WO2020173243A1 - 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器 - Google Patents

一种传输零点可控的基片集成波导滤波器 Download PDF

Info

Publication number
WO2020173243A1
WO2020173243A1 PCT/CN2020/072514 CN2020072514W WO2020173243A1 WO 2020173243 A1 WO2020173243 A1 WO 2020173243A1 CN 2020072514 W CN2020072514 W CN 2020072514W WO 2020173243 A1 WO2020173243 A1 WO 2020173243A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
rectangular plate
integrated waveguide
side rectangular
strip
edge
Prior art date
Application number
PCT/CN2020/072514
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
苏道一
Original Assignee
广东曼克维通信科技有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 广东曼克维通信科技有限公司 filed Critical 广东曼克维通信科技有限公司
Publication of WO2020173243A1 publication Critical patent/WO2020173243A1/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure

Definitions

  • a substrate-integrated waveguide filter with controllable transmission zeros is disclosed.
  • This application claims the priority of Chinese patent application CN20191 01 38397.3. filed on February 25, 2019, the disclosure of which is incorporated herein by reference in its entirety.
  • TECHNICAL FIELD The present invention generally relates to the field of communication technology, and in particular to a substrate integrated waveguide filter with a controllable transmission zero point.
  • BACKGROUND With the rapid development of modern microwave and millimeter wave circuit systems, their functions are becoming more and more complex, and electrical performance requirements are getting higher and higher. At the same time, there is a demand for small size and light weight in applications. Especially with the gradual commercialization of 5G, electromagnetic spectrum resources are becoming more and more tense, and the interference between similar frequencies is increasing.
  • the controllable transmission zero point is especially suitable for the dynamic asymmetric filter response environment in the multi-band spectrum.
  • the asymmetric response can adjust the selectivity of the filter without increasing the order of the filter, so that the interference of certain frequency changes can be suppressed more flexibly.
  • the controllable points are to change the position of the transmission zero point on the same side of the band pass filter. For example, patent application CN201 81 01 22500.
  • embodiments of the present invention provide a substrate integrated waveguide filter with a controllable transmission zero point, which solves the problem that the current controllability of the transmission zero point can only change the position of the transmission zero point on the same side of the band-pass filter.
  • the design is limited, and the goal of miniaturization of the filter is achieved while ensuring that the filter is adjustable.
  • the present invention provides a substrate-integrated waveguide filter with a controllable transmission zero point, comprising a first metal layer, a first dielectric substrate layer, a second metal layer, a second dielectric substrate layer, and a third metal layer that are sequentially stacked in a longitudinal direction
  • the second metal layer includes an input side rectangular plate and an output side rectangular plate that are arranged side by side and spaced apart, and a coupling gap is formed between the input side rectangular plate and the output side rectangular plate, at a predetermined position of the coupling gap Equipped with adjustment devices.
  • the first dielectric substrate layer, the second metal layer, and the second dielectric substrate layer are respectively provided with metal vias that penetrate up and down in their respective via regions.
  • the via area is U-shaped, and a plurality of the metal vias are arranged in a U-shaped distribution at equal intervals.
  • the second metal layer includes a U-shaped via edge and a strip-shaped edge, and the strip-shaped edge is correspondingly arranged at intervals from the open end of the U-shaped via edge to form the The receiving area of the input-side rectangular plate and the output-side rectangular plate, and the input-side rectangular plate and the output-side rectangular plate are arranged in parallel and spaced in the receiving area.
  • a U-shaped gap is formed between the edge of the U-shaped via and the input-side rectangular plate and the output-side rectangular plate.
  • a strip-shaped gap is formed between the strip-shaped edge and the input-side rectangular plate and the output-side rectangular plate, and the coupling gap connects the U-shaped gap and the strip-shaped gap.
  • opposite ends of the second metal layer are provided with a first metal strip and a second metal strip as an input end and an output end.
  • the first metal strip passes through the space between the strip edge and the open end of the U-shaped via edge, and is connected to the input side rectangular plate; the second metal The strip passes through the space between the strip edge and the open end of the U-shaped via edge, and is connected to the output side rectangular plate.
  • the adjusting device is a variable capacitor.
  • the adjusting device is arranged at the middle position of the coupling gap.
  • the substrate integrated waveguide filter with controllable transmission zero provided by the embodiment of the present invention provides a more flexible transmission zero control method, which can adjust the position of the transmission zero at the left and right of the passband, and further increase the resistance of the tunable filter.
  • the flexibility of interference, and the design of an adjustable structure on the miniaturized quadruple-folded substrate integrated waveguide resonator cavity can achieve miniaturization while ensuring that the filter is adjustable.
  • Figure 1 shows a schematic structural diagram of a quadruple-folded substrate integrated waveguide resonator according to an embodiment of the present invention
  • Figure 2 shows a structure of a substrate integrated waveguide filter with controllable transmission zeros according to an embodiment of the present invention Schematic diagram
