JP4017113B2 - 配電系統用アクティブフィルタ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、配電系統に設置されるアクティブフィルタに関し、特に、高調波拡大現象を抑制すると共に電圧の安定化を図る配電系統用アクティブフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電力の自由化に伴って急速に太陽光・風力発電などの分散電源の導入が進められている。これらの分散電源は、天候や風量などの状況によって発電量が変化する上、電圧・周波数安定化を目的とした系統運用とは別に、独立して動作する。このため、分散電源の発生電力が電力供給ライン（フィーダ）での電力需要を上回ると、フィーダ単位では電力が逆潮流となる場合があり、これは電圧管理や系統運用を困難にする。
【０００３】
この問題に対して、配電系統に自励式無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）を設置し、フィーダ電圧を安定化しようとする研究開発が行われている。このＳＴＡＴＣＯＭの主回路は電圧型インバータであり、インバータ出力電圧の振幅を調整することにより、連系インダクタンスに流れる無効電力を調整することができる。
【０００４】
一方、配電系統の高調波障害の抑制を目的として、配電系統に並列型アクティブフィルタを設置し、高調波電圧振幅を抑制しようとする研究開発が行われている。例えば、下記の特許文献１に記載されたアクティブフィルタは、補償電流値を得るために設置点電圧から抽出した高調波電圧に乗ずるゲインを自動調節することにより、高調波を抑制するようにしている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−３２０３２９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載されたアクティブフィルタでは、高調波抽出手段としてｄ−ｑ変換器とハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を用いているため、基本波電圧（振幅）の変化に対して高調波抽出回路が基本波成分を誤検出し、基本波電圧振幅を増加させる場合がある。
【０００７】
本発明の目的は、電源投入時や負荷電力減少時のような過渡時に変動する基本波電圧の変化に対してそのような基本波電圧の振幅変動を抑制する電圧安定化機能を備えたアクティブフィルタを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高調波電圧が発生する可能性がある配電系統に設置されるアクティブフィルタであって、配電系統の設置点電圧ｖを検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段で検出した設置点電圧ｖから高調波補償電流値ｉ^* _Cを生成する制御手段と、該高調波補償電流値ｉ^* _Cに応じて高調波電流ｉ_Cを抑制する高調波抑制手段とを有し、前記制御手段は、設置点電圧ｖの高調波成分ｖ_ｈを抽出する高調波抽出手段、これによって抽出した高調波成分ｖ_ｈに高調波抑制ゲインＫ_Ｖを乗じて高調波抑制電流値ｉ^* _{C ｈ}を生成するゲイン乗算部、設置点電圧ｖの振幅|ｖ|と目標値Ｖ^* _ｆとの差を演算する電圧値演算手段、これによって得られた差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）に基づいて前記振幅|ｖ|が目標値Ｖ^* _ｆとなるように基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を調整する基本波無効電流制御手段、及び、前記高調波抑制電流値ｉ^* _{C ｈ}と基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}から前記高調波補償電流値ｉ^* _Cを演算する電流値演算手段を備えて構成されていることを特徴とする。
【０００９】
本発明の具体的態様では、前記基本波無効電流制御手段は、
