，１Ａ，１Ｂにおいて、所定値Ｒは、その絶対値が制御値の絶対値よりも大きくなるような値（Ｒ＞｜ｒ２｜）に設定されていることを特徴とする。

この制御装置によれば、請求項４に係る発明と同様の作用効果を得ることができる。

本願発明の第１実施形態に係る制御装置およびこれを適用した内燃機関の概略構成を示す図である。 電磁式カム位相可変機構の概略構成を模式的に示す断面図である。 遊星歯車装置を図２のＡ−Ａ線に沿う方向から見た模式図である。 電磁ブレーキを図２のＢ−Ｂ線に沿う方向から見た模式図である。 電磁式カム位相可変機構の動作特性を示す特性曲線である。 電磁式カム位相可変機構の電磁石の動作特性を示す特性曲線である。 第１実施形態の制御装置の構成を示すブロック図である。 ２自由度スライディングモードコントローラの制御アルゴリズムを示す図である。 ＤＳＭコントローラの構成を示すブロック図である。 ＤＳＭコントローラの制御アルゴリズムを示す図である。 比較例のコントローラの構成を示すブロック図である。 比較例のコントローラの制御アルゴリズムを示す図である。 比較例のコントローラにおいて、参照入力ｒの絶対値が値１より小さい場合の動作例を示すタイミングチャートである。 比較例のコントローラにおいて、参照入力ｒの絶対値が値１以上の場合の動作例を示すタイミングチャートである。 比較例のコントローラを用いることにより電磁式カム位相可変機構を制御した場合の動作例を示すタイミングチャートである。 ＤＳＭコントローラにおいて、比較のために、制限値偏差ｒ２に代えて、制限値ｒ１をΔΣ変調アルゴリズムに入力した場合の動作例を示すタイミングチャートである。 ＤＳＭコントローラの動作例を示すタイミングチャートである。 第１実施形態の制御装置により電磁式カム位相可変機構を制御した場合の動作例を示すタイミングチャートである。 カム位相制御処理のフローチャートである。 目標カム位相のマップ値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｍａｐの算出に用いるマップの一例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 ＳＤＭコントローラの制御アルゴリズムを示す図である。 本発明の第３実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 ＤＭコントローラの制御アルゴリズムを示す図である。 本発明の第４実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の第１実施形態に係る制御装置について説明する。本実施形態の制御装置は、内燃機関の吸気カムの、クランクシャフトに対する実際の位相（以下「カム位相」という）Ｃａｉｎを制御するものであり、その制御対象は、後述する制御入力Ｖｃａｉｎが入力されることで、カム位相Ｃａｉｎ（制御対象の出力）を出力する系に相当する。図１に示すように、この制御装置１は、カム位相Ｃａｉｎを変更する電磁式カム位相可変機構３０と、これを制御するためのＥＣＵ２などを備えており、このＥＣＵ２は、後述するように、カム位相制御処理を実行する。

内燃機関（以下「エンジン」という）３は、４サイクルＤＯＨＣ型ガソリンエンジンであり、吸気カムシャフト４および排気カムシャフト７を備えている。吸気カムシャフト４は、吸気弁６を開閉駆動する吸気カム５を有し、排気カムシャフト７は、排気弁９を開閉駆動する排気カム８を有している。

この吸気カムシャフト４上には、スプロケット４ａが同軸に配置され、回転自在に設けられている。このスプロケット４ａは、図示しないタイミングベルトを介してクランクシャフト１０に連結され、さらに、上記電磁式カム位相可変機構３０の後述する遊星歯車装置３１を介して、吸気カムシャフト４に連結されている。以上の構成により、吸気カムシャフト４は、クランクシャフト１０が２回転するごとに１回転する。また、排気カムシャフト７も、これと一体のスプロケット（図示せず）を備えており、このスプロケットおよび図示しないタイミングベルトを介してクランクシャフト１０に連結されており、それにより、クランクシャフト１０が２回転するごとに１回転する。

電磁式カム位相可変機構３０は、吸気カムシャフト４すなわち吸気カム５の、クランクシャフト１０に対するカム位相Ｃａｉｎを、所定範囲（後述する最遅角値Ｃａｉｎｒｔと最進角値Ｃａｉｎａｄとの間の範囲）内で無段階に変更するものであり、図２〜図４に示すように、遊星歯車装置３１および電磁ブレーキ３２などを備えている。

この遊星歯車装置３１は、吸気カムシャフト４およびスプロケット４ａの間で回転を伝達するものであり、リングギヤ３１ａ、３つのプラネタリピニオンギヤ３１ｂ、サンギヤ３１ｃおよびプラネタリキャリア３１ｄを備えている。このリングギヤ３１ａは、電磁ブレーキ３２の後述するアウタケーシング３３に連結されており、これと同軸かつ一体に回転する。また、サンギヤ３１ｃは、吸気カムシャフト４の先端部に同軸かつ一体に回転するように取り付けられている。

一方、プラネタリキャリア３１ｄは、ほぼ三角形に形成され、それらの３つの角部にシャフト３１ｅがそれぞれ突設されている。プラネタリキャリア３１ｄは、これらのシャフト３１ｅを介してスプロケット４ａに連結されており、それにより、スプロケット４ａと同軸かつ一体に回転するように構成されている。

また、各プラネタリピニオンギヤ３１ｂは、プラネタリキャリア３１ｄの各シャフト３１ｅに回転自在に支持され、サンギヤ３１ｃとリングギヤ３１ａの間に配置され、これらと常に噛み合っている。

さらに、前述した電磁ブレーキ３２は、アウタケーシング３３、コア３４、電磁石３５およびリターンスプリング３６を備えている。アウタケーシング３３は、中空に形成され、その内部にコア３４が相対的に回動自在に設けられている。コア３４は、円形の基部３４ａと、これから放射状に延びる２つのアーム３４ｂ，３４ｂを備えている。コア３４は、その基部３４ａがプラネタリキャリア３１ｄに取り付けられており、それにより、プラネタリキャリア３１ｄと同軸かつ一体に回転する。

一方、アウタケーシング３３の内周面には、最遅角位置および最進角位置の一対のストッパ３３ａ，３３ｂを１組として、計２組のストッパ３３ａ，３３ｂが互いに間隔を存して設けられている。コア３４の各アーム３４ｂは、一対のストッパ３３ａ，３３ｂ間に配置されており、それにより、コア３４は、アーム３４ｂが最遅角位置ストッパ３３ａに当接し、係止される最遅角位置（図４に実線で示す位置）と、最進角位置ストッパ３３ｂに当接し、係止される最進角位置（図４に２点鎖線で示す位置）との間で、アウタケーシング３３に対して相対的に回動可能に構成されている。

また、リターンスプリング３６は、圧縮された状態で、最進角位置ストッパ３３ｂの一つと、これと対向するアーム３４ｂとの間に掛け渡されており、このリターンスプリング３６の付勢力により、アーム３４ｂは最遅角位置ストッパ３３ａ側に付勢されている。

一方、電磁石３５は、リターンスプリング３６と反対側の最進角位置ストッパ３３ｂに取り付けられており、この最進角位置ストッパ３３ｂの、アーム３４ｂと対向する側の端部に面一の状態で設けられている。この電磁石３５は、ＥＣＵ２に電気的に接続されており、ＥＣＵ２からの制御入力Ｖｃａｉｎ（電圧信号）により励磁されると、その電磁力Ｆｓｏｌにより、対向するアーム３４ｂを、リターンスプリング３６の付勢力に抗しながら吸引し、最進角位置ストッパ３３ｂ側に回動させる。