  • Figure 3 shows a top view of the intermediate metal layer of a substrate integrated waveguide filter with controllable transmission zeros according to an embodiment of the present invention
  • the transmission characteristic curve of the substrate integrated waveguide filter with controllable transmission zero under different adjustment device parameters.
  • orientation words such as the terms “center”, “horizontal (X)”, “longitudinal (7)”, “vertical (7)”, “length”, “width”, “thickness” , “Up”, “Down”, “Front”, “Back”, “Left”, “Right”, “Vertical”, “Horizontal”, “Top”, “Bottom”, “Inner”, “Outer”, The orientation or positional relationship indicated by “clockwise”, “counterclockwise”, etc.
  • the terms “assembled”, “connected”, and “connected” should be understood in a broad sense, for example, it may be a fixed connection, a detachable connection, or an integrated Ground connection; It can also be a mechanical connection; It can be directly connected, or it can be connected through an intermediate medium, and it can be internal communication between two components.
  • the current controllable transmission zero point is to change the position of the transmission zero point on the same side of the band pass filter.
  • the present invention introduces the adjustable transmission zero point, introduces adjustable coupling between the cross-coupling elements, and at the same time introduces adjustment devices between the direct coupling cavities in order to adjust the left and right positions of the zero point in the passband.
  • the present invention considers designing an adjustable structure on the quadruple-folded substrate integrated waveguide resonator.
  • FIG. 1 shows a schematic structural diagram of a quadruple-folded substrate integrated waveguide resonator 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the quadruple-folded substrate integrated waveguide resonator 100 includes a first metal layer 110, a first dielectric substrate layer 120, a second metal layer 130, and a The second dielectric substrate layer 140 and the third metal layer 150 are on the first dielectric substrate
  • the via areas of the sheet layer 120, the second metal layer 130, and the second dielectric substrate layer 140 near the edge are respectively provided with metal vias 160 passing through the top and bottom.
  • the first metal layer 110 is a rectangular metal sheet covering the entire upper surface of the first dielectric substrate layer 120.
  • the third metal layer 150 is a rectangular metal sheet covering the second dielectric substrate layer.
  • the second metal layer 130 is a signal layer metal surface.
  • the metal vias 160 in the same layer have equidistant intervals between them, and they can be arranged in different ways, such as rectangular, U-shaped, L-shaped, and in-line.
  • the second metal layer 130 has a gap 170 through which the upper and lower layers perform energy coupling.
  • the cavity has the strongest electric field along the gap.
  • the gap 170 can have different shapes, such as T-shaped, C-shaped, and so on.
  • the metal vias 160 in the same layer are distributed in an L shape, and the second metal layer 130 is provided with a C-shaped slit inside the via area, and the opening direction of the C-shaped slit can be arbitrary.
  • the planar area of the quadruple-folded substrate integrated waveguide resonant cavity 100 is 1/32 of the original integrated waveguide resonant cavity, and the height is twice that of the integrated waveguide.
  • the dielectric material of the resonant cavity 100 is Rogers RT/du ri od 5880
  • the relative dielectric constant is 2.2
  • the height of the single layer is 0.58mm
  • the overall cavity size is 8. 6mm X 8. 6mm X 1. 016mm
  • the size of the C-shaped gap is 16. 7mm
  • its resonance frequency is 3. 99 GHz through high-frequency structure simulation software Ansoft HFSS simulation.
  • the filter 200 is composed of two first quadruple-folded substrate integrated waveguide resonators and a second quadruple-folded substrate integrated waveguide resonant cavities arranged side by side.
  • the first quadruple-folded substrate integrated waveguide resonant cavity and the second quadruple-folded substrate integrated waveguide resonant cavity of the filter 200 are respectively provided with a long metal sheet as an input on the second metal layer 220 And output 230.
  • the SIW microstrip line structure is adopted, and the first metal microstrip line 220 and the second metal microstrip line 230 are respectively used as source input and load output.
  • the gaps on the adjacent sides of the cavity are integrated and integrated into a gap, so as to realize the coupling between the resonant cavities.
  • the filter structure introduces the cross coupling between the load and the first resonant cavity (left in the figure), and the source and the second resonant cavity (right in the figure), a transmission zero point is generated.
  • the coupling strength is mainly affected by the length of the shared coupling gap 210 between the two resonant cavities, which belongs to the electromagnetic hybrid coupling mode.
  • FIG. 3 shows a top view 300 of the middle metal layer of the substrate integrated waveguide filter with controllable transmission zero according to an embodiment of the present invention.
  • the second metal layer of the filter 200 has a rectangular shape, with a U-shaped via edge 310, an input side rectangular plate 320, an output side rectangular plate 330, and a striped edge 340.
  • a plurality of metal vias 160 are provided at equal intervals along the U-shaped via edge 310.
  • the strip edge 340 is arranged correspondingly to the open end of the U-shaped via edge 330 at intervals to form the receiving area of the input side rectangular plate 320 and the output side rectangular plate 330, and the input side rectangular plate 320 and The output-side rectangular plate 330 is arranged in the receiving area in parallel, and there is a common coupling gap 210 between the input-side rectangular plate 320 and the output-side rectangular plate 330; the U-shaped via edge 310 is connected to the input A U-shaped gap 350 is formed between the side rectangular plate 320 and the output side rectangular plate 330; the strip edge 340 and the input side rectangular plate 320 and the output side rectangular plate 330 form a strip gap 360, sharing a coupling gap 21 0 connects the U-shaped gap 350 and the strip-shaped gap 360.