前記差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）の正負を検出する正負検出手段、
これで検出した正／負の数に応じた電流値ｉ^* _ＣＩを出力する計数手段、
前記差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）に比例ゲインＫ_Ｐを乗じて電流指令値ｉ^* _{C Ｐ}を生成する電圧補償ゲイン乗算部、及び
前記電流値ｉ^* _{C Ｉ}と電流指令値ｉ^* _{C Ｐ}から前記基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を演算する電流指令値演算手段
を備えて構成される。
【００１０】
【作用及び効果】
本発明のアクティブフィルタでは、設置点電圧ｖの高調波成分ｖ_ｈを抽出し、これに高調波抑制ゲインＫ_Ｖを乗じて高調波抑制電流値ｉ^* _{C ｈ}を生成する。一方、設置点電圧ｖの振幅|ｖ|と目標値Ｖ^* _ｆとの差（振幅の誤差）から、設置点電圧の振幅|ｖ|が目標値Ｖ^* _ｆとなるように基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を調整し、この基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}と上記の高調波抑制電流値ｉ^* _{C ｈ}から高調波補償電流値ｉ^* _Cを演算し、これによって高調波電流ｉ_Cを抑制する。
【００１１】
従って、高調波抽出手段としてハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を用いた場合でも、電源投入時のような過渡時の基本波電圧の変化に対して、設置点電圧の振幅が目標値に抑えられ、電圧の振幅の変動を抑制できる。
【００１２】
本発明の具体的態様では、設置点電圧ｖの振幅|ｖ|と目標値Ｖ^* _ｆとの差の正／負の数に応じた電流値ｉ^* _ＣＩと、前記差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）に比例ゲインＫ_ｐを乗じて得られた電流指令値ｉ^* _{C Ｐ}を加算することで、高調波抑制電流ｉ^* _{C ｈ}と逆位相の電流を与える。その結果、発生する電圧は逆位相の電圧となるため、過渡時に現れる基本波電圧振幅の変動を抑制することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明のアクティブフィルタを設置する配電系統の概略構成を示す。ここでは、6.6ｋＶの配電系統をモデル化し、配電変電所を電圧源（ｖ_ｓ）としている。実際の配電系統は４〜６フィーダで構成され、多数の需要家が接続しているが、ここでは１フィーダの幹線のみを取り上げる。
【００１４】
図１において、Ｌは配電系統のインダクタンス、Ｒは配電線ＤＬの抵抗成分、Ｃは配電線ＤＬの力率を改善するために配電線ＤＬを流れる電流の位相を進ませる進相コンデンサの容量、ｉ_Ｇは分散電源ＤＧの出力電流、ｉ_ＣはアクティブフィルタＡＦで引き込む高調波電流である。アクティブフィルタＡＦは、フィーダ幹線の末端に接続され、上記インダクタンスＬと容量Ｃの共振によって電源電圧ｖ_ｓに含まれる電圧高調波が拡大する「高調波拡大現象」を抑制するものである。
【００１５】
図２は、実施形態のアクティブフィルタＡＦの構成を示す。このアクティブフィルタＡＦは、設置点電圧（配電線ＤＬとの接続点における電圧）ｖを検出する検出回路２と、設置点電圧ｖから高調波補償電流値ｉ^* _Cを生成する制御手段としてのコントローラ３と、コントローラ３によって駆動制御される高周波抑制手段としての主回路４とを有する。
【００１６】
主回路４は、交流側の配電線ＤＬに接続した三相整合トランス４ａと三相リアクトル４ｂ（インダクタンスＬ_ｃ）、ＩＧＢＴ（ゲート隔離型バイポーラトランジスタ）で構成される三相電圧型ＰＷＭ変換器４ｃ、及び直流コンデンサ４ｄ（容量Ｃ_ｄｃ）を備えて構成され、直流コンデンサ４ｄの電圧ｖ_ｄｃをコントローラ３に送る。
【００１７】
コントローラ３では、直流コンデンサ４ｄの電圧ｖ_ｄｃと電圧指令値ｖ^* _ｄｃを比較し、基本波電流の電源電圧と同相の電流Δｉ^* _ｃｄを調整して、ｖ_ｄｃの平均電圧を一定にしている。
