JP4030900B2

JP4030900B2 - フィルタ

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Publication number: JP4030900B2
Application number: JP2003069323A
Authority: JP
Inventors: 康次郎南谷
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2003-03-14
Filing date: 2003-03-14
Publication date: 2008-01-09
Anticipated expiration: 2023-03-14
Also published as: JP2004282294A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特定の周波数帯を通過帯域、他の特定の周波数帯を阻止帯域とするフィルタに関する。さらに詳しくは、マイクロ波やミリ波などの電波を用いた電子装置、とくにレーダ装置など、大電力を扱い、導波管または同軸線路などを利用する装置において、不要成分の放射を低減するためのフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波やミリ波を利用する各種装置には、数々のフィルタが従来から用いられている。近年、周波数の有効利用の観点から、マイクロ波などを放射する各種装置に関して、その不要輻射に対する規制が厳しくなってきている。その不要輻射を抑えるために利用されるフィルタに要求される特性に関しても、年々厳しくなってきている。
【０００３】
特定の周波数帯を通過帯域とする帯域通過フィルタとして、矩形導波管に誘導性窓を約１／２波長の間隔で配置した図６に示される構造のものが知られている（たとえば特許文献１参照）。図６において、導波管３１内の伝送路に沿って設けられるアイリス型リアクタンス素子（誘導性窓）３２の２つと導波管３１の内壁で囲まれる空間が共振器を構成し、隣接する共振器により所望の帯域特性が得られるように、誘導性窓３２が形成されている。また、同軸線路を用いた図７に示される構造の低域通過フィルタも知られている（たとえば特許文献２参照）。すなわち、同軸線路の中心導体３５に、径の大きい低インピーダンス部３５ａと、径の小さい高インピーダンス部３５ｂを形成することにより、それぞれの部分でキャパシタンスとインダクタンスを形成し、低域通過フィルタを構成するものである。なお、図７において、３６が外部導体で、３７はコネクタを示している。さらに、図８に示されるように、特定の周波数帯を通過帯域とする共振窓３９を導波管３８に挿入する構造も知られている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−３０８０１２号公報（図５）
【特許文献２】
特開平９−３６６０６号公報（図４）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前述の図６または図７に示される構造のフィルタでは、導波管または同軸線路の分布定数回路を利用しているので、動作周波数でのマイクロ波などの波長と同じレベルの寸法が必要であり、小型化が困難であるという問題がある。また、図８に示される構造では、帯域通過フィルタである共振窓は小型ではあるが、通過帯域の他に減衰量が大きな阻止周波数帯を任意に設定することは不可能である。とくに、図６および図８に示される構造のフィルタでは、通過帯域の２倍の周波数帯域を阻止帯域とすることは不可能である。
【０００６】