  • the width of the strip edge portion forming the strip gap is smaller than the end width of the strip edge.
  • the inner end corner of the first side edge of the U-shaped via edge 310 and the opposite input side rectangle The edges of the board side 320 are connected; the strip edge 340 is separated from the U-shaped via edge 310
  • the end corner of the input side rectangular plate 320 near the interval area of the mouth end is connected to the side edge of the bar edge on the opposite side through its side facing the bar edge 310; the first metal strip 370 passes through the bar edge
  • the space between 340 and the open end of the U-shaped via edge 310 is connected to the input side rectangular plate 320.
  • the inner end corner of the second side of the U-shaped via edge 310 is opposite to the output side rectangular plate side 330 edges are connected; the end corners of the output side rectangular plate 330 near the separation area between the open end of the strip edge 340 and the U-shaped via edge 310 pass through the side of the strip edge 310 and the opposite side of the strip The side edges of the shaped edge are connected; the second metal strip 380 passes through the space between the strip edge 340 and the open end of the U-shaped via edge 310, and is connected to the output side rectangular plate 330.
  • an adjustable coupling is introduced between the cross-coupling elements, and at the same time, in order to adjust the zero point at the left and right positions of the passband, an adjustment device 390 is introduced between the direct coupling cavities.
  • an adjustment device 390 is provided in the middle of the common coupling gap 210.
  • the adjusting device 390 is a variable capacitor.
  • other electrical components that can realize variable capacitance are also feasible. As the capacitance increases, the polarity of the hybrid coupling changes from positive coupling to negative coupling, and correspondingly, the transmission zero point changes from the right side of the resonance center frequency to the left side.
  • the structural parameters of the filter 200 are optimized by Ansoft HFSS software simulation.
  • the body size of the filter 200 is 20. 6mm X 8.6mm X 1.016mm
  • the dielectric material is Rogers RT/dur i od 5880
  • the relative dielectric constant is 2.2
  • the loss tangent value is 0. 0009.
  • La The distance between the centers of the vias at the bottom of the U-shaped via edge 310;
  • Ls the length of the shared coupling gap 210
  • L1 the length of the strip gap 360
  • L2 the distance from the inner end surface of the bottom edge of the U-shaped via edge 310 to the top of its side edge;
  • Lm the end width of the strip edge 340
  • Ld pitch of metal via 160
  • Ws the width of the first metal strip 370 or the second metal strip 380;
  • Wm The outer edge of the strip edge 340 to the first metal strip 370 or the second metal strip
  • a substrate integrated waveguide filter with a controllable transmission zero point includes a first metal layer, a first dielectric substrate layer, a second metal layer, a second dielectric substrate layer, and a third The metal layer, the first dielectric substrate layer, the second metal layer, and the second dielectric substrate layer are respectively provided with metal vias passing through the upper and lower layers in their respective via regions, wherein the structure of the second metal layer is as described above in conjunction with FIG. 3 Described.
  • FIG. 4 and 5 respectively show simulation diagrams 400 and 500 of transmission characteristic curves of a substrate integrated waveguide filter with a controllable transmission zero under different adjustment device parameters according to an embodiment of the present invention.
  • the variable capacitance value of the adjusting device 310 is respectively taken as 0.1pf And 0.5pf as an example, the corresponding transmission characteristic curve is obtained by simulating and measuring the filter with the above-mentioned filter structure parameters.
  • FIG. 4 shows the filter transmission curves S11 and S21 when the variable capacitance value of the adjusting device 310 is 0.1 pf. It can be seen that the transmission zero is 4.76GHz on the right side of the passband (center frequency 3.99Ghz).
  • FIG. 4 shows the filter transmission curves S11 and S21 when the variable capacitance value of the adjusting device 310 is 0.1 pf. It can be seen that the transmission zero is 4.76GHz on the right side of the passband (center frequency 3.99Ghz).
  • FIG. 4 shows the filter transmission curves S11 and
  • variable capacitance value of the corresponding filter adjusting device 310 is 0.5 pf.
  • the transmission zero point is 3.18 GHz on the left side of the passband (center frequency 3.99 GHz). It can be seen that the substrate integrated waveguide filter provided by the embodiment of the present invention realizes the adjustment of the positions of the transmission zero points on the left and right sides of the passband, which further enhances the anti-interference flexibility of the tunable filter.
  • an adjustable structure is designed on the miniaturized substrate integrated waveguide resonator, and the load and the first resonant cavity, the source and the second resonant cavity are introduced The cross-coupling of the two leads to the introduction of a transmission zero point.
  • the transmission zero point is adjusted by adjusting the position on both sides of the passband.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明实施例涉及一种传输零点可控的基片集成波导滤波器，包括纵向依次堆叠的第一金属层、第一介质基片层、第二金属层、第二介质基片层以及第三金属层，第二金属层包括并排间隔地设置的输入侧矩形板和输出侧矩形板，输入侧矩形板与输出侧矩形板之间形成耦合缝隙，在耦合缝隙的预定位置设置有调节器件。本发明的实施例提供的传输零点可控的基片集成波导滤波器在小型化的四重折叠基片集成波导谐振腔上设计可调结构，可以调节传输零点在通带的左右位置，进一步增加可调滤波器的抗干扰的灵活性，并且在保证滤波器可调的同时实现滤波器小型化。