【００１８】
このアクティブフィルタＡＦの制御には、電圧検出方式を用いる。すなわち、アクティブフィルタの設置点電圧ｖを検出してその高調波成分ｖ_ｈを演算し、次式により高周波抑制ゲインＫ_Ｖを乗算して高調波補償電流指令値ｉ^* _Ｃｈを得る。
【００１９】
ｉ^* _Ｃｈ＝Ｋ_Ｖ・ｖ_ｈ …（１）
ここで、アクティブフィルタＡＦの電流制御が理想的に動作する電流値ｉ_Ｃｈ＝ｉ^* _Ｃｈであると仮定すると、設置点電圧ｖの高調波成分ｖ_ｈに対して、アクティブフィルタは１／Ｋ_Ｖ [Ω]の抵抗として動作する。つまり、アクティブフィルタは、配電系統の高調波に対してダンピング抵抗として動作するので、その抵抗値を決めるゲインＫ_Ｖを調整することにより、設置点だけでなくフィーダ全体の高調波拡大現象を抑制することができる。
【００２０】
以下の解析では、次のように仮定する。
（１）図１の１相について解析する。
（２）アクティブフィルタＡＦ、分散電源ＤＧは、それぞれ基本波無効電流、基本波有効電流を出力する電流源モデルとして取り扱う。
（３）分散電源ＤＧは、設置点電圧ｖに対して力率１の基本波有効電流を出力する。
（４）アクティブフィルタＡＦから見た上位系統のインピーダンスは誘導性である。
（５）配電線ＤＬのインピーダンスは、進相コンデンサのインピーダンスと比較して十分小さい。
【００２１】
分散電源ＤＧとアクティブフィルタＡＦが共に動作していない場合の設置点電圧ｖは、進相コンデンサにより上昇する。以下、設置点電圧ｖ、電源電圧ｖ_ｓその他電圧をベクトルで表わすとき、Ｖ、Ｖ_ｓのように大文字で表記する。
【００２２】
【数１】

【００２３】
図３は、分散電源ＤＧが配電系統ＤＬに有効電流を供給する場合の設置点電圧Ｖを示すフェーザ図である。この場合、分散電源ＤＧが配電系統ＤＬに有効電流を供給することにより、フィーダには、次式で表わされる電圧Ｖ_１が発生する。
【００２４】
【数２】

【００２５】
このとき、設置点電圧Ｖの実効値Ｖ_ＲＭＳは、次式（６）で得られる。
【００２６】
【数３】

【００２７】
図４は、アクティブフィルタＡＦで電圧安定化制御を行った場合の設置点電圧Ｖを示すフェーザ図である。この場合、アクティブフィルタＡＦが配電系統ＤＬに無効電流を供給することにより、フィーダには、次式で表わされる電圧Ｖ_２が発生する。
【００２８】
【数４】

【００２９】
その結果、式（７）より、設置点電圧Ｖの実行値Ｖ_ＲＭＳは、次式（８）で表わされる。
【００３０】
【数５】

【００３１】
ここで、上記仮定（５）（ただし、Ａ≒１，ωＬ>>ω^３Ｌ^２Ｃ＋ωＣＲと近似）を用いると、式（８）は次式（９）で近似できる。
【００３２】
【数６】

【００３３】
式（１０）の関係は、電圧補償に必要なアクティブフィルタの容量が分散電源の容量に対してＲ／ωＬ倍の容量でよいことを示している。また、上記仮定（４）を用いると、電圧補償に必要なアクティブフィルタの容量は分散電源の容量と比較して小さいと考えられる。この関係は、複数の配電線及び進相コンデンサが接続された系統においても成立する。従って、アクティブフィルタに電圧を安定化させる制御機能を付加することにより、効率の良い電圧補償が可能である。
【００３４】
図５は、アクティブフィルタＡＦのコントローラ３の構成を示す。このコントローラ３は、
図２の検出回路２で検出した三相交流電圧Ｖ＝（ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）を回転座標の２成分（ｄ，ｑ）で表される値（ｖ_ｄ，ｖ_ｑ）に変換するｄ−ｑ変換回路３ａ、
ｄ−ｑ変換回路３ａでｄ−ｑ変換された電圧の高調波成分を抽出する高調波抽出手段としてのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３ｂ、
ハイパスフィルタ３ｂで抽出した電圧高調波成分に高調波抑制ゲインＫ_Ｖを乗算して高調波電流値（ｉ^* _{Ch ｄ}，ｉ^* _{Ch ｑ}）を生成する高調波抑制ゲイン乗算部３ｃ、