本発明は、このような問題を解決するためになされたもので、導波管や同軸線路などの立体構造で、小型化が可能で、通過帯域、阻止帯域をそれぞれ所望の値に設定することが可能なフィルタを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明によるフィルタは、導波管または同軸線路からなる伝送線路と、該伝送線路の伝送路に対してほぼ直角方向から挿入される棒状体または板状体からなる誘導性窓と、前記伝送路に対してほぼ直角方向から挿入され、前記伝送路内でキャパシタンスおよびインダクタンスを形成する凹凸板状体とを有し、該凹凸板状体は凹部と凸部を交互にそれぞれ複数個有し、前記誘導性窓が前記凹凸板状体の両側に設けられ、かつ、該誘導性窓と前記凹凸板状体との間に前記伝送路を構成する板状体からなるスペーサが介在されてなり、前記誘導性窓および前記凹凸板状体のインダクタンスとキャパシタンスとによる並列共振周波数帯を通過帯域とし、前記凹凸板状体のキャパシタンスとインダクタンスとによる直列共振周波数帯を阻止帯域とするものである。
ここに「伝送線路の伝送路」とは、導波管や同軸線路のマイクロ波やミリ波などの電波が伝搬する通路（たとえば導波管の空洞部）を意味する。また、「凹部」とは、凸部が形成されないで伝送路のままになっている部分または凸部より低く、伝送路内に突出する部分のように、突出部が凸部より低いか無い部分を意味し、凹部の幅が狭い場合には、後述する図４に示されるように、板状体にスリットが形成されることにより、スリット部分が凹部となり、スリットで挟まれる部分が凸部となる場合もある。
【０００８】
この構造にすることにより、凹凸板状体の凸部が対向する部分にキャパシタンスが形成され、凹部の部分ではインダクタンスが形成される。ここで、凸部の高さやその幅を変えることにより、キャパシタンスやインダクタンスが変り、所望のキャパシタンスやインダクタンスになるように凹凸部を形成することができる。その結果、誘導性窓のインダクタンスと凹凸板状体のキャパシタンスとを主体として形成される並列共振回路の共振周波数が所望の通過周波数帯域となるように設定し、しかも凹凸板状体のキャパシタンスとインダクタンスとにより直列共振回路を構成するため、その共振周波数が、たとえば必要な周波数に対し２倍の周波数になるように設定することにより、２倍波である不要輻射を阻止することができるフィルタが得られる。しかも、空胴共振器を利用しないため、波長に関係なく、非常に薄い板状体で形成することができ、非常に小型で、高性能なフィルタを実現することことができる。
【０００９】
前記誘導性窓が前記凹凸板状体の両側に設けられ、かつ、該誘導性窓と前記凹凸板状体との間に前記伝送路を構成する板状体からなるスペーサが介在されることにより、凹凸板状体が形成するキャパシタンスおよびインダクタンスと伝送路との結合を大きくとることができ、阻止周波数帯域を広くすることができるようになる。また、両側に誘導性窓を設けると、１枚当りのインダクタンスを小さくすることができ、不要なキャパシタンスや損失を小さくすることができる。さらに、スペーサにより相互に分離され、誘導性窓のインダクタンスと凹凸板状体のキャパシタンスとをそれぞれ独立して作用させることができ、設計が単純で、かつ、良好な特性を得やすいため好ましい。
【００１０】
前記誘導性窓および前記凹凸板状体を含むフィルタの構成単位が複数段設けられることにより、通過周波数帯域および阻止周波数帯域を広くすることができるため好ましい。この場合、前記誘導性窓と前記凹凸板状体との間に伝送線路を構成するスペーサを介在させることもできるし、２個のフィルタの構成単位間に、誘導性窓と兼用した結合窓を設けることにより、結合度を調整して帯域を調整することもできる。
【００１１】
前記凹凸板状体の前記凸部表面に誘電体膜が設けられることにより、大電力の場合には、間隔が狭くなった凸部で放電が生じやすくなるが、誘電体膜が金属面を絶縁し、その放電を抑制する効果があり、耐電力を向上させることができるため好ましい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
