JP4014383B2 - 高精度差動型スイッチト電流源 - Google Patents
高精度差動型スイッチト電流源 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4014383B2 JP4014383B2 JP2001314682A JP2001314682A JP4014383B2 JP 4014383 B2 JP4014383 B2 JP 4014383B2 JP 2001314682 A JP2001314682 A JP 2001314682A JP 2001314682 A JP2001314682 A JP 2001314682A JP 4014383 B2 JP4014383 B2 JP 4014383B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- node
- current source
- transistor
- control input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は電流源に関する。より具体的には、本発明は、高精度の電流を異なる負荷に差動的にスイッチングする、大電流、高速度、高精度の電流ドライバに関する。
【0002】
【従来の技術】
高精度の電流源は、100BaSeTXネットワーク内の変換器の駆動に使用される電流の供給、デジタル−アナログ変換器での使用等の様々な動作に必要とされている。従来、カスコード型(cascode)カレントミラーの電流源が使用されている。
【0003】
従来のタイプの電流源の1つに、被制御カスコード型(regulated cascode)カレントミラーがある。図1は従来の被制御カスコード型カレントミラーの回路図である。
【0004】
図1に示すように、このカレントミラーは入力ノード1、第1のミラートランジスタ3、第2のミラートランジスタ5、出力トランジスタ7、電圧増幅器9、及び出力ノード11を有する。電圧増幅器9は好ましくは差動増幅器である。第1のミラートランジスタ3のドレイン及びゲートは入力ノード1に接続され、ソースはグランドに接続されている。第2のミラートランジスタ5のゲートは第1のミラートランジスタ5のゲートに接続され、ドレインは出力トランジスタ7のソースに接続され、ソースはグランドに接続されている。出力トランジスタ7のゲートは電圧増幅器9の出力に接続され、ソースは第2のトランジスタ5のドレインに接続され、ドレインは出力ノード11に接続されている。電圧増幅器9の非反転入力は参照電圧Vrefに接続され、反転入力は出力トランジスタ7のソースに接続されている。入力ノードは入力電流IINを取り込み、出力ノード11は出力電流IOUTを供給する。
【0005】
図1に示した被制御カスコード型カレントミラーの動作を以下に記載する。入力電流IINは、先ず、入力ノード1に供給される。ミラートランジスタ3及び5の両方のゲートが入力ノード1に接続されているので、この電流入力を取り込むとトランジスタ3及び5の両方がオンになる。2つのミラートランジスタ3及び5は共通のゲート電圧及び共通のソース電圧(両方のソースが接地されている)を持つのでそれらのゲート-ソース電圧は同じである。また、第1のミラートランジスタ3では、ゲート及びドレインは相互接続されているのでドレイン-ソース電圧はゲート-ソース電圧と同じである。
【0006】
第2のミラートランジスタ5を流れる電流は、該第2のミラートランジスタ5のドレイン-ソース電圧と第1のミラートランジスタ3のそれとの差に依存する。もし2つのドレイン-ソース電圧が同じであれば、第1及び第2のミラートランジスタ3及び5を通過する電流は同じになる。第2のミラートランジスタ5のドレイン-ソース電圧が増加するにつれ、それを通過する電流も増加し、回路の利得が大きくなる。同様に、第2のミラートランジスタ5のドレイン-ソース電圧が減少するにつれ、それを通過する電流が減少し、回路の利得が小さくなる。
【0007】
出力トランジスタ7及び電圧増幅器9はそのとき、第1及び第2のミラートランジスタ3及び5によって形成されるカレントミラーの出力を、この技術分野では周知のフィードバックループを用いて調整する。
【0008】
しかしながら、図1のカレントミラーは出力電流が1つだけである。多くの用途、例えば、デジタル−アナログ変換器、100BaSeTXネットワーク内の駆動用変換器では、1つの入力電流に基づいた複数の出力電流ラインが要求される。この複数の出力を提供する1つの方法は、差動増幅器を電流分割器として使用することである。