後述のように構成した基本波無効電流制御回路３ｉから出力される基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}と上記高調波抑制ゲイン乗算部３ｃのｑ出力成分ｉ^* _{Ch ｑ}とを加算する電流値演算手段としてのｑ成分加算部３ｄ、
後述の直流成分ゲイン乗算部３ｋから出力された直流電流値Δｉ^* _{C ｄ}と高調波抑制ゲイン乗算部３ｃのｄ出力成分ｉ^* _{Ch ｄ}とを加算する電流値演算手段としてのｄ成分加算部３ｅ、
上記ｑ成分加算部３ｄとｄ成分加算部３ｅの各出力（高周波補償電流値ｉ^* _Cのｑ，ｄ成分）ｉ^* _{C ｑ}，ｉ^* _{C ｄ}を三相交流の電流指令値Ｉ^* _C ＝（ｉ^* _{C ｕ}，ｉ^* _{C ｖ}，ｉ^* _{C ｗ}）に変換するｄ−ｑ逆変換回路３ｆ、
上記ｄ−ｑ変換回路３ａから出力された電圧（ｖ_ｄ，ｖ_ｑ）の振幅（二乗和の平方根）|ｖ|を演算する振幅演算回路３ｇ、
振幅演算回路３ｇの出力（電圧振幅値）|ｖ|と電圧指令値（目標値）Ｖ^* _ｆとの差をとる差演算部３ｈ、
差演算部３ｈの出力（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）から、設置点電圧振幅|ｖ|が目標値Ｖ^* _ｆとなるように基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を自動調整する基本波無効電流制御回路３ｉ、
主回路４から出力される直流電圧値ｖ_ｄｃと所定の指令値（直流電圧設定値）ｖ^* _ｄｃとの差をとる直流電圧差演算部３ｊ、
直流電圧差演算部３ｊの出力（ｖ_ｄｃ−ｖ^* _ｄｃ）にゲインＫ_ｄｃを乗算して直流電流値Δｉ^* _{C ｄ}を生成する直流成分ゲイン乗算部３ｋ、及び
上記ｄ−ｑ変換回路３ａ及びｄ−ｑ逆変換回路３ｆに供給する三相交流の基本波（角周波数ωt ）を発生する基本波発生回路３ｐ
を有している。
【００３５】
図５に示したコントローラ３によれば、アクティブフィルタＡＦの電流指令値Ｉ^* _C ＝（ｉ^* _{C ｕ}，ｉ^* _{C ｖ}，ｉ^* _{C ｗ}）は、高調波抑制と電圧安定化の両方の制御から決定される。
【００３６】
電圧高調波抑制制御の手順は、次の通りである。
【００３７】
まず、検出回路２で検出した設置点電圧ｖの成分ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを、ｄ−ｑ変換回路３ａにより角周波数ωt でｄ−ｑ座標上の値ｖ_ｄ，ｖ_ｑに変換する。この変換は、次式に従って行われる。
【００３８】
【数７】

【００３９】
次に、ｄ−ｑ変換回路３ａの出力ｖ_ｄ，ｖ_ｑをハイパスフィルタ３ｂに入力して抽出した高調波成分に、ゲイン乗算部３ｃで高調波抑制ゲインＫ_Ｖを乗算して、ｄ−ｑ座標上の高調波抑制電流値ｉ^* _{Ch ｄ}，ｉ^* _{Ch ｑ}を生成する。
【００４０】
一方、電圧安定化制御の手順は、次の通りである。
【００４１】
まず、上記設置点電圧ｖ のｄ−ｑ座標上の値ｖ_ｄ，ｖ_ｑを電圧振幅演算回路３ｇに入力して、瞬時電圧振幅|ｖ|を次式で演算する。
【００４２】
【数８】

【００４３】
そして、差演算部３ｈで|ｖ|と電圧指令値Ｖ^* _ｆとの差を演算し、その差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）から、基本波無効電流制御回路３ｉで基本波無効電流のｑ成分ｉ^* _{Cf ｑ}を生成する。これをｑ成分加算部３ｄにて高調波抑制ゲイン乗算部３ｃのｑ出力成分（高調波電流値）ｉ^* _{Ch ｑ}と加算することにより、電流指令値ｉ^* _{C ｑ}が得られる。
【００４４】
また、上記直流成分ゲイン乗算部３ｋから出力された直流電流値Δｉ^* _{C ｄ}を、ｄ成分加算部３ｅにて、高調波抑制ゲイン乗算部３ｃのｄ出力成分（高調波電流値）ｉ^* _{Ch ｄ}と加算することにより、電流指令値ｉ^* _{C ｄ}が得られる。
【００４５】
この結果、アクティブフィルタＡＦのｄ−ｑ座標上の電流指令値ｉ^* _{C ｄ}，ｉ^* _{C ｑ}は、次の式で表わされる。
【００４６】
ｉ^* _{C ｄ}＝ｉ^* _{Ch ｄ}＋Δｉ^* _{C ｄ} …（１３）