つぎに、本発明のフィルタについて、その一実施形態の斜視説明図および分解説明図が示される図１を参照しながら説明をする。
【００１３】
本発明によるフィルタは、図１（ｂ）に分解斜視説明図が示されるように、たとえば２個の入出力導波管１の間に伝送路５に対してほぼ直角方向から挿入される棒状体または板状体からなる誘導性窓２と、伝送路５に対してほぼ直角方向から挿入され、伝送路５内で主にキャパシタンスを形成する凸部４ａと主にインダクタンスを形成する凹部４ｂとを有する凹凸板状体４とを有している。そして、誘導性窓２のインダクタンスＬ₁（図２参照）と凹凸板状体４のキャパシタンスＣ₁を主体とした並列共振周波数帯を通過帯域とし、凹凸板状体のキャパシタンスＣ₂とインダクタンスＬ₂とによる直列共振周波数帯を阻止帯域とするものである。「主体とした」とは、凹凸板状体のインダクタンスＬ₂なども多少は影響するが、共振にとくに大きく影響するものであることを意味している。
【００１４】
図１に示される例は、伝送線路として、たとえば９.４ＧＨｚ帯のレーダ装置に用いる導波管を用いた例で、誘導性窓２および凹凸板状体４もその導波管の伝送路に合せた構造になっている。そのため、開口部の伝送路５が導波管の規格寸法である２２.９ｍｍ×１０.２ｍｍの入出力導波管１の間に、誘導性窓２、スペーサ３、凹凸板状体４、スペーサ３、誘導性窓２が重ね合せてロウ付けされることにより、図１（ａ）に斜視図で示されるように一体化されている。しかし、ロウ付けによる一体化がされていなくても、フィルタを伝送線路に取り付ける際に、取り付け孔７を利用して、まとめてネジ止めをしてもよい。
【００１５】
誘導性窓２は、図１に示される例では、図１（ｄ）に平面説明図が示されるように、たとえば厚さが０.４ｍｍ程度の金属板からなり、導波管の開口部（空洞部）より幅広面を小さくした開口部２ａを形成することにより、誘導リアクタンスを形成したものである。この開口部２ａの幅ａを小さくすると、インダクタンスが大となり、後述する凹凸板状体４のキャパシタンスと共に所望の通過帯域の周波数で並列共振をするように、そのインダクタンスが設定される。
【００１６】
この誘導性窓２は、あまり厚くなると容量が形成され、誘導性窓にならなくなるため、誘導性窓２の厚さは、開口部の長さａよりも充分に小さくする必要がある。前述の０.４ｍｍ厚で、図１に示されるスペーサ３および凹凸板状体４も形成すると、５枚で２ｍｍとなり、９.４ＧＨｚ帯の管内波長約３２ｍｍに対して１／１６波長となり、充分に小さい。この全体の厚さで、１／４波長以下であれば、問題はないが、薄い方がプレス加工で作製することができ、低コスト化の点から好ましい。図１に示される例では、この誘導性窓２が、後述する凹凸板状体４の両側に設けられている。しかし、一方だけでも前述の並列共振をさせることができる。
【００１７】
この誘導性窓２は、図１（ｄ）に示されるような伝送路５の開口部より小さい開口部２ａを設ける構造でなくても、誘導リアクタンスを形成することができればよく、たとえば図１（ｅ）に示されるように、導波管の開口部の中心部に幅広面をショートするようなスタブ２ｂが形成された構造のものでもよく、また、図示されてはいないが、金属棒を導波管（たとえばスペーサ）の壁面から突っ込む構造のものでもよい。図１（ｄ）または図１（ｅ）に示される構造であれば、薄い板状体で形成することができるため、小型化の点でとくに優れている。なお、誘導性窓２は、金属板や金属棒でなくても、プラスティックなどで形成されたものに、メッキなどによりメタライズされたものでもよい。
【００１８】