以上のように構成された電磁式カム位相可変機構３０の動作について説明する。この電磁式カム位相可変機構３０では、電磁ブレーキ３２の電磁石３５が励磁されていないときには、コア３４は、リターンスプリング３６の付勢力により、そのアーム３４ｂが最遅角位置ストッパ３３ａに当接する最遅角位置に保持され、それにより、カム位相Ｃａｉｎは、最遅角値Ｃａｉｎｒｔ（図５参照）に保持される。

その状態で、スプロケット４ａが図４の矢印Ｙ１方向に回転すると、プラネタリキャリア３１ｄおよびリングギヤ３１ａが一体に回転することにより、プラネタリピニオンギヤ３１ｂが回転せず、サンギヤ３１ｃがプラネタリキャリア３１ｄおよびリングギヤ３１ａと一体に回転する。すなわち、スプロケット４ａと吸気カムシャフト４が一体に回転する。

また、コア３４が最遅角位置に保持されている状態で、電磁石３５がＥＣＵ２からの制御入力Ｖｃａｉｎにより励磁されると、電磁石３５の電磁力Ｆｓｏｌにより、コア３４のアーム３４ｂが、リターンスプリング３６の付勢力に抗しながら、最進角位置ストッパ３３ｂ側すなわち最進角位置側に吸引され、電磁力Ｆｓｏｌとリターンスプリング３６の付勢力とが釣り合う位置まで回動する。言い換えれば、アウタケーシング３３が、コア３４に対して相対的に矢印Ｙ１と逆方向に回動する。

これにより、リングギヤ３１ａがプラネタリキャリア３１ｄに対して相対的に図３の矢印Ｙ２方向に回動し、それに伴い、プラネタリピニオンギヤ３１ｂが図３の矢印Ｙ３方向に回動することで、サンギヤ３１ｃが図３の矢印Ｙ４方向に回動する。その結果、吸気カムシャフト４が、スプロケット４ａに対して相対的にスプロケットの回転方向（すなわち図３の矢印Ｙ２と逆方向）に回動することになり、カム位相Ｃａｉｎが進角される。

この場合、アウタケーシング３３の回動がリングギヤ３１ａ、プラネタリピニオンギヤ３１ｂおよびサンギヤ３１ｃを介して、吸気カムシャフト４に伝達されるので、遊星歯車装置３０の増速作用により、吸気カムシャフト４は、スプロケット４ａに対してアウタケーシング３３の回動角度が増幅された角度分、回動することになる。すなわち、吸気カム５のカム位相Ｃａｉｎの進角量は、アウタケーシング３３の回動角度を増幅した値になるように設定されている。これは、電磁石３５の電磁力Ｆｓｏｌが作用可能な距離には限界があるので、それを補償し、カム位相Ｃａｉｎをより広範囲で変化させるためである。

次に、以上のように構成された電磁式カム位相可変機構３０の動作特性を説明する。図５に示すように、電磁式カム位相可変機構３０では、カム位相Ｃａｉｎは、電磁石３５への制御入力Ｖｃａｉｎにより、最遅角値Ｃａｉｎｒｔ（０゜）と最進角値Ｃａｉｎａｄ（例えば５５゜）の間で連続的に変化するとともに、制御入力Ｖｃａｉｎが増大する方向のときのカム位相Ｃａｉｎの値を示す実線の曲線と、制御入力Ｖｃａｉｎが減少する方向のときのカム位相Ｃａｉｎの値を示す破線の曲線とが互いに異なる、いわゆるヒシテリシス特性を有している。

これは、図６に示すように、電磁石３５が、制御入力Ｖｃａｉｎにより励磁され、電磁力Ｆｓｏｌを発生する際、起動時の電磁力Ｆｓｏｌの立ち上がりが遅いという特性を備えていることに起因する。また、同図に示すように、電磁石３５の電磁力Ｆｓｏｌは、制御入力Ｖｃａｉｎが値０から正側に増大する場合と、値０から負側に減少する場合とで同じ傾向を示す特性、すなわち、制御入力Ｖｃａｉｎの値０を中心として、線対称な傾向を示す特性を備えている。

本実施形態において、以上のような電磁式カム位相可変機構３０を、従来の油圧駆動式のカム位相可変機構に代えて用いた理由は、以下による。すなわち、従来の油圧駆動式のカム位相可変機構は、油圧ポンプなどの起動により油圧が立ち上がり、カム位相Ｃａｉｎを制御可能になるまでに時間を要するとともに、油温が極低温のときには、応答性が悪化してしまう特性を有し、むだ時間が大きく、応答性が低いという欠点を備えている。これに対して、本実施形態の電磁式カム位相可変機構３０は、油圧の立ち上がりを待つ必要がなく、油温の影響を受けることがなく、起動時からカム位相Ｃａｉｎを適切に制御できるとともに、むだ時間がより小さく、より高い応答性を確保できるという利点を備えていることによる。

一方、吸気カムシャフト４の電磁式カム位相可変機構３０と反対側の端部には、カム角センサ２０が設けられている。このカム角センサ２０は、例えばマグネットロータおよびＭＲＥピックアップで構成されており、吸気カムシャフト４の回転に伴い、パルス信号であるＣＡＭ信号を所定のカム角（例えば１゜）ごとにＥＣＵ２に出力する。

また、エンジン３の吸気管１２のスロットル弁１３よりも下流側には、吸気管内絶対圧センサ２１およびインジェクタ１４が設けられている。この吸気管内絶対圧センサ２１は、例えば半導体圧力センサなどで構成され、吸気管１２内の吸気管内絶対圧ＰＢＡを検出して、その検出信号をＥＣＵ２に出力する。

さらに、インジェクタ１４は、ＥＣＵ２からの制御信号によって制御され、具体的には、制御信号の燃料噴射量Ｔｏｕｔおよび噴射タイミングに応じて開弁することにより、燃料を吸気管１２内に噴射する。

また、エンジン３には、クランク角センサ２２が設けられている。クランク角センサ２２は、クランクシャフト１０の回転に伴い、いずれもパルス信号であるＣＲＫ信号およびＴＤＣ信号をＥＣＵ２に出力する。

ＣＲＫ信号は、所定のクランク角（例えば３０゜）ごとに１パルスが出力される。ＥＣＵ２は、このＣＲＫ信号に応じ、エンジン３の回転数（以下「エンジン回転数」という）ＮＥを算出するとともに、ＣＲＫ信号と前述したカム角センサ２０によるＣＡＭ信号に基づき、カム位相Ｃａｉｎを算出する。また、ＴＤＣ信号は、各気筒のピストン１１が吸入行程開始時のＴＤＣ位置よりも若干、手前の所定クランク角度位置にあることを表す信号であり、所定クランク角ごとに１パルスが出力される。

一方、排気管１５の触媒装置１６よりも上流側には、ＬＡＦセンサ２３が設けられている。このＬＡＦセンサ２３は、ジルコニアおよび白金電極などで構成された酸素濃度センサとリニアライザなどの検出回路とを組み合わせたものであり、リッチ領域からリーン領域までの広範囲な空燃比の領域において排気ガス中の空燃比をリニアに検出し、その検出空燃比Ｋａｃｔを表す検出信号をＥＣＵ２に出力する。ＥＣＵ２は、このＬＡＦセンサ２３からの検出空燃比Ｋａｃｔに基づき、空燃比制御を実行する。