ｉ^* _{C ｑ}＝ｉ^* _{Ch ｑ}＋ｉ^* _{Cf ｑ} …（１４）
これをｄ−ｑ逆変換回路３ｆで逆ｄ−ｑ変換して得られた各相の電流指令値ｉ^* _Ｃｕ，ｉ^* _Ｃｖ，ｉ^* _Ｃｗを、ＰＷＭ変換器４ｃ（図２）に与えることにより、高調波抑制と電圧安定化制御両方の制御が実現できる。
【００４７】
図６は、基本波無効電流制御回路３ｉの構成を示す。この制御回路３ｉは、差演算部３ｈの出力（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）の正・負に応じて正又は負の信号を出力する正負（符号）検出器３１と、その出力の符号に応じてアップ／ダウンすることにより、正／負の数に応じた値を出力する計数手段としての１６進アップダウンカウンタ３２と、差演算部３ｈの出力（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）を電流指令値ｉ^* _ＣＰに変換するゲイン（Ｋ_Ｐ）乗算部３３と、上記アップダウンカウンタ３２の計数出力で表わされる電流値ｉ^* _ＣＩとゲイン乗算部３３で生成された電流指令値ｉ^* _ＣＰとを加算して、前記基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を生成する電流指令値演算手段としての加算部３４とを有している。ここで、１６進アップダウンカウンタ３２のサンプリング周期を６０μsとすれば、その出力ｉ^* _ＣＩは、約3.9 秒で最小値（例えば−５アンペア）から最大値（例えば＋５アンペア）まで変化する。
【００４８】
この制御回路３ｉによれば、電圧振幅|ｖ|と目標値Ｖ^* _ｆを比較し、|ｖ|＞Ｖ^* _ｆになるときは、アップダウンカウンタ３２の値ｉ^* _ＣＩが増加し、|ｖ|を目標値Ｖ^* _ｆに抑制する。一方、|ｖ|＜Ｖ^* _ｆのときは、アップダウンカウンタ３２の値ｉ^* _ＣＩが減少し、|ｖ|を目標値Ｖ^* _ｆに追従させる。
【００４９】
従来のＳＴＡＴＣＯＭによる電圧安定化制御では、積分フィードバック制御が用いられているが、本発明の実施の形態は、上記のアップダウンカウンタを用いた桁落ちを生じない非線形積分により、フィードバックを行うものである。
【００５０】
ここで、分散電源の出力が増加した時の過渡応答について検討する。ただし、ここで検討する過渡現象は電圧安定化制御の応答に比べて十分に速く、高調波抑制のみが変化するものと仮定する。
【００５１】
図７は、設置点電圧Ｖのフェーザ図である。図７に示すように、Ｖは分散電源の出力電流Ｉ_Ｇによって上昇する。このとき、分散電源によって上昇する基本波電圧Ｖ_１はほぼｑ軸方向となる。従来のアクティブフィルタの制御回路では、この基本波電圧Ｖ_１の変化を高調波として検出し、アクティブフィルタは、Ｖ_１に対して同相成分の基本波電流Ｉ_ｃｈ を出力する。設置点に電圧Ｖ_３が発生すると、ＶはＶ_１とＶ_３の合計となり、分散電源の投入時（出力が変化した過渡時）に基本波電圧振幅の変動が発生する。この電圧上昇は、アクティブフィルタによる電圧安定化制御を行う際に発生する特有の問題であった。
【００５２】
本実施の形態では、図６のように基本波無効電流制御回路３ｉを比例積分フィードバック系で構成することにより、上記の問題を解決することができる。すなわち、振幅の誤差（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）に電圧補償ゲインＫ_Ｐを乗じて得られた電流指令値ｉ^* _ＣＰを加算することで、従来の制御回路で高調波を誤検出することによって発生する基本波電流Ｉ_Ｃｈと逆位相の電流を与える。その結果、発生する電圧はＶ_３と逆位相の電圧となるため、過渡時に現れる基本波電圧振幅の変動を抑制することができる。
【００５３】
以下、アクティブフィルタのシミュレーションモデルについて説明する。
【００５４】
図８は、アクティブフィルタのシミュレーションモデルの構成を示すブロック図である。シミュレーションでアクティブフィルタの動特性を模擬するためには、制御系の遅延を考慮したシミュレーションモデル化が必要となる。
【００５５】