スペーサ３は、たとえば０.４ｍｍ程度の厚さの金属板からなり、伝送路５を構成するもので、誘導性窓２が凹凸板状体４と直接接触してキャパシタンスを形成しないようにし、それぞれのインダクタンスとキャパシタンスとが独立して形成され、設計しやすくするためのものである。また、誘導性窓２と凹凸板状体４とが直接接触してキャパシタンスを形成しても凹部により阻止帯域を設定することは可能であるが、凹部と伝送線路との結合量が小さくなり、その他の部分が同一寸法であると、阻止帯域が狭くなる。しかし、誘導性窓２と凹凸板状体４とにより並列共振のインダクタンスとキャパシタンスとが形成されれば、スペーサ３は必ずしも必要ではない。このスペーサ３も、金属板でなく、プラスティックなどにメタライズされたものでもよい。
【００１９】
凹凸板状体４は、伝送路５の電界方向と平行方向（ＴＥ₀₁モードの矩形導波管では、伝送路の幅広面と直角方向）に伝送路５内に突出して対向部との間で主にキャパシタンスを形成する凸部４ａと、伝送路５内には余り突出しないで、主にインダクタンスを形成する凹部４ｂとが交互に形成されたものである。この凸部先端の対向間隔ｄ（図１（ｃ）参照）が狭いほどキャパシタンスが大きくなり、間隔ｄが広いほどキャパシタンスは小さくなる。この凸部４ａの先端から凹部４ｂを見たインピーダンスがインダクタンスとなるが、このインダクタンスの大きさは、同じ構造でも周波数によって異なり、周波数が高くなるとその影響が大きく、周波数が低いと影響が小さくなる。したがって、たとえば１８.８ＧＨｚの高い周波数で阻止帯域となるようなインダクタンスに設定されると、その半分の９.４ＧＨｚの周波数に対しては、その影響が非常に小さくなり、この凹凸部は阻止帯域では分布定数回路として動作し、通過帯域では凹部を見込んでも大きなインダクタンスＬにはならず、集中定数的にキャパシタンスＣとして見える。
【００２０】
同じ周波数に対しては、この凹部４ｂが深いほどインダクタンスが大きくなる。凹部４ｂの数が多くなるほど、阻止帯域の帯域は広くなるが、間隔が余り狭くなると、伝送線路との結合が小さくなり、逆に帯域が狭くなってしまう。そのため、たとえば２〜３ｍｍ程度の幅の凸部４ａで、２〜３ｍｍ程度の間隔で繰り返して、図１（ｃ）に示されるように、凸部４ａと凹部４ｂとが交互にそれぞれ複数個形成されている。この凹凸の数が多い（凸部の幅および凸部間隔を小さくする）ほど高次モードを抑えやすくなる。なお、図１に示される例では、凸部４ａが伝送路の幅広面の両面から中心側に向って形成されているが、片面だけから他の幅広面に向って形成される構造でもよい。
【００２１】
凸部４ａの対向面との間隔ｄは、前述のように、狭くするほどキャパシタンスが大きくなるが、あまり狭くなると対向部分との間で放電しやすくなり、レーダ装置などの大電力で利用するフィルタとしては、ｋＷレベルの電力に対しても放電しないようにする必要がある。たとえば９.４ＧＨｚで、１０ｋＷのマイクロ波に対しては、３ｍｍ程度以上の間隔を設ける必要がある。その状態でキャパシタンスを大きくする必要がある場合には、凸部４ａの幅ｗ、または凹凸板状体４の厚さを大きくして、対向部分の面積を大きくすればよいが、この凹凸板状体４の厚さがλｇ／４（λｇは、凹凸が形成された部分の通過周波数の管内波長）より大きいと、誘導性窓との間では共振特性を得ることができなくなる。また、阻止周波数帯での管内波長の１／４より厚くなると、スペーサ３および誘導性窓２の影響が大きくなり、望ましくない通過帯域が阻止帯域内に生じてしまう可能性がある。そのため、前述の誘導性窓２と同様に充分に薄くする必要がある。
【００２２】
以上のように、凹凸板状体４の凸部４ａによりキャパシタンスＣが、凹部４ｂによりインダクタンスＬが形成されるが、本発明では、誘導性窓２のインダクタンスと凹凸板状体４のキャパシタンスとを主体として、通過帯域周波数で並列共振をし、通過を阻止する周波数、たとえば通過帯域周波数の２倍の周波数で凹凸板状体４のキャパシタンスとインダクタンスとで直列共振するようなインダクタンスとキャパシタンスになるように、その凸部４ａの突出長さおよび凹部４ｂの深さが定められている。
【００２３】