Description

一种传输零点可控的基片集成波导滤波器 相关申请 本 申请要求 2019 年 2 月 25 日 提交的 中 国 专利 申请 CN20191 01 38397. 3的优先权， 其公开内容通过引用整体并入本文。 技术领域 本发明总体上涉及通信技术领域， 具体涉及一种传输零点可控的基 片集成波导滤波器。 背景技术 随着现代微波毫米波电路系统的高速发展， 其功能日趋复杂， 电性 能指标要求越来越高， 同时在应用中存在小体积、 重量轻的需求。 特别 是随着 5G的逐步商用， 电磁频谱资源愈来愈紧张， 相近频率之间的干扰 越来越大。 解决这个问题的方法之一是使用滤波器进行频率选择， 而传 输零点的产生能够提高滤波器的选择性， 或是对某些特定频率的信号产 生很强的抑制。 因此， 具有可调谐频率传输零点的微波滤波器得到了广 泛的关注。 传输零点可控特别适应于多波段谱中的动态非对称滤波器响应环 境。 非对称响应可以在不增加滤波器阶数的情况下， 调节滤波器的选择 性， 从而对某些频率变化着的干扰能更加灵活地抑制。 但是目前传输零 点的可控都是在带通滤波器的同一侧改变传输零点的位置， 例如专利申 请 CN201 81 01 22500. 0公开了一种 T型源负载耦合的传输零点可调带通滤 波器， 其只能在通带同一侧改变传输零点的位置， 不能灵活地对某些频 率的信号产生抑制。 发明内容 针对上述问题， 本发明的实施例提供一种传输零点可控的基片集成 波导滤波器， 解决了当前传输零点的可控仅能在带通滤波器的同一侧改 变传输零点的位置的设计局限， 并在保证滤波器可调的同时实现了滤波 器小型化的目标。 本发明提供一种传输零点可控的基片集成波导滤波器， 包括纵向依 次堆叠的第一金属层、 第一介质基片层、 第二金属层、 第二介质基片层 以及第三金属层， 所述第二金属层包括并排间隔地设置的输入侧矩形板 和输出侧矩形板， 所述输入侧矩形板与所述输出侧矩形板之间形成耦合 缝隙， 在所述耦合缝隙的预定位置设置有调节器件。 在某些实施例中， 所述第一介质基片层、 所述第二金属层以及所述 第二介质基片层在各自的过孔区域分别对应开设有贯通上下的金属过 孔。 在某些实施例中， 所述过孔区域呈 U 型， 多个所述金属过孔等间距 地呈 U型分布设置。 在某些实施例中， 所述第二金属层包括 U 型过孔边沿和条形边沿， 所述条形边沿与所述 U 型过孔边沿的开口端间隔地对应设置， 形成所述 输入侧矩形板和输出侧矩形板的容纳区域， 所述输入侧矩形板和输出侧 矩形板并行间隔地设置在所述容纳区域中。 在某些实施例中， 所述 U 型过孔边沿与所述输入侧矩形板和输出侧 矩形板之间形成 U型缝隙。 在某些实施例中， 所述条形边沿与所述输入侧矩形板和输出侧矩形 板之间形成条形缝隙， 所述耦合缝隙连通所述 U型缝隙和所述条形缝隙。 在某些实施例中， 所述第二金属层相对两端设置有作为输入端和输 出端的第一金属条带和第二金属条带。 在某些实施例中， 所述第一金属条带穿过所述条形边沿与所述 U 型 过孔边沿的开口端的间隔区域， 并与所述输入侧矩形板连接； 所述第二 金属条带穿过所述条形边沿与所述 U 型过孔边沿的开口端的间隔区域， 并与所述输出侧矩形板连接。 在某些实施例中， 所述调节器件为可变电容。 在某些实施例中， 所述调节器件设置于所述耦合缝隙的中间位置。 本发明的实施例提供的传输零点可控的基片集成波导滤波器， 提供 一种更加灵活的传输零点可控方法， 可以调节传输零点在通带的左右位 置， 进一步增加可调滤波器的抗干扰的灵活性， 并且在小型化的四重折 叠基片集成波导谐振腔上设计可调结构， 在保证滤波器可调的同时实现 小型化。 附图说明 图 1 示出根据本发明的一个实施例的四重折叠基片集成波导谐振腔 的结构示意图； 图 2 示出根据本发明的一个实施例的传输零点可控的基片集成波导 滤波器的结构示意图； 图 3 示出根据本发明的一个实施例的传输零点可控的基片集成波导 滤波器的中间金属层的俯视图； 以及 图 4和图 5分别示出根据本发明的一个实施例的在不同调节器件参 数情况下传输零点可控的基片集成波导滤波器的传输特性曲线。 具体实施方式 为使本发明的目的、 技术方案和优点更加清楚明白， 以下结合具体 实施例， 并参照附图， 对本发明进一步详细说明。 但本领域技术人员知 晓， 本发明并不局限于附图和以下实施例。 如本文中所述， 术语 “包括” 及其各种变体可以被理解为开放式术 语， 其意味着 “包括但不限于” 。 术语 “基于” 可以被理解为 “至少部 分地基于” 。 术语 “一个实施例” 可以被理解为 “至少一个实施例” 。 术语“另一实施例” 可以被理解为 “至少一个其它实施例” 。 在本发明的描述中， 需要说明的是， 对于方位词， 如术语“中心” ， “横向（X）”、 “纵向⑺”、 “竖向⑺” “长度”、 “宽度”、 “厚度”、 “上” 、 “下” 、 “前” 、 “后” 、 “左” 、 “右” 、 “竖直” 、 “水 平” 、 “顶” 、 “底” 、 “内” 、 “外” 、 “顺时针” 、 “逆时针” 等 所指示的方位或位置关系是基于附图所示的方位或位置关系， 仅是为了 便于叙述本发明和简化描述， 而不是指示或暗示所指的装置或元件必须 具有特定的方位、 以特定方位构造和操作， 不能理解为限制本发明的具 体保护范围。 