シミュレーションには、電力系統解析用ソフトウェアであるＰＳＣＡＤを用い、ＰＳＣＡＤの機能により、フォートラン（ＦＯＲＴＲＡＮ）言語を用いて新たにアクティブフィルタのディジタル制御システム（ＰＳＣＡＤモデル）を作成した。
【００５６】
作成したモデルの入力は、設置点の電圧ｖと電流ｉ_ｃであり、出力電圧指令値ｖ^* _ｃを演算する。シミュレーションモデルでは、電圧指令値ｖ^* _ｃを制御電圧源（ｖ_ｃ）に送り、連系インダクタＬ_ｃを介して設置点に接続する。
【００５７】
図９は、シミュレーションモデルの動作タイミングを示す。シミュレーションモデルでは、モデル内のカウンタにより離散時間動作を模擬する。刻み時間を１０μsとし、カウンタをｎ＝６（０〜５）として、６０μsのサンプリング周期を模擬した。
【００５８】
まず、ｎ＝０の時点でサンプリング動作を行う。実際のディジタル制御システムでは、電圧振幅及び電圧高調波の検出と電流制御演算のために演算時間が必要であり、演算結果を電圧指令値として反映できるのは、次のサンプル点ｎ＝０となる。
【００５９】
ここで、モデルの内部で計算刻み時間分の遅延が生じるのを考慮して、ｎ＝５の時点で、電圧指令値の演算結果を制御電圧源に送ることとしている。制御電圧源では、ｎ＝０の時点で出力電圧が変化し、次に電圧指令値が送られるｎ＝５の時点まで、一定電圧となる。従って、制御電圧源は，ＰＷＭインバータの平均電圧を出力することになる。
【００６０】
＜シミュレーション条件＞
図１の配電系統において、回路定数を次のように設定した。
【００６１】
Ｌ＝22.73 ｍＨ（２８．５６％）
Ｒ＝0.33 Ω（１．３２％）
Ｃ＝30μＦ（２３．５６％）
ｉ_Ｇ＝５Ａ
ここでは、電圧変動及び電圧安定化効果が顕著になるように、一般的な配電系統に比べてＬを４倍程度に設定している。シミュレーションでは、以下の３条件について比較する。
【００６２】
（１）Ｋ_Ｖ＝０［Ａ／Ｖ］
（２）Ｋ_Ｖ＝0.1， Ｋ_Ｐ＝０［Ａ／Ｖ］
（３）Ｋ_Ｖ＝0.1， Ｋ_Ｐ＝0.2［Ａ／Ｖ］
シミュレーションでは、|ｖ|が分散電源動作前の電圧振幅（216.9 Ｖ）に抑制されるように目標値Ｖ^* _ｆを216.9 Ｖに設定し、分散電源の出力ｉ_Ｇを０から５Ａまで約３周期で上昇させた。なお、シミュレーションではアクティブフィルタの出力電圧を電圧源としたため、直流リンク電圧ｖ_ｄｃ の制御は行っていない。
【００６３】
＜シミュレーション結果＞
図１０〜図１２は、上記の条件（１）、（２）、（３）でシミュレーションを行った結果を示す図、図１３は、定常時における設置点電圧の振幅|ｖ|を示す図である。
【００６４】
図１０は、条件（１）の下でシミュレーションを行った結果を示す。この場合、高調波抑制ゲインＫ_Ｖ＝０であるから、アクティブフィルタは設置点の電圧高調波に対して無限大の抵抗となり、高調波補償電流指令値は０である。設置点電圧の振幅|ｖ|は、分散電源ＤＧの動作前は 216.9 Ｖであるが、分散電源の動作に伴って次第に上昇し、最大時には約5.9％上昇して、229.6 Ｖに達している。ここで、|ｖ|が指令値ｖ^* _ｃを超えると、アクティブフィルタの補償電流指令値ｉ^* _Cは次第に上昇し、それに伴って|ｖ|が減少して分散電源の動作前と等しくなっている。この時のアクティブフィルタが出力する基本波無効電流ｉ^* _{Cf ｑ}は 0.9Ａであり、分散電源の出力電流ｉ_Ｇの約１８％となっている。これより、配電系統の電圧補償に必要なアクティブフィルタの容量は、分散電源の容量の約１／５である。これは、図１の配電系統において末端からみたフィーダの等価インピーダンスが誘導性であるためである。しかし、図１３（ａ）のように、定常時の|ｖ|は約2.8Ｖの振幅で振動している（一定に制御されていない）。
【００６５】