【0009】
図2は電流分割器として使用される従来の差動増幅器を示す回路図である。図2に示すように、差動増幅器は入力ノード21、第1及び第2のトランジスタ23及び25、第1及び第2の制御ノード27及び29、第1及び第2の出力ノード31及び33を含む。第1のトランジスタ23のソースは入力ノード21に接続され、ドレインは第1の出力ノード31に接続され、ゲートは第1の制御ノード27に接続されている。第2のトランジスタ25のソースは入力ノード21に接続され、ドレインは第2の出力ノード33に接続され、ゲートは第1の制御ノード29に接続されている。第1の制御ノード27は第1の制御信号C1を受け取り、第1のトランジスタ23のゲートに第1の制御信号C1を供給することによって該第1のトランジスタ23の動作を制御する。第1の制御ノード29は第2の制御信号C2を受け取り、第2のトランジスタ25のゲートに第2の制御信号C2を供給することによって該第2のトランジスタ25の動作を制御する。入力ノード21は入力電流IINを受け取り、第1の出力ノード31は第1のトランジスタ23がオンになったとき第1の出力電流IOUT1を供給し、第2の出力ノード33は第2のトランジスタ25がオンになったとき第2の出力電流IOUT2を供給する。
【0010】
図2の電流分割器としての差動増幅器の動作を以下に記載する。差動増幅器は、第1及び第2の制御信号C1及びC2の値に応じ、また、第1及び第2のトランジスタ23及び25がオンになったか否かに応じ、2つの出力ノード31及び33で異なる出力を供給することができる。2つのトランジスタ23及び25のそれぞれがオンになるとき、入力電流IINの一部あるいは全部がそれを通ってそれぞれの出力ノード31あるいは33に流れることができる。表1は、C1とC2の起こり得る組み合わせについての出力電流IOUT1及びIOUT2を示している。
【0011】
【表1】
【0012】
表1に示すように、もしC1とC2が両方とも「0」であれば、第1及び第2のトランジスタ23及び25はオフとなり、電流はどちらのトランジスタも流れることはできない。その結果、第1及び第2の出力ノード31及び33における電流IOUT1及びIOUT2は両方とも0になる。もし、C1が「0」、C2が「1」であれば、第1のトランジスタはオフになり、第2のトランジスタはオンになる。従って、入力電流は第2のトランジスタ25を流れることができるが、第1のトランジスタ23を流れることはできない。その結果、第1の出力ノード31における電流IOUT1は0になり、第2の出力ノード33における電流IOUT2はIINになる。同様に、もしC1が「1」、C2が「0」であれば、第1のトランジスタはオンになり、第2のトランジスタはオフになる。入力電流は、第1のトランジスタ23を流れることはできるが、第2のトランジスタ25を流れることはできない。その結果、第1の出力ノード31における電流IOUT1はIINになり、第2の出力ノード33における電流IOUT2は0になる。最後に、もしC1とC2が両方とも「1」であれば、第1のトランジスタ23及び第2のトランジスタ25はオンになり、入力電流IINは第1のトランジスタ23及び第2のトランジスタ25の両方を流れることができる。その結果、第1の出力ノード31における電流IOUT1及び第2の出力ノード33におけるIOUT2は、両方ともIIN/2になる。
【0013】
電流の分割を高精度にするため、導通しているトランジスタを飽和させておくことが好ましい。
【0014】
もし、2つの出力電流IOUT1とIOUT2との間の差を、このような起こり得る制御入力状態のそれぞれについて取れば、3つの異なる電流、+IIN、−IIN、0を得ることができる。それにより、1つの入力電流を複数の異なる出力電流に変換することができる。同様にして、出力電流を電圧に変換し、出力電圧間の差を取ることによって、制御信号C1及びC2の値に応じて3つの異なる出力電圧を生成することができる。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の従来の差動増幅器電流源は、入力ノード21から電流源に直列に配置され、デジタル制御されるトランジスタ23及び25のため、出力における電圧振幅を充分に大きくすることはできない。それは、第1及び第2のトランジスタ23及び25を飽和状態に維持しなければならないのであるが、電圧振幅が大きくなりすぎると、第1及び第2のトランジスタ23及び25が飽和状態から外れてしまうという理由による。