具体例として、前述のように９.４ＧＨｚ帯のレーダ装置で、不要輻射として問題になる２倍の周波数である１８.８ＧＨｚ帯のマイクロ波を阻止する場合を例として誘導性窓２および凹凸板状体４のインダクタンスとキャパシタンスの設定の仕方について詳述する。
【００２４】
９.４ＧＨｚ帯のマイクロ波を通過させる場合の等価回路が図２（ａ）に、１８.８ＧＨｚ帯のマイクロ波を阻止する場合の等価回路が図２（ｂ）に、それぞれ示されるように、誘導性窓２のインダクタンスＬ₁と凹凸板状体４のキャパシタンスＣ₁（Ｃ₂）およびインダクタンスＬ₂の直列接続が、それぞれ伝送路に対して並列に接続された回路になる。なお、図２（ａ）および（ｂ）において、立体回路のインダクタンスやキャパシタンスは、同じ構造でも周波数によりその値が異なるが、インダクタンスに関しては、両周波数帯共に誘導性窓のインダクタンスをＬ₁、凹凸板状体４のインダクタンスをＬ₂とし、凹凸板状体４のキャパシタンスは、それぞれＣ₁とＣ₂としてある。
【００２５】
すなわち、一般的に、周波数が高くなると、同じ構造でもインダクタンスは大きくなり、キャパシタンスも大きくなる。しかし、凹凸板状体４のインダクタンスＬ₂は、前述のように、９.４ＧＨｚ帯に対してはインピーダンス的にキャパシタンスＣ₁に対して影響は小さい（１８.８ＧＨｚで直列共振するように両者が形成されており、それより周波数が低くなると、キャパシタンスの効果がインダクタンスの効果より大きい）ため、誘導性窓２のインダクタンスＬ₁が主として影響し、１８.８ＧＨｚ帯に対しては、誘導性窓２のインダクタンスＬ₁はインピーダンスが大きくなるが、並列接続であるため考慮しなくてもよく、凹凸板状体４のインダクタンスＬ₂のみが直列共振に影響する。そのため、インダクタンスについては、同じ符号で示されている。一方、凹凸板状体４のキャパシタンスに関しては、両周波数帯に対して共に共振に寄与するため、それぞれＣ₁とＣ₂と異なる符号を付してある。
【００２６】
この構成で、阻止周波数帯域である１８.８ＧＨｚ帯に対して（図２（ｂ）参照）、凹凸板状体４のキャパシタンスＣ₂とインダクタンスＬ₂とが直列共振をするように、前述の凹凸部４ａ、４ｂが形成されている。そのため、
ω＝１／（Ｌ₂・Ｃ₂）^1/2
となる角周波数ω（＝２πｆ）で直列共振をし、伝送路を短絡することになる。すなわち、２倍の周波数帯である１８.８ＧＨｚのマイクロ波は短絡されて、伝搬することができない。
【００２７】
つぎに、通過帯域である９.４ＧＨｚ帯に対して（図２（ａ）参照）、凹凸板状体４のキャパシタンスＣ₁と誘導性窓２のインダクタンスＬ₁（２個）とが並列共振するように、誘導性窓２のインダクタンスＬ₁が設定されている。そのため、
ω＝｛２／（Ｌ₁・Ｃ₁）｝^1/2
となる角周波数ωで並列共振をし、サセプタンスが０となり、通過帯域となる。すなわち、使用目的である９.４ＧＨｚのマイクロ波は減衰することなく伝送する。なお、正確には凹凸板状体４のインダクタンスＬ₂の大きさを無視することはできず、Ｃ₁とＬ₂を合せたリアクタンスωＬ₂−１／ωＣ₁が容量性に見え、その容量とＬ₁とで並列共振することになるが、説明を簡略化するため、Ｌ₂を省略した。
【００２８】
すなわち、通過帯域の周波数より高い周波数を阻止帯域の周波数とする場合には、通過帯域の周波数に対しては凹凸板状体４のインダクタンスを余り考慮しないで設計をすることができるため容易であるが、ωＬ₂−１／ωＣ₁の容量を考慮すれば、任意の周波数帯を阻止帯域とすることができる。
【００２９】
以上のように、本発明のフィルタによれば、０.４ｍｍ程度の薄い凹凸板状体の両側に、それぞれ０.４ｍｍ程度のスペーサと誘導性窓２とを重ねた構造で構成されているため、全体で２ｍｍ程度と非常に薄く、通過帯域の９.４ＧＨｚ（波長が約３２ｍｍ）で、約１／１６波長の厚さになる。その結果、殆ど集中定数的な働きをするフィルタとなっている。これは、従来の導波管型フィルタでは、１段でも約２０ｍｍの長さが必要であったのに対して、約１／１０の厚さで、非常に小型化されている。しかも、従来の図６や図８に示される導波管型フィルタでは、２倍波を減衰させることは困難であったが、本発明によるフィルタでは、２倍の周波数のマイクロ波でも、確実に減衰させることができる。図１に示される構造のフィルタの周波数に対するリターンロス（反射損失）と挿入損失を調べた結果が図３に示されるように、所望の９.４ＧＨｚ帯に対しては反射が非常に小さく、２倍の１８.８ＧＨｚに対しては、挿入損失が非常に大きくなっている。