図１１は、前述のゲインＫ_Ｖによる高調波抑制を行う条件（２）の下でシミュレーションを行った結果を示す。この場合、図６の基本波無効電流制御回路３ｉにおいて、電圧補償ゲインＫ_Ｐ＝０であるから、基本波無効電流ｉ^* _{Cf ｑ}は１６進アップダウンカウンタ３２の出力ｉ^* _ＣＩとなる。図１１において、分散電源投入時の過渡特性に着目すると、|ｖ|に大きな電圧変動が発生し、最大で 244Ｖに達している。このとき、アクティブフィルタの無効電流指令値ｉ^* _{c ｑ}は正の電流、すなわち進み無効電流を引き込んでいる。その結果、アクティブフィルタがコンデンサとして動作し、設置点電圧ｖを上昇させる。このように、シミュレーションの結果からも、分散電源投入時にアクティブフィルタの高調波検出が誤検出となり、設置点電圧ｖを上昇させることがわかる。
【００６６】
この場合、図１３（ｂ）に示すように、電圧振幅|ｖ|は、アクティブフィルタの電圧高調波抑制機能により、図１３（ａ）の振動の約１／１０に抑制されており、定常状態での電圧安定性を向上できる。
【００６７】
図１２は、条件（３）の下でのシミュレーション結果である。この場合、基本波無効電流制御回路３ｉに比例ゲインＫ_Ｐによる電圧補償を含めることにより、分散電源投入時に発生する|ｖ|の変動を良好に抑制できる。また、図１３（ｃ）のように、|ｖ|の振動は図１３（ｂ）と同様であり、Ｋ_Ｐによる電圧補償は|ｖ|の安定性には影響を与えない。このように、本発明のアクティブフィルタにより、高調波抑制制御で定常時の電圧安定性が向上すると共に、比例ゲインによる電圧補償を行っても電圧安定性に影響しないことがわかる。
【００６８】
以下に、本発明のアクティブフィルタによる電圧安定化制御の実験結果を掲げる。実験に用いた配電系統システムは、上記のシミュレーションに用いた回路構成と同じである。また、分散電源は、アクティブフィルタと同様の主回路を用いて力率１の有効電力を供給する。分散電源模擬装置の出力電流は５Ａに設定する。また、シミュレーションでは分散電源投入時の出力電流の増加に傾きを持たせたランプ変化としていたが、実験ではステップ変化とした。
【００６９】
＜実験結果＞
図１４は、アクティブフィルタが動作を停止している場合の実験結果を示す。分散電源の動作前の|ｖ|は 212 Ｖであるが、分散電源が動作すると 226 Ｖまで達し、定常時の|ｖ|は 220 Ｖであり、約３．８％上昇している。
【００７０】
図１５は、アクティブフィルタが動作した場合の実験結果を示す。ここで、高調波抑制ゲインＫ_Ｖ＝ 0.1（Ａ／Ｖ）、電圧補償ゲインＫ_Ｐ＝０（Ａ／Ｖ）に設定する。アクティブフィルタの電圧安定化機能により、過渡現象終了後の|ｖ|は 214Ｖに抑制されている。しかし、過渡時の|ｖ|は 235 Ｖまで上昇している。
【００７１】
図１６は、電圧補償を行った場合の実験波形を示すグラフである。ここで、電圧補償ゲインＫ_Ｖ＝ 0.2（Ａ／Ｖ）に設定した。図１５に示す場合と比較して、分散電源投入時に発生する|ｖ|のピークを約１／２に抑制している。
【００７２】
また、設置点電圧ｖ_ｕの全高調波歪率（ＴＨＤ）は、条件（１）のときは 2.96 ％、条件（２）のときは 1.06 ％、条件（３）のときは 1.21 ％である。アクティブフィルタを動作させると、高調波抑制制御により、ｖ_ｕのＴＨＤは１％程度まで改善することができる。電圧補償を行った場合には、|ｖ|の歪みによりＴＨＤは 1.2 ％に増加しているが、実用上は問題ないと考えられる。
【００７３】
以上のように、電圧安定化機能を備えたアクティブフィルタによれば、電圧安定化制御単独で動作する場合と比べて、定常時に現れる振動を抑制することができ、設置点電圧振幅の制御の安定性を改善できる。また、高調波抑制制御は、設置点電圧の位相変化に対して電圧変動を増加するようになり、電圧補償を行うことにより位相変化に伴う電圧変動を低減できる。
【００７４】
また、高調波抑制を目的としてフィーダ末端に設置するアクティブフィルタが電圧安定化機能を備えることにより、アクティブフィルタ設置点の電圧振幅の変動を抑制できる。従って、本発明のアクティブフィルタは、配電系統に分散電源が投入された際に過渡的に発生する種々の問題を良好に解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態のアクティブフィルタを含む配電系統の概略構成を示す図。
【図２】実施の形態のアクティブフィルタの構成を示す回路図。
【図３】分散電源が配電系統に有効電流を供給する場合の設置点電圧Ｖを示すフェーザ図。