【0016】
従って、本発明の目的は、異なる負荷に対し、高精度且つ差動的にスイッチングされる電流を供給する従来技術の様々な欠点を克服するか、あるいは少なくとも最小限度にすることである。
【0017】
本発明の他の目的は、所望の精度を保ちながら、様々な出力の間で高速にスイッチングすることが可能であり、差動的にスイッチされる電流源を提供することである。
【0018】
【課題を解決するための手段】
本発明の1つの態様によれば、
電流入力端子、第1のノードに接続された第1の制御入力端子、第2のノードに接続された第2の制御入力端子、及び第1及び第2の電流出力端子を有する差動増幅器と、
参照電圧に接続された第1の増幅器入力、前記電流入力に接続された第2の増幅器入力、及び増幅器出力ノードに接続された増幅器出力を有する電圧増幅器と、
前記増幅器出力ノードと前記第1のノードの間に接続され、第1の制御入力信号によって制御される第1のスイッチと、
前記増幅器出力ノードと前記第2のノードの間に接続され、第2の制御入力信号によって制御される第2のスイッチと、
参照ノードと前記第1のノードの間に接続され、第3の制御入力信号によって制御される第3のスイッチと、
前記参照ノードと前記第2のノードの間に接続され、第4の制御入力信号によって制御される第4のスイッチとを備え、
前記第1及び第4の制御入力信号として、前記第1及び第4のスイッチを開くものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力信号として、前記第2及び第3のスイッチを閉じるものを供給することにより、前記第1の電流出力端子からの電流出力がゼロとなり、前記第2の電流出力端子からの電流出力が、前記電流入力端子から入力される電流の値に等しい第1の値となる状態と、
前記第1及び第4の制御入力信号として、前記第1及び第4のスイッチを閉じるものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力信号として、前記第2及び第3のスイッチを開くものを供給することにより、前記第1の電流出力端子からの電流出力が前記第1の値となり、前記第2の電流出力端子からの電流出力がゼロとなる状態と、
前記第1及び第2の制御入力信号として、前記第1及び第2のスイッチを閉じるものを供給するとともに、前記第3及び第4の制御入力信号として、前記第3及び第4のスイッチを開くものを供給することにより、前記第1及び第2の電流出力端子からの電流出力がともに、前記第1の値の半分となる状態
のいずれかを選択的に取ることができる
スイッチト電流源が提供される。
【0019】
本発明の別の態様によれば、前記電流入力端子に第1の電流を供給するための第1の電流源が提供され、該第1の電流源は、第2の電流源と、該第2の電流源に接続され、第1の電流を前記電流入力ノードに供給する第1のカレントミラーとを含む。
【0020】
本発明の更に別の態様によれば、前記差動増幅器は、
ゲートが前記第1のノードに接続され、ソースが前記電流入力ノードに接続され、ドレインが前記第1の電流出力端子に接続された第1の差動トランジスタと、
ゲートが前記第2のノードに接続され、ソースが前記電流入力ノードに接続され、ドレインが前記第2の電流出力端子に接続された第2の差動トランジスタとを含む。
【0021】
本発明の更に別の態様によれば、
ゲートが第1の中間ノードに接続され、ソースが入力ノードに接続され、ドレインが第1の出力ノードを形成する第1の差動トランジスタと、
ゲートが第2の中間ノードに接続され、ソースが前記入力ノードに接続され、ドレインが第2の出力ノードを形成する第2の差動トランジスタと、
参照電圧に接続された第1の増幅器入力、前記電流入力に接続された第2の増幅器入力、及び増幅器出力を有する電圧増幅器と、
前記増幅器出力ノードと前記第1の中間ノードの間に接続され、ゲートが前記第1の制御入力端子に接続された第1のスイッチングトランジスタと、
前記電圧増幅器と前記第2の中間ノードの間に接続され、ゲートが第2の制御入力端子に接続された第2のスイッチングトランジスタと、
前記入力ノードと前記第1の中間ノードの間に接続され、ゲートが第3の制御入力端子に接続された第3のスイッチングトランジスタと、