在本发明中， 除另有明确规定和限定， 如有术语“组装”、 “相连”、 “连接” 术语应作广义去理解， 例如， 可以是固定连接， 也可以是可拆 卸连接， 或一体地连接； 也可以是机械连接； 可以是直接相连， 也可以 是通过中间媒介相连， 可以是两个元件内部相连通。 对于本领域普通技 术人员而言， 可以根据具体情况理解上述的术语在本发明中的具体含义。 如前所述， 目前传输零点的可控都是在带通滤波器的同一侧改变传 输零点的位置。 本发明为引入传输零点的可调， 在交叉耦合元素间引入 可调耦合， 同时为了调节零点在通带的左右位置， 在直接耦合腔体间引 入调节器件。 进一步地， 根据本发明的实施例， 为了实现滤波器小型化 的现实应用需求， 本发明考虑在四重折叠基片集成波导谐振腔上设计可 调结构。 基片集成波导 (S I W， Substrate I ntegrated Wavegu i de ) 由于高品 质因数、 大功率容量、 易加工和成本低等优点近年来逐步在无线通信系 统中被广泛关注， 本发明实施例提出的传输零点可控的滤波器采用基片 集成波导谐振器， 而进一步为了小型化目标， 滤波器采用两个四重折叠 基片集成波导谐振腔组成。 图 1 示出了根据本发明的一个实施例的四重折叠基片集成波导谐振 腔 1 00的结构示意图。 如图所示， 四重折叠基片集成波导谐振腔 1 00 包 括在纵向垂直方向上依次堆叠的第一金属层 1 1 0、 第一介质基片层 1 20、 第二金属层 1 30、 第二介质基片层 140和第三金属层 150， 在第一介质基 片层 120、第二金属层 130以及第二介质基片层 140各自靠近边緣的过孔 区域分别对应开设有贯通上下的金属过孔 160。 在本实施例中， 第一金属层 1 10 为矩形金属片， 覆盖第一介质基片 层 120的全部上表面， 同样地， 第三金属层 150为矩形金属片， 覆盖第 二介质基片层 140的全部下表面， 第二金属层 130为信号层金属面。 同层的金属过孔 160 之间具有等距间隔， 并且可以不同方式分布设 置， 例如矩形、 U型、 L型、 一字型等。 第二金属层 130开有缝隙 170， 上下层通过该缝隙进行能量耦合， 该腔体在沿缝隙内的电场最强。 缝隙 1 70可以有不同的形状， 例如 T型、 C型等。 在本实施例中， 同层的金属过孔 160呈 L型分布， 第二金属层 130 在其过孔区域内侧设置有 C型缝隙， C型缝隙的开口方向可以是任意的。 该四重折叠基片集成波导谐振腔 100 的平面面积为原始集成波导谐 振腔的 1 /32， 高度为集成波导的两倍。 当该谐振腔 100选用的介质材料 为 Rogers RT/du r i od 5880， 相对介电常数为 2. 2， 单层高度为 0. 508mm， 整体谐振腔尺寸为 8. 6mm X 8. 6mm X 1 . 016mm， C型缝隙尺寸为 16. 7mm ， 通过高频结构仿真软件 Ansoft HFSS仿真得到其谐振频率为 3. 99GHz。 图 2 示出了根据本发明的一个实施例的传输零点可控的基片集成波 导滤波器 200的结构示意图。 如图所示， 滤波器 200 由两个并排设置的 第一四重折叠基片集成波导谐振腔和第二四重折叠基片集成波导谐振腔 组成。 滤波器 200 的第一四重折叠基片集成波导谐振腔和第二四重折叠基 片集成波导谐振腔在第二金属层分别设置有长条形金属片作为输入 220 和输出 230。 在一个实施例中， 采用 S I W微带线结构实现， 第一金属微带 线 220和第二金属微带线 230分别作为源输入和负载输出。 在耦合结构的设计上， 将腔体相邻一侧的缝隙并为一体， 整合为一 条缝隙， 以此方式实现谐振腔之间的耦合。 由于该滤波器结构引入了负 载与第一个谐振腔 （图中左侧） 、 源与第二个谐振腔 （图中右侧） 的交 叉耦合， 从而产生传输零点。 耦合强度主要受两谐振腔间共用耦合缝隙 21 0的长度的影响， 属于电磁混合耦合方式。 共用耦合缝隙 21 0增大， 两 谐振腔之间的电耦合增强， 耦合系数也随之变大。 图 3 示出了根据本发明的一个实施例的传输零点可控的基片集成波 导滤波器的中间金属层的俯视图 300。具体的， 滤波器 200的第二金属层 呈矩形状，具有 U型过孔边沿 31 0、输入侧矩形板 320、输出侧矩形板 330 和条形边沿 340。沿所述 U型过孔边沿 31 0在其上等距间隔设置有多个金 属过孔 1 60。所述条形边沿 340与所述 U型过孔边沿 31 0的开口端间隔地 对应设置， 形成所述输入侧矩形板 320和输出侧矩形板 330的容纳区域， 所述输入侧矩形板 320和输出侧矩形板 330并行设置在所述容纳区域中， 且所述输入侧矩形板 320 与输出侧矩形板 330 之间具有共用耦合缝隙 21 0 ;所述 U型过孔边沿 31 0与所述输入侧矩形板 320和输出侧矩形板 330 之间形成 U型缝隙 350 ;所述条形边沿 340与所述输入侧矩形板 320和输 出侧矩形板 330之间形成条形缝隙 360,共用耦合缝隙 21 0连通 U型缝隙 350和条形缝隙 360。 优选地， 形成条形缝隙的所述条形边沿部分的宽度 小于条形边沿的端部宽度。 