【００３０】
図４は、本発明によるフィルタの他の実施形態を示す図で、同軸線路に適用したものである。すなわち、図４（ａ）は、外部導体を省略して外部導体８の内壁８ａのみと内部導体９との関係で示した斜視説明図で、（ｂ）および（ｃ）はそれぞれ凹凸板状体および誘導性窓の平面説明図である。
【００３１】
すなわち、図４において、外部導体８と内部導体９との間隙部（空洞）に伝送路５が形成されているが、その伝送路５とほぼ直角方向に凸部１０ａおよび凹部１０ｂが形成された凹凸板状体１０と、その両側に誘導性窓１１が設けられた構造になっている。前述の９.４ＧＨｚのマイクロ波を伝送するためには、外部導体８の内径が１５ｍｍで、内部導体９の外径が６.５ｍｍに形成されている。そして、この例でも、凹凸板状体１０および誘導性窓１１の厚さはそれぞれ０.４ｍｍの板材で形成されている。この場合、電磁界モードはＴＥＭモードで、図１に示されるＴＥ₀₁モードとは異なるが、その高周波電界は伝送路５と垂直方向にあり、凹凸部に対して平行方向で、前述の例と基本的な動作に変化はない。
【００３２】
なお、この例では、スペーサが示されていないが、この凹凸板状体１０や誘導性窓１１は外部導体８の内面に形成されたスリット内に嵌め込む構造になっているため、そのスリット間に０.４ｍｍの間隔が設けられており、結局前述の例と同様に全体で２ｍｍの厚さに形成されている。外部導体８の内壁の溝に嵌め込む構造ではなく、外部導体８を分断してその間に挿入する構造にすれば、前述の例と同様に０.４ｍｍ厚程度で、外部導体と同じ内外径の板状のスペーサを挟めば、そのまま重ね合せることもできる。
【００３３】
凹凸板状体１０は、図４に示される例では、外部導体８側から凸部１０ａが形成された外部導体８の一部と連続して形成されているが、内部導体９側から外部導体８側に向って突出する凸部でもよい。また、図４に示される構造では、凸部１０ａの幅が広くて、凹部１０ｂの幅が狭く形成されているため、リング状の板にスリットが切られた構造になっているが、図４（ｂ）に示されるように、凸部１０ａの先端の対向部でキャパシタンスＣが形成され、凹部１０ｂにインダクタンスがＬ形成されればよく、この凸部１０ａの幅や間隔は、前述の導波管の場合と同様に、所望の阻止周波数およびその帯域幅に基づいて設定される。
【００３４】
誘導性窓１１は、図４（ｃ）に示されるように、外部導体８と内部導体９とを短絡するようなスタブ１１ａが形成されたリング状の金属板などの導電性板状部材からなっている。したがって、この場合も内部導体９側から連続して形成されたものでもよい。この場合、スタブ１１ａが外部導体８と内部導体９とを短絡しないで、離れていても動作はするが、離れていると、その間にキャパシタンスが形成され、単純な誘導性窓としては動作しなくなる。また、この場合も、板状体よりは厚くなるが、板状体ではなく断面形状が円形の棒を、たとえば外部導体８と内部導体９とを短絡するように、伝送路５内に立てる構造にしてもよい。
【００３５】
以上のように、この例でも、誘導性窓１１のインダクタンスと凹凸板状体１０のキャパシタンスを主体として、通過帯域の周波数帯で並列共振をし、凹凸板状体１０のキャパシタンスとインダクタンスとで阻止帯域の周波数帯で直列共振をするように、凹凸板状体１０の凹凸部および誘導性窓が形成されればよい。
【００３６】