前記入力ノードと前記第2の中間ノードの間に接続され、ゲートが第4の制御入力端子に接続された第4のスイッチングトランジスタとを備え
前記第1及び第4の制御入力端子に、前記第1及び第4のスイッチングトランジスタをオフとするものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力端子に、前記第2及び第3のスイッチングトランジスタをオンとするものを供給することにより、前記第1の出力ノードからの電流出力がゼロとなり、前記第2の出力ノードからの電流出力が、前記入力ノードから入力される電流の値に等しい第1の値となる状態と、
前記第1及び第4の制御入力端子に、前記第1及び第4のスイッチングトランジスタをオンとするものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力端子に、前記第2及び第3のスイッチングトランジスタをオフとするものを供給することにより、前記第1の出力ノードからの電流出力が前記第1の値となり、前記第2の出力ノードからの電流出力がゼロとなる状態と、
前記第1及び第2の制御入力端子に、前記第1及び第2のスイッチングトランジスタをオンとするものを供給するとともに、前記第3及び第4の制御入力端子に、前記第3及び第4のスイッチングトランジスタをオフとするものを供給することにより、前記第1及び第2の電流出力ノードからの電流出力がともに、前記第1の値の半分となる状態
のいずれかを選択的に取ることができる
スイッチト電流源が提供される。
【0022】
上記の目的及び他の目的ならびに本発明の利点は、以下の記載及び添付の図面から明確になるであろう。
【0023】
【発明の実施の形態】
本発明は、差動的にスイッチされる電流源の速度及び精度を改善するために新規なスイッチング構成を用いている。
【0024】
図3は、本発明の第1の好ましい実施形態に従う差動電流スイッチを示している。図3に示すようにスイッチト電流源(switched current source)は、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110、第1から第4のスイッチ115、120、125及び130、電圧増幅器135、及びコンデンサ140を含む。
【0025】
第1の差動トランジスタ105のソースは入力ノードN1に接続され、ドレインは第1の出力ノードN2に接続され、ゲートは第1の制御ノードN3に接続されている。第2の差動トランジスタ110のソースは入力ノードN1に接続され、ドレインは第2の出力ノードN4に接続され、ゲートは第2の制御ノードN5に接続されている。この接続により、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110は差動増幅器を形成する。本実施形態では、入力電流IINが等しく分割されるように第1及び第2の差動トランジスタ105及び110のパラメータは同じ値に選択される。別の実施形態では、両方の差動トランジスタがオンになったときに所望の電流分割比を得るため異なるパラメータを用いてもよい。
【0026】
電圧増幅器135の非反転入力は参照電圧に接続され、反転入力は入力ノードN1に接続され、出力は増幅器出力ノードN6に接続されている。コンデンサ140は増幅器出力ノードN6とグランドの間に接続され、遷移中の増幅器出力ノードの電位を保持するために、また、必要に応じて出力電流のエッジをなだらかにするためにフィードバック増幅器の周波数応答を補償する。
【0027】
第1のスイッチ115は第1の制御ノードN3と増幅器出力ノードN6の間に接続され、第1の制御信号S1によって制御される。第2のスイッチ120は、第2の制御ノードN5と増幅器出力ノードN6の間に接続され第2の制御信号S2によって制御される。第3のスイッチ125は、第1の制御ノードN3と入力ノードN1の間に接続され、第3の制御信号S3によって制御される。第4のスイッチ130は、第2の制御ノードN5と入力ノードN1の間に接続され、第4の制御信号S4によって制御される。
【0028】
第1及び第2のスイッチ115及び120は、選択されたトランジスタが入力電流IINの一部あるいは全部を出力ノードN2及びN4の一方または両方に流すことを可能にするために、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110の一方または両方を選択するように動作する。第3及び第4のスイッチ125及び130は、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110を、それらが選択されないときにはそれぞれ急速にプルダウンさせるように動作するので、トランジスタゲートが浮いたままになることはない。この新規な構成は、システムの動作速度及び効率を向上させ、より高いスイッチング精度を可能にするものである。