在所述条形边沿 340与所述 U型过孔边沿 31 0的开口端的间隔区域 附近， 所述 U型过孔边沿 31 0的第一侧边部的内端角与对侧的输入侧矩 形板侧 320边部连接； 所述条形边沿 340与所述 U型过孔边沿 31 0的开 口端的间隔区域附近的输入侧矩形板 320的端角通过其朝向条形边沿 310 的一侧与对侧的条形边沿的侧边部连接； 第一金属条带 370 穿过所述条 形边沿 340与所述 U型过孔边沿 310的开口端的间隔区域， 并与所述输 入侧矩形板 320连接。 在所述条形边沿 340与所述 U型过孔边沿 310的开口端的间隔区域 附近， 所述 U型过孔边沿 310的第二侧边部的内端角与对侧的输出侧矩 形板侧 330边部连接； 所述条形边沿 340与所述 U型过孔边沿 310的开 口端的间隔区域附近的输出侧矩形板 330的端角通过其朝向条形边沿 310 的一侧与对侧的条形边沿的侧边部连接； 第二金属条带 380 穿过所述条 形边沿 340与所述 U型过孔边沿 310的开口端的间隔区域， 并与所述输 出侧矩形板 330连接。 根据本发明的实施例， 在交叉耦合元素间引入可调耦合， 同时为了 调节零点在通带的左右位置， 在直接耦合腔体间引入调节器件 390。如图 所示， 在共用耦合缝隙 210中间设置有调节器件 390。 在一个实施例中， 调节器件 390 为可变电容。 作为替代， 其他能够实现可变电容的电气组 件也是可行的。 随着电容的增大， 混合搞合的搞合极性由正搞合变成负 耦合， 相应地， 传输零点由谐振中心频率的右边变为左边。 以此方式， 实现了更加灵活的传输零点可控， 可以调节传输零点在通带的左右位置， 进一步增加可调滤波器的抗干扰的灵活性。 通过 Ansoft HFSS软件仿真优化滤波器 200的结构参数。 在一个实 施例中， 滤波器 200主体尺寸为 20. 6mm X 8. 6mm X 1 . 016mm, 介质材料选 用 Rogers RT/dur i od 5880, 相对介电常数为 2. 2, 损耗正切值为 0. 0009。 图中所示具体的其他结构尺寸见下表一。 表一 参数尺寸 （单位： mm）
Figure imgf000011_0001
La: U型过孔边沿 310底边两端的过孔中心的间距；
Ls: 共用耦合缝隙 210的长度；
L1 : 条形缝隙 360的长度；
L2: U型过孔边沿 310的底边内端面到其侧边部顶端的距离；
Lm: 条形边沿 340的端部宽度；
Ld: 金属过孔 160的间距；
Ws: 第一金属条带 370或第二金属条带 380的宽度；
Wm: 条形边沿 340的外侧边部到第一金属条带 370或第二金属条带
380的距离；
Wd: 共用耦合缝隙 210和条形缝隙 360的宽度； d: 金属过孔 160的直径。 根据本发明的一个实施例， 传输零点可控的基片集成波导滤波器包 括纵向依次堆叠的第一金属层、 第一介质基片层、 第二金属层、 第二介 质基片层以及第三金属层， 第一介质基片层、 第二金属层以及第二介质 基片层在各自的过孔区域分别对应开设有贯通上下的金属过孔， 其中第 二金属层的结构如以上结合图 3所描述。 图 4和图 5分别示出了根据本发明的一个实施例的在不同调节器件 参数情况下传输零点可控的基片集成波导滤波器的传输特性曲线的仿真 图 400和 500。在本实施例中，分别取调节器件 310的可变电容值为 0.1pf 和 0. 5pf 作为示例， 对具有上述滤波器结构参数的滤波器进行仿真和测 量得到相应的传输特性曲线。 图 4示出了当调节器件 310的可变电容值为 0. 1 pf 时的滤波器传输 曲线 S1 1和 S21。 可以看到， 传输零点在通带 （中心频率 3. 99Ghz） 右边 为 4. 76GHz。在图 5中，对应的滤波器调节器件 310的可变电容值为 0. 5pf , 如图所示， 传输零点在通带 （中心频率 3. 99Ghz） 左边为 3. 18GHz。 由此 可见， 本发明实施例提供的基片集成波导滤波器实现了调节传输零点在 通带的左右两侧位置， 进一步增强了可调滤波器的抗干扰的灵活性。 本发明实施例提供的传输零点可控的基片集成波导滤波器， 在小型 化的基片集成波导谐振腔上设计可调结构， 引入负载与第一个谐振腔、 源与第二个谐振腔的交叉耦合， 从而引入传输零点， 该传输零点通过调 节器件来调节其在通带两侧的位置。 由此， 在保证滤波器可调的同时实 现了小型化。 在本说明书的描述中， 参考术语“一个实施例” 、 “一些实施例” 、 “示例” 、 “具体示例” 、 或 “一些示例” 等的描述意指结合该实施例 或示例描述的具体特征、 结构、 材料或者特点包含于本发明的至少一个 实施例或示例中。 在本说明书中， 对上述术语的示意性表述不一定指的 是相同的实施例或示例。 而且， 描述的具体特征、 结构、 材料或者特点 可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。 以上， 对本发明的实施方式进行了说明。 但是， 本发明不限定于上 述实施方式。 凡在本发明的精神和原则之内， 所做的任何修改、 等同替 换、 改进等， 均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