【図４】アクティブフィルタによる電圧安定化制御を行った場合の設置点電圧Ｖを示すフェーザ図。
【図５】アクティブフィルタのコントローラの構成を示す回路図。
【図６】上記コントローラ内の基本波無効電流発生回路の構成を示す回路図。
【図７】設置点電圧Ｖのフェーザ図。
【図８】アクティブフィルタのシミュレーションモデルの構成を示すブロック図。
【図９】図８のシミュレーションモデルの動作タイミングを示す図。
【図１０】図８のシミレーションモデルで条件（１）の下でシミュレーションを行った結果を示すグラフ。
【図１１】図８のシミレーションモデルで条件（２）の下でシミュレーションを行った結果を示すグラフ。
【図１２】図８のシミレーションモデルで条件（３）の下でシミュレーションを行った結果を示すグラフ。
【図１３】設置点における電圧振幅|ｖ|を示す図。
【図１４】アクティブフィルタの動作を停止している場合の実験結果を示す図。
【図１５】アクティブフィルタを動作させた場合の実験結果を示す図。
【図１６】電圧補償を行った場合の実験結果を示す図。
【符号の説明】
ＡＦ…アクティブフィルタ、２…検出回路、３…コントローラ、３ａ…ｄ−ｑ変換回路、３ｂ…ハイパスフィルタ、３ｃ…高調波抑制ゲイン乗算部、３ｄ，３ｅ…加算部、３ｆ…ｄ−ｑ逆変換回路、３ｇ…振幅演算回路、３ｈ…差演算部、３ｉ…基本波無効電流制御回路、３ｊ…直流電圧差演算部、３ｋ…直流成分ゲイン乗算部、３ｐ…基本波発生回路、４…主回路、４ａ…三相整合トランス、４ｂ…三相リアクトル（インダクタンスＬ_ｃ）、４ｃ…三相電圧型ＰＷＭ変換器、４ｄ…直流コンデンサ（容量Ｃ_ｄｃ）、３１…正負検出器、３２…１６進アップダウンカウンタ、３３…ゲイン乗算部、３４…加算部。

Claims (2)

1. 高調波電圧が発生する可能性がある配電系統に設置されるアクティブフィルタであって、
   前記配電系統の設置点における電圧ｖを検出する電圧検出手段（２）と、該電圧検出手段で検出した設置点電圧ｖから高調波補償電流値ｉ^* _Cを生成する制御手段（３）と、該高調波補償電流値ｉ^* _Cに応じて高調波電流ｉ_Cを抑制する高調波抑制手段（４）とを有し、前記制御手段（３）は、
   前記設置点電圧ｖの高調波成分ｖ_ｈを抽出する高調波抽出手段（３ｂ）、
   該高調波成分ｖ_ｈにゲインＫ_Ｖを乗じて高調波抑制電流値ｉ^* _{C ｈ}を生成する高調波抑制ゲイン乗算部（３ｃ）、
   前記設置点電圧ｖの振幅|ｖ|と目標値Ｖ^* _ｆとの差を演算する電圧値演算手段（３ｇ，３ｈ）、
   該電圧値演算手段で得られた差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）に基づいて、前記振幅|ｖ|が目標値Ｖ^* _ｆとなるように基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を調整する基本波無効電流制御手段（３ｉ）、及び
   前記高調波抑制電流値ｉ^* _{C ｈ}と前記基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}から前記高調波補償電流値ｉ^* _Cを演算する電流値演算手段（３ｄ）
   を備えて構成されていることを特徴とするアクティブフィルタ。
2. 請求項１記載のアクティブフィルタにおいて、前記基本波無効電流制御手段（３ｉ）は、
   前記差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）の正負を検出する正負検出手段（３１）、
   該正負検出手段（３１）で検出した正／負の数に応じた電流値ｉ^* _ＣＩを出力する計数手段（３２）、
   前記差電圧（|ｖ|−Ｖ^* _ｆ）に比例ゲインＫ_Ｐを乗じて電流指令値ｉ^* _{C Ｐ}を生成する電圧補償ゲイン乗算部（３３）、及び
   前記電流値ｉ^* _{C Ｉ}と前記電流指令値ｉ^* _{C Ｐ}から前記基本波無効電流指令値ｉ^* _{Cf ｑ}を演算する電流指令値演算手段（３４）
   を備えて構成されていることを特徴とするアクティブフィルタ。

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