さらに、ＥＣＵ２には、アクセル開度センサ２４およびイグニッション・スイッチ（以下「ＩＧ・ＳＷ」という）２５が接続されている。このアクセル開度センサ２４は、図示しないアクセルペダルの開度（以下「アクセル開度」という）ＡＰを検出して、その検出信号をＥＣＵ２に出力する。また、ＩＧ・ＳＷ２５は、イグニッションキー（図示せず）操作によりＯＮ／ＯＦＦされるとともに、そのＯＮ／ＯＦＦ状態を表す信号をＥＣＵ２に出力する。

ＥＣＵ２（制御値算出手段、制御入力算出手段）は、Ｉ／Ｏインターフェース、ＣＰＵ、ＲＡＭおよびＲＯＭなどからなるマイクロコンピュータで構成されており、前述した各種のセンサ２０〜２４の検出信号およびＩＧ・ＳＷ２５のＯＮ／ＯＦＦ信号などに応じて、エンジン３の運転状態を判別するとともに、以下に述べるように、カム位相制御処理を実行する。

図７に示すように、制御装置１は、２自由度スライディングモードコントローラ（以下「ＴＤＦＳＬＤコントローラ」という）４０およびＤＳＭコントローラ５０を備えており、両コントローラ４０，５０は、具体的には、ＥＣＵ２により構成されている。

このＴＤＦＳＬＤコントローラ４０（制御値算出手段）は、カム位相Ｃａｉｎを目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄに収束させるためのものであり、具体的には、図８に示す式（１）〜（８）の２自由度スライディングモード制御アルゴリズムにより、カム位相Ｃａｉｎ（ｋ）および目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ（ｋ）に応じて、参照入力ｒ（ｋ）を算出する。なお、この参照入力ｒ（ｋ）は、後述する理由により正値として算出される。

同図の各式において、記号（ｋ）付きの各離散データは、所定周期でサンプリングされたデータであることを示しており、記号ｋは各離散データのサンプリングサイクルの順番を表している。例えば、記号ｋは今回のサンプリングタイミングでサンプリングされた値であることを、記号ｋ−１は前回のサンプリングタイミングでサンプリングされた値であることをそれぞれ示している。この点は、以下の離散データ（時系列データ）においても同様である。なお、以下の説明では、各離散データにおける記号（ｋ）を適宜省略する。

同図の式（１）に示すように、この制御アルゴリズムでは、参照入力ｒ（ｋ）は、フィードフォワード入力ｒｆｆ（ｋ）、到達則入力ｒｒｃｈ（ｋ）、適応則入力ｒａｄｐ（ｋ）およびダンピング入力ｒｄａｍｐ（ｋ）の総和として算出される。

このフィードフォワード入力ｒｆｆ（ｋ）は、切換関数設定パラメータＰＯＬＥと、目標カム位相のフィルタ値の時系列データＣａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｆ（ｋ），Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｆ（ｋ−１），Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｆ（ｋ−２）とを用い、式（２）により算出される。この切換関数設定パラメータＰＯＬＥは、−１＜ＰＯＬＥ＜０の関係が成立する値に設定される。

この目標カム位相のフィルタ値の今回値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｆ（ｋ）は、その前回値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｆ（ｋ−１）、目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ（ｋ）および目標値フィルタ設定パラメータＰＯＬＥ＿ｆを用い、式（８）により算出される。この目標値フィルタ設定パラメータＰＯＬＥ＿ｆは、−１＜ＰＯＬＥ＿ｆ＜ＰＯＬＥ＜０の関係が成立する値に設定される。

また、到達則入力ｒｒｃｈ（ｋ）は、式（３）に示すように、値−１、到達則フィードバックゲインＫｒｃｈおよび切換関数σs（ｋ）の積として算出され、この切換関数σs（ｋ）は、式（７）により算出された追従誤差ｅ（ｋ）と、前述した切換関数設定パラメータＰＯＬＥとを用い、式（６）により算出される。

さらに、適応則入力ｒａｄｐ（ｋ）は、式（４）に示すように、値−１、適応則フィードバックゲインＫａｄｐおよび切換関数の積分値Σσsの積として算出される。また、ダンピング入力ｒｄａｍｐ（ｋ）は、式（５）に示すように、値−１と、ダンピングフィードバックゲインＫｄａｍｐと、カム位相の今回値と前回値との偏差［Ｃａｉｎ（ｋ）−Ｃａｉｎ（ｋ−１）］との積として算出される。

以上のＴＤＦＳＬＤコントローラ４０の制御アルゴリズムによれば、フィードフォワード入力ｒｆｆ（ｋ）により、制御の速応性を高め、カム位相Ｃａｉｎの目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄへの収束速度を高めることができる。また、到達則入力ｒｒｃｈ（ｋ）および適応則入力ｒａｄｐ（ｋ）により、カム位相Ｃａｉｎの目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄへの収束速度および収束挙動を指定することができる。さらに、ダンピング入力ｒｄａｍｐ（ｋ）により、外乱によるオーバーシュートなどの振動的な挙動を回避することができる。

しかし、２自由度スライディングモード制御アルゴリズムにより算出された参照入力ｒ（ｋ）をそのまま、電磁式カム位相可変機構３０に入力してこれを制御すると以下の問題が生じる。すなわち、目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄは、その変化速度が比較的速いものとして算出されるので、カム位相Ｃａｉｎの目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄへの追従制御を実行する場合、高い追従性（追従精度）が要求される。これに対して、前述したように、電磁式カム位相可変機構３０は、その動作特性においてヒステリシス特性を有しているため、カム位相Ｃａｉｎをその最遅角値Ｃａｉｎｒｔよりも若干、進角側の範囲で制御しようとすると、最遅角値Ｃａｉｎｒｔまで一気に変化してしまい、適切に制御することができない。すなわち、最遅角値Ｃａｉｎｒｔ付近で、カム位相Ｃａｉｎを微少な変化量で制御するのが困難である。これと同様に、カム位相Ｃａｉｎをその最進角値Ｃａｉｎａｄよりも若干、遅角側の範囲で制御しようとすると、最進角値Ｃａｉｎａｄまで一気に変化してしまい、適切に制御することができない。すなわち、最進角値Ｃａｉｎａｄ付近でも、カム位相Ｃａｉｎを微少な変化量で制御するのが困難である。

以上の理由により、スライディングモード制御アルゴリズムを含むロバスト制御アルゴリズム、またはＰＩＤ制御アルゴリズムなどを適用した線形コントローラでは、カム位相Ｃａｉｎを、変化速度の速い目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄに追従させる追従制御を、精度よく実行することが困難である。

したがって、本実施形態では、カム位相Ｃａｉｎを目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄに追従させる追従制御を精度よく実行するために、上記２自由度スライディングモード制御アルゴリズムにより算出された参照入力ｒ（ｋ）を、ＤＳＭコントローラ５０において、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく制御アルゴリズムで変調することにより、電磁式カム位相可変機構３０への制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）を算出する。

以下、ＤＳＭコントローラ５０（制御値算出手段、制御入力算出手段）について説明する。このＤＳＭコントローラ５０では、図９に示すように、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０からの参照入力ｒ（ｋ）がリミッタ５０ａに入力されると、このリミッタ５０ａにより参照入力ｒ（ｋ）をリミット処理した制限値ｒ１（ｋ）が生成され、差分器５０ｂにより、制御値としての制限値偏差ｒ２（ｋ）が、制限値ｒ１（ｋ）と、オフセット値発生部５０ｃからの所定のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差として生成される。さらに、差分器５０ｄにより、この制限値偏差ｒ２（ｋ）と遅延素子５０ｅで遅延された変調出力ｕ''（ｋ−１）との偏差として偏差信号値δ（ｋ）が生成される。