权 利 要 求
1 . 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 包括纵向依次 堆叠的第一金属层、 第一介质基片层、 第二金属层、 第二介质基片层以及第三金 属层， 所述第二金属层包括并排间隔地设置的输入侧矩形板和输出侧矩形板， 所 述输入侧矩形板与所述输出侧矩形板之间形成耦合缝隙， 在所述耦合缝隙的预定 位置设置有调节器件。
2. 根据权利要求 1 所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述第一介 质基片层、 所述第二金属层以及所述第二介质基片层在各自的过孔区域分别对应 开设有贯通上下的金属过孔。
3. 根据权利要求 2 所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述过孔区 域呈 U型， 多个所述金属过孔等间距地呈 U型分布设置。
4. 根据权利要求 1 -3 中任一项所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述第二金属层包括 U型过孔边沿和条形边沿， 所述条形边沿与所述 U型过孔边 沿的开口端间隔地对应设置， 形成所述输入侧矩形板和输出侧矩形板的容纳区 域， 所述输入侧矩形板和输出侧矩形板并行间隔地设置在所述容纳区域中。
5. 根据权利要求 4所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述 U型过 孔边沿与所述输入侧矩形板和输出侧矩形板之间形成 U型缝隙。
6. 根据权利要求 5 所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述条形边 沿与所述输入侧矩形板和输出侧矩形板之间形成条形缝隙， 所述耦合缝隙连通所 述 U型缝隙和所述条形缝隙。
7. 根据权利要求 4所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述第二金 属层相对两端设置有作为输入端和输出端的第一金属条带和第二金属条带。
8. 根据权利要求 7所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述第一金 属条带穿过所述条形边沿与所述 U型过孔边沿的开口端的间隔区域， 并与所述输 入侧矩形板连接； 所述第二金属条带穿过所述条形边沿与所述 U型过孔边沿的开 口端的间隔区域， 并与所述输出侧矩形板连接。
9. 根据权利要求 1 所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述调节器 件为可变电容。
1 0. 根据权利要求 1所述的基片集成波导滤波器， 其特征在于， 所述调节器 件设置于所述耦合缝隙的中间位置。
PCT/CN2020/072514 2019-02-25 2020-01-16 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器 WO2020173243A1 (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910138397.3 2019-02-25
CN201910138397.3A CN109768357B (zh) 2019-02-25 2019-02-25 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020173243A1 true WO2020173243A1 (zh) 2020-09-03