図５は、本発明によるフィルタのさらに他の実施形態を説明する斜視分解説明図である。すなわち、この構成は、図１に示される誘導性窓２、スペーサ３、凹凸板状体４、スペーサ３からなる組を１単位として、複数段（図５では２段）並べた構造にしたものである。図５に示される例では、２個のフィルタ構成単位Ａの間を誘導性窓２と同様な構成で、開口部１２ａの大きさを調整することにより両者の結合度を調整することができる結合窓１２が介在されている。そして、この結合度を大きくすれば、両者の共振周波数の間隔が大きくなり、小さくすれば共振周波数の間隔が小さくなるため、帯域を調整することができる。この結合窓１２もインダクタンスを有しており誘導性窓２と兼用されたもので、このインダクタンスＬも両者のフィルタ構成単位のインダクタンスとして作用する。このように、フィルタ構成単位を複数段形成することにより、フィルタの帯域を広くすることができる。なお、構成単位の誘導性窓の数は、１個でも複数個でもよく、結合窓と共に前述の共振回路を構成するように形成されればよい。また、前述のように、スペーサなしで形成することもできる。
【００３７】
前述の各例で、誘導性窓や凹凸板状体などを金属板またはプラスティックなどにメタライズしたものを用いている。電波を伝搬するためには、導電性を有する必要があるが、凹凸板状体の凸部先端部は、前述のように間隔が狭くなると放電しやすく、とくに大電力用の伝送線路では放電しやすい。しかし、凸部の先端部表面に、たとえばシリコーングリスなどの誘電体膜を塗布することにより、電流はその内面の導電性材料表面で流れ、間隔の狭い先端部表面には金属が直接露出しないため、放電を抑制することができる。その結果、間隔を狭くしてキャパシタンスを大きくしながら、耐電力を向上させることができる。
【００３８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、導波管や同軸線路などの立体回路からなる伝送線路に用いるフィルタを、非常に小型で、低コストの構造にすることができる。しかも、使用する周波数帯の２倍の周波数帯を確実に減衰させることができるフィルタが得られるので、レーダ装置などの比較的大電力を取扱うマイクロ波装置からの不要輻射を有効に低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるフィルタの一実施形態の構成を説明する図である。
【図２】図１に示されるフィルタの等価回路を示す図である。
【図３】図１に示されるフィルタのリターンロスおよび挿入損失の特性例を示す図である。
【図４】本発明による他の実施形態を示す説明図である。
【図５】本発明によるさらに他の実施形態を示す説明図である。
【図６】従来の導波管型フィルタの一例を示す図である。
【図７】従来の同軸型フィルタの一例を示す図である。
【図８】従来の導波管型フィルタの他の例を示す図である。
【符号の説明】
１入出力導波管
２誘導性窓
３スペーサ
４凹凸板状体
５伝送路
８外部導体
９内部導体
１０凹凸板状体
１１誘導性窓

Claims

導波管または同軸線路からなる伝送線路と、該伝送線路の伝送路に対してほぼ直角方向から挿入される棒状体または板状体からなる誘導性窓と、前記伝送路に対してほぼ直角方向から挿入され、前記伝送路内でキャパシタンスおよびインダクタンスを形成する凹凸板状体とを有し、
該凹凸板状体は凹部と凸部を交互にそれぞれ複数個有し、
前記誘導性窓が前記凹凸板状体の両側に設けられ、かつ、該誘導性窓と前記凹凸板状体との間に前記伝送路を構成する板状体からなるスペーサが介在されてなり、
前記誘導性窓および前記凹凸板状体のインダクタンスとキャパシタンスとによる並列共振周波数帯を通過帯域とし、前記凹凸板状体のキャパシタンスとインダクタンスとによる直列共振周波数帯を阻止帯域とするフィルタ。
前記誘導性窓および前記凹凸板状体を含むフィルタの構成単位が複数段設けられてなる請求項１記載のフィルタ。
前記凹凸板状体の前記凸部表面に誘電体膜が設けられてなる請求項１または２記載のフィルタ。