次いで、積分器５０ｆにより、偏差積分値σ（ｋ）が、偏差信号値δ（ｋ）と、偏差積分値の遅延値σ（ｋ−１）との和の信号として生成され、次に、リレー要素５０ｇにより、変調値としての変調出力ｕ''（ｋ）が、偏差積分値σ（ｋ）に基づいて所定値＋Ｒ／−Ｒとして生成される。そして、増幅器５０ｈにより、ゲイン調整値ｕ（ｋ）が、変調出力ｕ''（ｋ）を所定の振幅調整ゲインＦ（＝ＫＤＳＭ）でゲイン調整した値として生成され、次に、加算器５０ｉにより、制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）が、ゲイン調整値ｕ（ｋ）と、前述した信号発生器５０ｃからの所定のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの和として生成される。

このＤＳＭコントローラ５０の制御アルゴリズムは、図１０の式（９）〜（１５）で表される。この式（９）において、Ｌｉｍ（ｒ（ｋ））は、参照入力ｒ（ｋ）を上記リミッタ５０ａでリミット処理した制限値を表しており、具体的には、参照入力ｒ（ｋ）を、所定の下限値ｒｍｉｎと所定の上限値ｒｍａｘで規定される範囲内に制限した値として算出される。すなわち、ｒ（ｋ）＜ｒｍｉｎのときにはＬｉｍ（ｒ（ｋ））＝ｒｍｉｎとなり、ｒｍｉｎ≦ｒ（ｋ）≦ｒｍａｘのときにはＬｉｍ（ｒ（ｋ））＝ｒ（ｋ）となり、ｒ（ｋ）＞ｒｍａｘのときにはＬｉｍ（ｒ（ｋ））＝ｒｍａｘとなる。これらの下限値ｒｍｉｎおよび上限値ｒｍａｘは、後述する理由により、いずれも正の所定値に設定されている。

また、式（１３）において、ｆｎｌ（σ（ｋ））は、上記リレー要素５０ｇに相当する非線形関数であり、その値は、σ（ｋ）≧０のときにはｆｎｌ（σ（ｋ））＝Ｒとなり、σ（ｋ）＜０のときにはｆｎｌ（σ（ｋ））＝−Ｒとなる（なお、σ（ｋ）＝０のときには、ｆｎｌ（σ（ｋ））＝０と設定してもよい）。また、この値Ｒは、後述する理由により、Ｒ＞｜ｒ２（ｋ）｜の関係が常に成立するような、値１より大きい値に設定されている。また、式（１４）のＫＤＳＭは、上記振幅調整ゲインＦに相当する振幅調整ゲインであり、値１以下でかつ後述するような値に設定されている。

本実施形態のＤＳＭコントローラ５０の制御アルゴリズムは、以上のように構成されており、以下、その理由を、図１１に示す比較例のコントローラ６０を参照しながら説明する。このコントローラ６０は、特願２００２−２３１６１４号において本出願人が提案済みの制御アルゴリズムを適用したものである。このコントローラ６０と本実施形態のＤＳＭコントローラ５０とを比較すると、このコントローラ６０では、差分器６０ｂにより、リミッタ６０ａで生成された参照入力ｒ(ｋ)の制限値ｒｌ'(ｋ)と、変調出力の遅延値ｕ''（ｋ−１）との偏差信号値δ（ｋ）が生成される点と、リレー要素５０ｇに代えて量子化器６０ｅを用いている点のみが、ＤＳＭコントローラ５０に対して異なっており、その他の点は同様に構成されているので、その説明は省略する。

このコントローラ６０の制御アルゴリズムは、図１２の式（１６）〜（２１）で表される。この式（１６）において、ｓａｔ（ｒ（ｋ））は飽和関数であり、その値は、ｒ（ｋ）＜−１のときにはｓａｔ（ｒ（ｋ））＝−１となり、−１≦ｒ（ｋ）≦１のときにはｓａｔ（ｒ（ｋ））＝ｒ（ｋ）となり、ｒ（ｋ）＞１のときにはｓａｔ（ｒ（ｋ））＝１となる。

さらに、式（１９）において、ｓｇｎ（σ（ｋ））は上記量子化器６０ｅに相当する符号関数であり、その値は、σ（ｋ）≧０のときにはｓｇｎ（σ（ｋ））＝１となり、σ（ｋ）＜０のときにはｓｇｎ（σ（ｋ））＝−１となる（なお、σ（ｋ）＝０のときに、ｓｇｎ（σ（ｋ））＝０と設定してもよい）。

このコントローラ６０を用いた場合、図１３に示すように、参照入力ｒの絶対値が値１より小さいときには、変調出力ｕ''は、値１と値−１との間で頻繁に反転する。しかし、図１４に示すように、参照入力ｒの絶対値が値１以上のときには、制限値ｒｌ'が値１または値−１に保持されることで、変調出力ｕ''は、値１または値−１に保持される時間が長くなり、ΔΣ変調アルゴリズムの特徴である変調出力ｕ''のスイッチング挙動が失われてしまう。この問題は、差分器６０ｂに帰還してくる変調出力ｕ''の絶対値が値１であるのに対して、参照入力ｒの絶対値が値１以上の状態が継続するときに発生する。

図１５に示すように、本実施形態のＴＤＦＳＬＤコントローラ４０により算出される、カム位相Ｃａｉｎを目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄに追従させるための参照入力ｒでは、電磁式カム位相可変機構３０の前述した図５の動作特性（特にゲイン特性）に起因して、その絶対値が値１を大きく超えた状態が継続するときがある。そのため、この比較例のコントローラ６０では、制限値ｒ１'が、値１または値−１に長く保持される状態が発生することで、制御入力Ｖｃａｉｎが、所定の最大値Ｖｃａｉｎｍａｘ１または所定の最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎ１に長く保持される状態が発生する（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４など）。その結果、カム位相Ｃａｉｎが最進角値Ｃａｉｎａｄまたは最遅角値Ｃａｉｎｒｔに対してオーバーシュートを生じてしまうことで、コア３４のアーム３４ｂが、最遅角位置ストッパ３３ａまたは最進角位置ストッパ３３ｂに衝突し、衝撃音などが発生してしまう。

これに対して、本実施形態のＤＳＭコントローラ５０では、量子化器６０ｅすなわち符号関数ｓｇｎ（σ（ｋ））に代えて、前述したリレー要素５０ｇすなわち非線形関数ｆｎｌ（σ（ｋ））を用いるとともに、前述した所定値Ｒが、Ｒ＞｜ｒ２｜の関係が常に成立するような値に設定されるので、差分器５０ｄに帰還される変調出力ｕ''の絶対値が、制限値偏差ｒ２の絶対値よりも常に大きくなり、それにより、変調出力ｕ''のスイッチング挙動が適切に確保される。

また、ＤＳＭコントローラ５０において、制限値ｒ１と所定のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差である制限値偏差ｒ２が、差分器５０ｄに入力されるとともに、制御入力Ｖｃａｉｎがオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとゲイン調整値ｕとの和として算出される理由は、以下による。

すなわち、前述したように、電磁式カム位相可変機構３０の電磁石３５は、その電磁力Ｆｓｏｌが制御入力Ｖｃａｉｎが値０から正側に増大する場合と、値０から負側に減少する場合とで同じ傾向を示す特性を備えている。そのため、制御入力Ｖｃａｉｎが正値または負値のときでも、それらの絶対値が同じであれば、同じ電磁力Ｆｓｏｌを発生する。しかし、制御入力Ｖｃａｉｎの符号が反転すると、方向の異なる磁束同士が互いに干渉し合うことで、電磁力Ｆｓｏｌが打ち消される状態が発生し、電力効率および制御性の低下を招いてしまう。それを回避するためには、制御入力Ｖｃａｉｎを正値側または負値側の一方の値として算出する必要があるので、本実施形態のＴＤＦＳＬＤコントローラ４０では、参照入力ｒが常に正値になるように算出され、それに伴い、リミッタ５０ａの制限範囲も、正値側の所定範囲（ｒｍｉｎ〜ｒｍａｘ）に設定されている。