【0029】
第1及び第3のスイッチ115及び125はそれらの個々の機能により、第2及び第4のスイッチ120及び130と同様、常に反対の位置にある。即ち、第1のスイッチ115が開いているときには第3のスイッチ125が閉じており、第1のスイッチ115が閉じているときには第3のスイッチ125は開いている。これと同じ関係が第2及び第4のトランジスタ120及び130の間に存在する。その理由は、例えば、第1の差動トランジスタ105の動作を見れば明らかである。第1の差動トランジスタ105を能動化するときには、該第1の差動トランジスタ105がオンになるように第1のスイッチ115を閉じる。第1の差動トランジスタ105はオンになりプルダウンされることは無いので、第3のスイッチ125は開いたままである。同様に、第1の差動トランジスタ105を非能動化するときには、該第1の差動トランジスタ105をオフ状態に置くために第1のスイッチ115を開いたままにする。次に、第1の差動トランジスタ105をプルダウンさせ、且つそのゲートが浮くことがないようにするために第3のスイッチ125を閉じる。そうしないとそれが非能動化され、ゲートが浮くからである。
【0030】
この構成により、第1及び第3のスイッチ115及び125の両方が閉じたり、両方が開いたりする状況は起こらない。もし両方が閉じると、この回路は、第1の差動トランジスタ105を駆動し且つ同時にプルダウンさせることになる。もし両方が開くと、第1の差動トランジスタ105はオンにならず、そのゲートが浮くことになる。これらの状態はいずれもスイッチト電流源の動作には不都合であり、避けなければならない。同様の理由により、第2及び第4のスイッチ120及び130の両方が閉じたり、両方が開いたりする状況は起こらない。
【0031】
第1及び第3のスイッチ115及び125の間、及び第2及び第4のスイッチ120と130の間のこの関係により、第1から第4のスイッチ115、120、125及び130を適切に制御するために必要とされるものは2つの制御信号S1及びS2だけである。第1の制御信号S1は、実際には第1の制御信号S1及び第3の制御信号S3の両方のソースとして用いることができる。同様に、第2の制御信号S2は第2の制御信号S2及び第4の制御信号S4の両方のソースとして用いることができる。全てのスイッチを同じ方法で制御する場合には、制御信号S3及びS4をそれぞれ得るには、第1及び第2の制御信号S1及びS2をそれぞれインバータに通す必要がある。しかし、第1及び第3のスイッチが互いに反対の信号で能動化され、第2及び第4のスイッチが互いに反対の信号で能動化されるというようにスイッチを構成すれば、第1及び第2の制御信号S1及びS2は、そのまま第3及び第4の制御信号S3及びS4として直接機能することができる。即ち、もし第1のスイッチ115が「ハイ」信号によって開き、「ロー」信号によって閉じ、第3のスイッチが「ロー」信号によって開き、「ハイ」信号によって閉じれば、同じ制御信号を2つのスイッチに用いることができる。
【0032】
図3のスイッチト電流源の動作を以下に記載する。スイッチト電流源は、第1から第4の制御信号S1からS4の値、及び第1及び第2の差動トランジスタ105及び110がオンになったか否かに応じて、第1及び第2の出力ノードN2及びN4に異なる出力を供給する。2つのトランジスタ105及び110の各々がオンになると、入力電流IINの一部あるいは全部がそれを通りそれぞれの出力ノードN2あるいはN4に流れることができる。表2は、S1からS4の起こり得る組み合わせについて出力電流IOUT1及びIOUT2を示している。
【0033】
【表2】
【0034】
表2に示すように、もしS1とS2が両方とも「0」であり、S3とS4が両方とも「1」であれば、第1及び第2のスイッチ115及び120は開き、第3及び第4のスイッチ125及び130は閉じる。従って、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110は両方ともオフとなり、それらのゲートが浮かないようにするため急速にプルダウンされる。その結果、電流はいずれのトランジスタも流れることができず、第1及び第2の出力ノードN2及びN4の電流IOU T1及びIOUT2は、両方とも0になる。