Family

ID=66457246

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2020/072514 WO2020173243A1 (zh) 2019-02-25 2020-01-16 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN109768357B (zh)
WO (1) WO2020173243A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113611993A (zh) * 2021-07-21 2021-11-05 杭州电子科技大学 一种高选择性宽阻带的折叠基片集成波导双模滤波器
CN114865253A (zh) * 2022-07-05 2022-08-05 微网优联科技(成都)有限公司 一种具有宽阻带的小型化半模基片集成波导滤波器

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109768358B (zh) * 2019-02-25 2020-08-18 广东曼克维通信科技有限公司 一种耦合折叠基片集成波导滤波器
CN109768357B (zh) * 2019-02-25 2020-12-08 广东曼克维通信科技有限公司 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器
CN112086717B (zh) * 2020-09-07 2021-08-06 郑州宇林电子科技有限公司 一种容性贴片加载的双模基片集成波导带通滤波器
CN114204235A (zh) * 2021-12-15 2022-03-18 四川天邑康和通信股份有限公司 一种monoblock滤波器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090243762A1 (en) * 2008-03-27 2009-10-01 Xiao-Ping Chen Waveguide filter
CN102354790A (zh) * 2011-10-25 2012-02-15 电子科技大学 高度小型化的基片集成波导谐振器
CN204905392U (zh) * 2015-07-31 2015-12-23 中国人民武装警察部队工程大学 一种双重折叠1/4模基片集成波导滤波器
CN108736112A (zh) * 2017-04-14 2018-11-02 上海诺基亚贝尔股份有限公司 微波电耦合结构及其实现方法
CN109378561A (zh) * 2018-10-19 2019-02-22 广东曼克维通信科技有限公司 双通带滤波器
CN109768357A (zh) * 2019-02-25 2019-05-17 广东曼克维通信科技有限公司 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2938378B1 (fr) * 2008-11-07 2015-09-04 Commissariat Energie Atomique Ligne a retard bi-ruban differentielle coplanaires, filtre differentiel d'ordre superieur et antenne filtrante munis d'une telle ligne
CN101894995B (zh) * 2010-05-19 2013-07-24 华南理工大学 一种具有恒定绝对带宽的射频电调带通滤波器
US9443810B1 (en) * 2015-09-14 2016-09-13 Qualcomm Incorporated Flip-chip employing integrated cavity filter, and related components, systems, and methods
CN208189752U (zh) * 2018-04-23 2018-12-04 重庆安全技术职业学院 一种电容谐振器的半模基片集成波导双带滤波器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090243762A1 (en) * 2008-03-27 2009-10-01 Xiao-Ping Chen Waveguide filter
CN102354790A (zh) * 2011-10-25 2012-02-15 电子科技大学 高度小型化的基片集成波导谐振器
CN204905392U (zh) * 2015-07-31 2015-12-23 中国人民武装警察部队工程大学 一种双重折叠1/4模基片集成波导滤波器
CN108736112A (zh) * 2017-04-14 2018-11-02 上海诺基亚贝尔股份有限公司 微波电耦合结构及其实现方法
CN109378561A (zh) * 2018-10-19 2019-02-22 广东曼克维通信科技有限公司 双通带滤波器
CN109768357A (zh) * 2019-02-25 2019-05-17 广东曼克维通信科技有限公司 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113611993A (zh) * 2021-07-21 2021-11-05 杭州电子科技大学 一种高选择性宽阻带的折叠基片集成波导双模滤波器
CN113611993B (zh) * 2021-07-21 2022-03-29 杭州电子科技大学 一种高选择性宽阻带的折叠基片集成波导双模滤波器
CN114865253A (zh) * 2022-07-05 2022-08-05 微网优联科技(成都)有限公司 一种具有宽阻带的小型化半模基片集成波导滤波器
CN114865253B (zh) * 2022-07-05 2022-09-20 微网优联科技(成都)有限公司 一种具有宽阻带的小型化半模基片集成波导滤波器

Also Published As

Publication number Publication date
CN109768357A (zh) 2019-05-17
CN109768357B (zh) 2020-12-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2020173243A1 (zh) 一种传输零点可控的基片集成波导滤波器
CN1874053B (zh) 加载扇形微带分支的小型化谐波抑制带通滤波器
CN111883914B (zh) 基于siw馈电的具有滤波特性的介质谐振器宽带天线
US8704723B2 (en) Differential dipole antenna system with a coplanar radiating structure and transceiver device
CN109301416B (zh) 悬置基片集成波导传输线
CN109768358B (zh) 一种耦合折叠基片集成波导滤波器
CN109301405B (zh) 三维带吸型吸收式频率选择结构
JP7468937B2 (ja) 印刷リッジギャップ導波路に基づく４次Ｋａ周波数帯バンドパスフィルタ
CN110797614B (zh) 一种具有高次模抑制的小型化基片集成波导滤波器
CN111883889A (zh) 基于人工表面等离激元和介质集成悬置线的带通滤波器
CN101667671B (zh) 具有宽阻带和低杂散特性的微带双模滤波器
CN111864324A (zh) 一种基于csrr的小型双频带通滤波器
CN114284673B (zh) 一种基片集成波导双频带滤波巴伦
US8478223B2 (en) Methods and apparatus for receiving radio frequency signals
CN109830789B (zh) 一种基于折叠基片集成波导和互补开口谐振环的宽带带通滤波器
CN101635383A (zh) 具有增强耦合和谐波抑制特性的微带双模滤波器
CN113381140A (zh) 一种基于单扰动一腔多模siw的平衡带通滤波器
CN109638395B (zh) 一种微带超宽带带通滤波器
CN108493534B (zh) 一种四模基片集成波导宽带滤波器
CN114665244B (zh) 一种基于蜿蜒线型环形谐振器的微带滤波巴伦
WO2021170119A1 (zh) 介质滤波器和通信设备
JP2004320351A (ja) デュアルモード・バンドパスフィルタ、デュプレクサ及び無線通信装置
KR20180052725A (ko) 필터링 유닛 및 필터
CN113611993B (zh) 一种高选择性宽阻带的折叠基片集成波导双模滤波器
JP4442066B2 (ja) デュアルモード・バンドパスフィルタ及びデュアルモード・バンドパスフィルタの特性調整方法並びにデュプレクサ及び無線通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20762557

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 20762557

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1