しかし、このように制限値ｒ１が常に正値として算出される場合において、これをそのまま差分器５０ｄに入力すると、図１６に示すように、変調出力ｕ''は、その最大値Ｒと最小値−Ｒとの間での反転頻度が低下するとともに、最大値Ｒに保持される時間が長くなってしまい、その分、制御精度の低下を招く。これを回避するために、本実施形態のＤＳＭコントローラ５０では、差分器５０ｄに入力される制限値偏差ｒ２が、制限値ｒ１とオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差として算出されるとともに、この制限値偏差ｒ２が正値と負値の両方を示すように、リミッタ５０ａの上下限値ｒｍｉｎ，ｒｍａｘおよびオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔが、適切な値に設定されている。これにより、図１７に示すように、変調出力ｕ''は、最大値Ｒと最小値−Ｒとの間で頻繁に反転するとともに、最大値Ｒ側への反転頻度と最小値−Ｒへの反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出される。その結果、制御精度を向上させることができる。

これに加えて、前述したような制御入力Ｖｃａｉｎの符号の反転を回避するため、オフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔおよび振幅調整ゲインＫＤＳＭは、制御入力Ｖｃａｉｎが、いずれも正値の、所定の最大値Ｖｃａｉｎｍａｘ（図６参照）と所定の最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎ（図６参照）との間で反転を繰り返すような適切な値（ＫＤＳＭ≦１）に設定されている。なお、図６に示すように、この最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎは、起動時の電磁力Ｆｓｏｌの立ち上がりが遅い領域を外れるような値に設定されている。

以上のような制御アルゴリズムにより、ＤＳＭコントローラ５０では、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０からの参照入力ｒに基づき、制御入力Ｖｃａｉｎが算出されるとともに、それが電磁式カム位相可変機構３０に入力されることで、カム位相Ｃａｉｎが制御される。その結果、図１８に示すように、参照入力ｒが急激に増減したときでも、その制限値ｒ１がｒｍｉｎ≦ｒ１≦ｒｍａｘに設定されることで、制御入力Ｖｃａｉｎは、最大値Ｖｃａｉｎｍａｘと最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎとの間で頻繁に反転するとともに、その反転頻度が半々の割合に近づくように設定される。それにより、カム位相Ｃａｉｎは、比較例のコントローラ６０の場合よりも精度よく制御されることで、同図に示すように、最進角値Ｃａｉｎａｄまたは最遅角値Ｃａｉｎｒｔに対してオーバーシュートを生じることがなくなる。その結果、コア３４のアーム３４ｂの、最遅角位置ストッパ３３ａまたは最進角位置ストッパ３３ｂへの衝突を回避でき、衝撃音の発生を回避できる。

以下、ＥＣＵ２により実行されるカム位相Ｃａｉｎの制御処理について、図１９を参照しながら説明する。同図に示すように、この処理では、まず、ステップ１（図では「Ｓ１」と略す。以下同じ）で、電磁式カム位相可変機構３０が正常であるか否かを判別する。この判別結果がＹＥＳで、電磁式カム位相可変機構３０が正常であるときには、ステップ２に進み、エンジン始動中であるか否かを判別する。この判別は、ＩＧ・ＳＷ２５のＯＮ／ＯＦＦ信号およびエンジン回転数ＮＥに基づいて行われる。

このステップ２の判別結果がＮＯで、エンジン３が始動済みであるときには、ステップ３に進み、目標カム位相のマップ値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｍａｐを、エンジン回転数ＮＥおよび要求トルクＴＲＱに応じて、図２０に示すマップを検索することにより、算出する。なお、この要求トルクＴＲＱは、エンジン回転数ＮＥおよびアクセル開度ＡＰに基づいて算出される。

同図において、要求トルクＴＲＱの所定値ＴＲＱ１〜３は、ＴＲＱ１＞ＴＲＱ２＞ＴＲＱ３の関係が成立するような値に設定されている。このマップでは、目標カム位相のマップ値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｍａｐは、エンジン回転数ＮＥが低いほど、または要求トルクＴＲＱが小さいほど、より進角側の値に設定されている。これは、エンジン回転数ＮＥが低い場合、またはエンジン負荷が小さい場合、吸気弁６と排気弁９のバルブオーバーラップを大きく設定し、内部ＥＧＲ量を増大させることで、ポンピングロスの低下を図るためである。

次に、ステップ４に進み、ステップ３で算出したマップ値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｍａｐを、目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄとして設定し、その後、ステップ５に進み、前述した式（１）〜（８）の制御アルゴリズムにより、参照入力ｒを算出する。

次いで、ステップ６に進み、前述した式（９）〜（１５）の制御アルゴリズムにより、制御入力Ｖｃａｉｎを算出した後、本プログラムを終了する。

一方、ステップ２の判別結果がＮＯで、エンジン始動中であるときには、ステップ７に進み、目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄを、所定の始動時用値Ｃａｉｎ＿ｃｍｄ＿ｓｔに設定する。次いで、上記ステップ５，６を実行した後、本プログラムを終了する。

一方、ステップ１の判別結果がＮＯで、電磁式カム位相可変機構３０が故障しているときには、ステップ８に進み、制御入力Ｖｃａｉｎを値０に設定した後、本プログラムを終了する。これにより、カム位相Ｃａｉｎは最遅角値Ｃａｉｎｒｔに制御される。

以上のように、本実施形態の制御装置１によれば、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０により、参照入力ｒが、電磁式カム位相可変機構３０の電磁石３０における磁束の方向反転を回避するために、正値として算出される。そして、ＤＳＭコントローラ５０により、参照入力ｒの制限値ｒ１が正値として算出され、これとオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差である制限値偏差ｒ２が、ΔΣ変調アルゴリズムに基づくアルゴリズム［式（１１）〜（１３）］で変調されることで、変調出力ｕ''が所定値＋Ｒ／−Ｒとして算出されるとともに、この変調出力ｕ''をゲイン調整したゲイン調整値ｕに、オフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔを加算することにより、電磁式カム位相可変機構３０への制御入力Ｖｃａｉｎが算出される。

このように、制限値ｒ１が正値として算出されるものの、それとオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差である制限値偏差ｒ２が、ΔΣ変調アルゴリズムに基づくアルゴリズム［式（１１）〜（１３）］で変調されることで、変調出力ｕ''が算出されるとともに、変調出力ｕ''の絶対値すなわち所定値Ｒが、値１より大きい、Ｒ＞｜ｒ２｜となるような値に設定されるので、所定値Ｒ、リミット処理の上下限値ｒｍｉｎ，ｒｍａｘおよびオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔを適切に設定することにより、参照入力ｒが値１よりもかなり大きい値に長い時間保持される場合でも、制限値偏差ｒ２をその符号反転が頻繁に生じる値として算出でき、偏差信号値δが同じ値に長時間、保持されるのを回避できる。その結果、変調出力ｕ''を、その最大値Ｒと最小値−Ｒとの間での反転が頻繁に発生するとともに、最大値Ｒ側への反転頻度と最小値−Ｒ側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができ、制御精度を向上させることができる。

また、制御入力Ｖｃａｉｎが、変調出力ｕ''をゲイン調整したゲイン調整値ｕに、オフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔを加算することにより算出されるので、このオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔの加算により、制御入力Ｖｃａｉｎを、所定の正の最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎと最大値Ｖｃａｉｎｍａｘとの範囲内のみで変化する値として算出でき、それにより、上記のような磁束方向の反転を回避できる。これに加えて、この最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎが、起動時の電磁力Ｆｓｏｌの立ち上がりが遅い領域を外れるような値に設定されている。以上により、電力効率および制御性をいずれも向上させることができる。

さらに、カム位相Ｃａｉｎを変更する機構として、電磁式カム位相可変機構３０を用いているので、油圧駆動式のカム位相可変機構を用いた場合と異なり、油圧の立ち上がりを待つことなく、起動時からカム位相Ｃａｉｎを適切に制御できるとともに、油温の影響を受けることもない。すなわち、油圧駆動式のものと比べて、むだ時間をより小さくできるとともに、より高い応答性を確保できる。その結果、制御精度をさらに向上させることができる。

なお、第１実施形態は、差分器５０ｄに帰還される変調出力の遅延値ｕ''（ｋ−１）すなわち変調出力ｕ''を、その絶対値が制限値偏差ｒ２よりも大きくなるように（すなわち｜ｕ''｜＝Ｒ＞｜ｒ２｜が成立するように）算出するために、非線形関数ｆｎｌすなわちリレー要素５０ｇを用いた例であるが、変調出力ｕ''を算出するための構成はこれに限らず、変調出力ｕ''を上記のような値として算出できるものであればよい。例えば、非線形関数ｆｎｌすなわちリレー要素５０ｇに代えて、符号関数ｓｇｎおよび乗算ゲイン、すなわち量子化器および増幅器を組み合わせて用いることにより、変調出力ｕ''を上記のような値として算出してもよい。

また、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０により算出される参照入力ｒの絶対値が値１を超えない場合には、ＤＳＭコントローラ５０のリレー要素５０ｇ（すなわち非線形関数ｆｎｌ）に代えて、量子化器（すなわち符号関数ｓｇｎ）を用いてもよい。さらに、目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄおよび参照入力ｒがいずれも負値として算出される場合、オフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔを負値として設定し、制御入力Ｖｃａｉｎを、負値側の所定範囲内のみで変化するように設定してもよい。

さらに、第１実施形態は、電磁式カム位相可変機構３０を、吸気カム５のカム位相Ｃａｉｎを変更するのに用いた例であるが、これを、排気カム８のクランクシャフト１０に対するカム位相を変更するのに用いてもよい。また、カム位相Ｃａｉｎを目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄになるように制御するための制御アルゴリズムは、第１実施形態の２自由度スライディングモード制御アルゴリズムに限らず、カム位相Ｃａｉｎを目標カム位相Ｃａｉｎ＿ｃｍｄになるように制御可能なものであればよい。例えば、ＰＩＤ制御アルゴリズム、またはバックステッピング制御アルゴリズムなどの応答指定型制御アルゴリズムを用いてもよい。

次に、図２１を参照しながら、第２実施形態の制御装置について説明する。同図に示すように、この第２実施形態の制御装置１Ａは、第１実施形態の制御装置１と比べると、ＤＳＭコントローラ５０に代えて、ＳＤＭコントローラ７０を用た点のみが異なっており、その他の点は第１実施形態の制御装置１と同様に構成されているので、説明を省略する。このＳＤＭコントローラ７０（制御値算出手段、制御入力算出手段）は、ΣΔ変調アルゴリズムを適用した制御アルゴリズムにより、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０からの参照入力ｒ（ｋ）に基づいて制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）を算出するものである。

すなわち、このＳＤＭコントローラ７０では、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０からの参照入力ｒ（ｋ）がリミッタ７０ａに入力されると、このリミッタ７０ａにより制限値ｒ１（ｋ）が生成され、次に、差分器７０ｂにより、制限値偏差ｒ２（ｋ）が、制限値ｒ１（ｋ）と、オフセット値発生部７０ｃからの所定のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差として生成される。次いで、積分器７０ｄにより、制御値の積分値としての偏差積分値σｒ(ｋ)が、制限値偏差ｒ２（ｋ）と偏差積分値の遅延値σｒ(ｋ−１)との和として生成される。一方、積分器７０ｅより、変調値の積分値としての変調出力積分値σｕ''(ｋ)が、遅延素子７０ｆで遅延された変調出力ｕ''(ｋ−１)と、変調出力積分値の遅延値σｕ''(ｋ−１)との和として生成される。そして、差分器７０ｇにより、偏差信号値δ(ｋ)が、偏差積分値σｒ(ｋ)と変調出力積分値σｕ''(ｋ)との偏差として生成される。

次いで、リレー要素７０ｈにより、変調出力ｕ''（ｋ）が、偏差信号値δ(ｋ)に基づいて所定値＋Ｒ／−Ｒとして生成される。そして、増幅器７０ｉにより、ゲイン調整値ｕ(ｋ)が、変調出力ｕ''(ｋ)を所定の振幅調整ゲインＦ（＝ＫＤＳＭ）でゲイン調整した値として生成され、次に、加算器７０ｊにより、制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）が、ゲイン調整値ｕ(ｋ)と上記オフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの和として、生成される。

以上のＳＤＭコントローラ７０の制御アルゴリズムは、図２２に示す式（２２）〜（２９）で表される。この式（２２）の制限値Ｌｉｍ（ｒ（ｋ））の制限幅は、前述した式（９）のものと同じ値に設定されている。さらに、式（２７）の非線形関数ｆｎｌ（δ（ｋ））は、δ（ｋ）≧０のときにはｆｎｌ（δ（ｋ））＝Ｒとなり、δ（ｋ）＜０のときにはｆｎｌ（δ（ｋ））＝−Ｒとなるように設定されている（なお、δ（ｋ）＝０のときには、ｆｎｌ（δ（ｋ））＝０と設定してもよい）。

さらに、前述した理由により、所定値Ｒは、Ｒ＞｜ｒ２（ｋ）｜の関係が常に成立するような、値１より大きい値に設定されている。さらに、式（２３）のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔおよび式（２８）の振幅調整ゲインＫＤＳＭもそれぞれ、前述したように、制御入力Ｖｃａｉｎの符号の反転を回避可能な適切な値（ＫＤＳＭ≦１）に設定されている。

以上のＳＤＭコントローラ７０によれば、前述したＤＳＭコントローラ５０と同様に、制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）を、所定の正の最大値Ｖｃａｉｎｍａｘと最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎとの間で頻繁に反転するとともに、最大値Ｖｃａｉｎｍａｘ側への反転頻度と最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎ側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができる。その結果、本実施形態の制御装置１Ａでも、前述した第１実施形態の制御装置１と同様の作用効果を得ることができる。

次に、図２３を参照しながら、第３実施形態の制御装置１Ｂについて説明する。この第３実施形態の制御装置１Ｂは、第１実施形態の制御装置１と比べると、ＤＳＭコントローラ５０に代えて、ＤＭコントローラ８０を用いた点のみが異なっており、その他の点は第１実施形態の制御装置１と同様に構成されているので、説明を省略する。このＤＭコントローラ８０（制御値算出手段、制御入力算出手段）は、Δ変調アルゴリズムを適用した制御アルゴリズムにより、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０からの参照入力ｒ（ｋ）に基づいて制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）を算出するものである。

すなわち、同図に示すように、このＤＭコントローラ８０では、ＴＤＦＳＬＤコントローラ４０からの参照入力ｒ（ｋ）がリミッタ８０ａに入力されると、このリミッタ８０ａにより制限値ｒ１（ｋ）が生成され、次に、差分器８０ｂにより、制限値偏差ｒ２（ｋ）が、制限値ｒ１（ｋ）と、オフセット値発生部８０ｃからの所定のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの偏差として生成される。一方、積分器８０ｄより、変調出力積分値σｕ''(ｋ)が、遅延素子８０ｅで遅延された変調出力ｕ''(ｋ−１)と、変調出力積分値の遅延値σｕ''(ｋ−１)との和として生成される。そして、差分器８０ｆにより、偏差信号値δ(ｋ)が、制限値偏差ｒ２（ｋ）と変調出力積分値σｕ''(ｋ)との偏差として生成される。

次いで、リレー要素８０ｇにより、変調出力ｕ''（ｋ）が、偏差信号値δ(ｋ)に基づいて所定値＋Ｒ／−Ｒとして生成される。そして、増幅器８０ｈにより、ゲイン調整値ｕ(ｋ)が、変調出力ｕ''(ｋ)を所定の振幅調整ゲインＦ（＝ＫＤＳＭ）でゲイン調整した値として生成され、次に、加算器８０ｉにより、制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）が、ゲイン調整値ｕ(ｋ)と上記オフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔとの和として、生成される。

以上のＤＭコントローラ８０の制御アルゴリズムは、図２４の式（３０）〜（３６）で表される。この式（３０）の制限値Ｌｉｍ（ｒ（ｋ））は、前述した式（２２）のものと同じ制限幅に設定されている。さらに、式（３４）の非線形関数ｆｎｌ（δ（ｋ））も、前述した式（３４）のものと同じ値に設定されている。すなわち、δ（ｋ）≧０のときにはｆｎｌ（δ（ｋ））＝Ｒとなり、δ（ｋ）＜０のときにはｆｎｌ（δ（ｋ））＝−Ｒとなるように設定されている（なお、δ（ｋ）＝０のときには、ｆｎｌ（δ（ｋ））＝０と設定してもよい）。

さらに、前述した理由により、所定値Ｒは、Ｒ＞｜ｒ２（ｋ）｜の関係が常に成立するような、値１より大きい値に設定されている。さらに、式（３１）のオフセット値Ｖｃａｉｎ＿ｏｆｔおよび式（３５）の振幅調整ゲインＫＤＳＭもそれぞれ、前述したように、制御入力Ｖｃａｉｎの符号の反転を回避可能な適切な値（ＫＤＳＭ≦１）に設定されている。

以上のＤＭコントローラ８０によれば、前述したＤＳＭコントローラ５０と同様に、制御入力Ｖｃａｉｎ（ｋ）を、所定の正の最大値Ｖｃａｉｎｍａｘと最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎとの間で頻繁に反転するとともに、最大値Ｖｃａｉｎｍａｘ側への反転頻度と最小値Ｖｃａｉｎｍｉｎ側への反転頻度とが半々の割合に近づくような値として算出することができる。その結果、本実施形態の制御装置１Ｂでも、前述した第１実施形態の制御装置１と同様の作用効果を得ることができる。

次に、図２５を参照しながら、第４実施形態の制御装置について説明する。同図に示すように、この第４実施形態の制御装置１Ｃは、エンジン３の空燃比を制御するためのものであり、その制御対象は、後述する燃料補正値ＫＡＦ（制御入力）が入力されることで、検出空燃比Ｋａｃｔ（制御対象の出力）を出力する系に相当する。制御装置１Ｃは、２自由度スライディングモードコントローラ９０、ＤＳＭコントローラ９１、基本燃料量算出部９２、乗算器９３および目標空燃比算出部９４を備えている。

この目標空燃比算出部９４では、例えば、エンジン回転数ＮＥおよび吸気管内絶対圧ＰＢＡに応じたマップ検索などにより、目標空燃比Ｋｃｍｄ（当量比換算値）が算出される。

また、２自由度スライディングモードコントローラ９０（制御値算出手段）では、目標空燃比算出部９４で算出された目標空燃比Ｋｃｍｄと、ＬＡＦセンサ２３からの検出空燃比Ｋａｃｔ（当量比換算値）とに基づき、２自由度スライディングモード制御アルゴリズムにより、参照入力ｒ（ｋ）が算出される。この２自由度スライディングモードコントローラ９０の制御アルゴリズムは、具体的には、前述したＴＤＦＳＬＤコントローラ４０のものと同様に構成されている。

さらに、ＤＳＭコントローラ９１（制御値算出手段、制御入力算出手段）では、２自由度スライディングモードコントローラ９０からの参照入力ｒ（ｋ）に基づき、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく制御アルゴリズムにより、燃料補正値ＫＡＦ（ｋ）が算出される。この燃料補正値ＫＡＦ（ｋ）は、当量比換算値として算出される。

このＤＳＭコントローラ９１の制御アルゴリズムは、具体的には、前述したＤＳＭコントローラ５０のものと同様に構成されている。すなわち、図２５に示すように、ＤＳＭコントローラ９１では、２自由度スライディングモードコントローラ９０からの参照入力ｒ（ｋ）がリミッタ９１ａに入力されると、このリミッタ９１ａにより参照入力ｒ（ｋ）をリミット処理した制限値ｒ１（ｋ）が生成され、差分器９１ｂにより、制限値偏差ｒ２（ｋ）が、制限値ｒ１（ｋ）と、オフセット値発生部９１ｃからの所定のオフセット値Ｋｃｍｄ＿ｏｆｔとの偏差として生成される。さらに、差分器９１ｄにより、この制限値偏差ｒ２（ｋ）と遅延素子９１ｅで遅延された変調出力ｕ''（ｋ−１）との偏差として偏差信号値δ（ｋ）が生成される。

次いで、積分器９１ｆにより、偏差積分値σ（ｋ）が、偏差信号値δ（ｋ）と、偏差積分値の遅延値σ（ｋ−１）との和の信号として生成され、次に、リレー要素９１ｇにより、変調出力ｕ''（ｋ）が、偏差積分値σ（ｋ）に基づいて所定値＋Ｒ１／−Ｒ１として生成される。この所定値Ｒ１は、前述した理由により、Ｒ１＞｜ｒ２｜が常に成立するような、値１より大きい値に設定されている。そして、増幅器９１ｈにより、ゲイン調整値ｕ（ｋ）が、変調出力ｕ''（ｋ）を所定の振幅調整ゲインＦでゲイン調整した値として生成され、次に、加算器９１ｉにより、燃料補正値ＫＡＦ（ｋ）が、ゲイン調整値ｕ（ｋ）と、前述した信号発生器９１ｃからの所定のオフセット値Ｋｃｍｄ＿ｏｆｔとの和として生成される。

以上の制御アルゴリズムにおいて、オフセット値Ｋｃｍｄ＿ｏｆｔおよび振幅調整ゲインＦはそれぞれ、前述した理由により、制御入力ＫＡＦの符号の反転を回避可能な適切な値に設定されている。

一方、基本燃料量算出部９２では、エンジン回転数ＮＥおよび吸気管内絶対圧ＰＢＡに応じて、図示しないマップを検索することにより、基本燃料量Ｔｉｂａｓｅが算出される。そして、乗算器９３により、燃料噴射量Ｔｏｕｔが基本燃料量Ｔｉｂａｓｅに燃料補正値ＫＡＦ（ｋ）を乗算した値として算出される。そして、この燃料噴射量Ｔｏｕｔを表す制御信号がインジェクタ１４に供給されることにより、インジェクタ１４の開弁時間が制御され、空燃比が制御される。

以上の第４実施形態の制御装置１Ｃによれば、目標空燃比Ｋｃｍｄがリーン領域からリッチ領域にわたる広範囲の値（例えば当量比０．７〜１．２）に設定されることで、検出空燃比Ｋａｃｔがリーン領域の値とリッチ領域の値との間で変化する場合でも、所定のオフセット値Ｋｃｍｄ＿ｏｆｔ、振幅調整ゲインＦおよび所定値Ｒ１を適切に設定することにより、燃料補正値ＫＡＦ（ｋ）を、そのような目標空燃比Ｋｃｍｄの変動に対応しながら所定範囲で変動するとともに、検出空燃比Ｋａｃｔを目標空燃比Ｋｃｍｄに精度よく収束させることができる値として、算出することができる。すなわち、エンジン３がリーンバーン運転される場合でも、空燃比制御を精度よく行うことができる。

なお、以上の各実施形態は、本発明の制御装置を、カム位相Ｃａｉｎを制御するもの、または内燃機関３の空燃比を制御するものに適用した例であるが、本発明の制御装置はこれに限らず、他の任意の制御対象を制御する制御装置に広く適用可能であることは言うまでもない。また、各種のコントローラ４０，５０，７０，８０，９０，９１を、実施形態のプログラムに代えて、電気回路により構成してもよい。

符号の説明

１ 制御装置
１Ａ〜１Ｃ 制御装置
２ ＥＣＵ（制御値算出手段、制御入力算出手段）
３ 内燃機関
５ 吸気カム
６ 吸気弁
８ 排気カム
９ 排気弁
１０ クランクシャフト
３０ 電磁式カム位相可変機構
３５ 電磁石
４０ ２自由度スライディングモードコントローラ（制御値算出手段）
５０ ＤＳＭコントローラ（制御値算出手段、制御入力算出手段）
７０ ＳＤＭコントローラ（制御値算出手段、制御入力算出手段）
８０ ＤＭコントローラ（制御値算出手段、制御入力算出手段）
９０ ２自由度スライディングモードコントローラ（制御値算出手段）
９１ ＤＳＭコントローラ（制御値算出手段、制御入力算出手段）
Ｖｃａｉｎ 制御入力
Ｃａｉｎ カム位相（制御対象の出力）
Ｆｓｏｌ 電磁力
ｒ２ 制限値偏差（制御値）
σｒ 偏差積分値（制御値の積分値）
ｕ'' 変調出力（変調値）
σｕ'' 変調出力積分値（変調値の積分値）
δ 偏差信号値（偏差）
Ｒ 所定値
ＫＡＦ 燃料補正値（制御入力）
Ｋａｃｔ 検出空燃比（制御対象の出力）
Ｒ１ 所定値

Claims (8)

1. 制御対象への制御入力により、当該制御対象の出力を制御する制御装置であって、
   前記制御対象の出力を制御するための制御値を、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出する制御値算出手段と、
   当該算出された制御値を、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値を算出するとともに、当該算出した変調値に基づいて、前記制御対象への前記制御入力を算出する制御入力算出手段と、
   を備え、
   当該制御入力算出手段は、前記制御値と前記変調値との偏差を算出する差分演算を、前記所定の変調アルゴリズムに含むとともに、前記変調値を、当該変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出することを特徴とする制御装置。
2. 制御対象への制御入力により、当該制御対象の出力を制御する制御装置であって、
   前記制御対象の出力を制御するための制御値を、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出する制御値算出手段と、
   当該算出された制御値を、ΣΔ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値を算出するとともに、当該算出した変調値に基づいて、前記制御対象への前記制御入力を算出する制御入力算出手段と、
   を備え、
   当該制御入力算出手段は、前記変調値の積分値を算出する第１の積分演算と、前記制御値の積分値を算出する第２の積分演算と、当該制御値の積分値と当該変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とを、前記所定の変調アルゴリズムに含むとともに、前記変調値を、当該変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出することを特徴とする制御装置。
3. 制御対象への制御入力により、当該制御対象の出力を制御する制御装置であって、
   前記制御対象の出力を制御するための制御値を、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出する制御値算出手段と、
   当該算出された制御値を、Δ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値を算出するとともに、当該算出した変調値に基づいて、前記制御対象への前記制御入力を算出する制御入力算出手段と、
   を備え、
   当該制御入力算出手段は、前記変調値の積分値を算出する積分演算と、前記制御値と当該変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とを、前記所定の変調アルゴリズムに含むとともに、前記変調値を、当該変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出することを特徴とする制御装置。
4. 前記所定値は、その絶対値が前記制御値の絶対値よりも大きくなるような値に設定されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の制御装置。
5. 内燃機関の吸気弁および排気弁をそれぞれ開閉するための吸気カムおよび排気カムの少なくとも一方の、クランクシャフトに対するカム位相を制御する制御装置であって、
   電磁石を有し、前記カム位相を当該電磁石の電磁力により変更する電磁式カム位相可変機構と、
   前記カム位相を制御するための制御値を、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出する制御値算出手段と、
   当該算出された制御値を、ΔΣ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値を算出するとともに、当該算出した変調値に基づいて、前記電磁式カム位相可変機構への制御入力を算出する制御入力算出手段と、
   を備え、
   当該制御入力算出手段は、前記制御値と前記変調値との偏差を算出する差分演算を、前記所定の変調アルゴリズムに含むとともに、前記変調値を、当該変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出することを特徴とする制御装置。
6. 内燃機関の吸気弁および排気弁をそれぞれ開閉するための吸気カムおよび排気カムの少なくとも一方の、クランクシャフトに対するカム位相を制御する制御装置であって、
   電磁石を有し、前記カム位相を当該電磁石の電磁力により変更する電磁式カム位相可変機構と、
   前記カム位相を制御するための制御値を、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出する制御値算出手段と、
   当該算出された制御値を、ΣΔ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値を算出するとともに、当該算出した変調値に基づいて、前記電磁式カム位相可変機構への制御入力を算出する制御入力算出手段と、
   を備え、
   当該制御入力算出手段は、前記変調値の積分値を算出する第１の積分演算と、前記制御値の積分値を算出する第２の積分演算と、当該制御値の積分値と当該変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とを、前記所定の変調アルゴリズムに含むとともに、前記変調値を、当該変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出することを特徴とする制御装置。
7. 内燃機関の吸気弁および排気弁をそれぞれ開閉するための吸気カムおよび排気カムの少なくとも一方の、クランクシャフトに対するカム位相を制御する制御装置であって、
   電磁石を有し、前記カム位相を当該電磁石の電磁力により変更する電磁式カム位相可変機構と、
   前記カム位相を制御するための制御値を、所定の制御アルゴリズムに基づいて算出する制御値算出手段と、
   当該算出された制御値を、Δ変調アルゴリズムに基づく所定の変調アルゴリズムで変調することにより、変調値を算出するとともに、当該算出した変調値に基づいて、前記電磁式カム位相可変機構への制御入力を算出する制御入力算出手段と、
   を備え、
   当該制御入力算出手段は、前記変調値の積分値を算出する積分演算と、前記制御値と当該変調値の積分値との偏差を算出する差分演算とを、前記所定の変調アルゴリズムに含むとともに、前記変調値を、当該変調値の絶対値が値１よりも大きい所定値になるように、算出することを特徴とする制御装置。
8. 前記所定値は、その絶対値が前記制御値の絶対値よりも大きくなるような値に設定されていることを特徴とする請求項５ないし７のいずれかに記載の制御装置。

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