【0035】
もしS1が「1」、S2が「0」であり、S3が「0」、S4が「1」であれば、第1及び第4のスイッチ115及び130は閉じ、第2及び第3のスイッチ120及び125は開く。従って、第1の差動トランジスタ105はオンとなり、また、第2の差動トランジスタ110はオフとなり、浮かないように急速にプルダウンされる。従って入力電流IINは第1の差動トランジスタ105を流れることはできるが、第2の差動トランジスタ110を流れることはできない。その結果、第1の出力ノードN2における電流IOUT1はIINに等しくなり、第2の出力ノードN4における電流IOUT2は0になる。
【0036】
同様に、もしS1が「0」、S2が「1」であり、S3が「1」、S4が「0」であれば、第1及び第4のスイッチ115及び130は開き、第2及び第3のスイッチ120及び125は閉じる。この場合、第2の差動トランジスタ110はオンとなり、また、第1の差動トランジスタ105はオフとなり、浮かないように急速にプルダウンされる。従って入力電流IINは第2の差動トランジスタ110を流れることはできるが、第1の差動トランジスタ105を流れることはできない。その結果、第1の出力ノードN2における電流IOUT1は0になり、第2の出力ノードN4における電流IOUT2はIINになる。
【0037】
最後に、もしS1とS2が両方とも「1」であり、S3とS4が両方とも「0」であれば、第1及び第2のスイッチ115及び120は閉じ、また、第3及び第4のスイッチ125及び130は開く。従って、第1の差動トランジスタ105及び第2の差動トランジスタ110はオンになり、入力電流IINは第1の差動トランジスタ105及び第2の差動トランジスタ110の両方を流れることができる。2つのトランジスタは類似したパラメータを有するので、電流はそれらの間を等しく流れ、それにより第1の出力ノードN2における電流IOUT1及び第2の出力ノードN4における電流IOUT2は、両方ともIIN/2に等しくなる。
【0038】
一般的な差動増幅器を用いれば、2つの出力電流IOUT1とIOUT2との間の差を取ることにより、3つの独立した電流+IIN、−IIN、0が可能になる。それにより、1つの入力電流を複数の出力電流に変換することができる。また、出力電流を電圧に変換し、出力電圧の差を取る一般的構成を用いれば、制御信号S1からS4の値に応じた3つの異なる出力電圧を生成することができる。
【0039】
図4は、本発明の第2の好ましい実施形態による差動電流スイッチを示している。図4の回路は、第4及び第5のスイッチの接続を除き、図3の回路とほぼ同じである。
【0040】
第1の好ましい実施形態と同様、第1のスイッチ115は第1の制御ノードN3と増幅器出力ノードN6の間に接続され、第1の制御信号S1によって制御される。同様に、第2のスイッチ120は第2の制御ノードN5と増幅器出力ノードN6の間に接続され、第2の制御信号S2によって制御される。
【0041】
しかし、第3のスイッチ125は第1の制御ノードN3と参照ノードN7の間に接続されるが、第3の制御信号S3によって制御される。第4のスイッチ130は第2の制御ノードN5と参照ノードN7の間に接続され、第4の制御信号S4によって制御される。この参照ノードN7をグランドに接続してもよい。
【0042】
図5は、本発明の第3の好ましい実施形態によるスイッチト電流源を示している。図5に示す回路は、差動電流スイッチ200に入力電流IINを供給するように動作する、第1の電流源250、第1のミラートランジスタ255、及び第2のミラートランジスタ260を含む点を除けば、図3に示した第1の好ましい実施形態と同様である。また、差動電流スイッチ200では、第1から第4のスイッチ115、120、125及び130は第1から第4のスイッチングトランジスタ215、220、225及び230に置き換えられている。本実施形態では、スイッチングトランジスタは好ましくはMOSトランジスタである。
【0043】
第1の電流源250は、第1のミラートランジスタ255のドレインにISの電源電流を供給し、また、第1の参照電圧Vref1に接続される。第1及び第2のミラートランジスタ255及び260はカレントミラーとして相互に接続される。第1のミラートランジスタ255のゲートとドレインは相互に接続され、また、第2のミラートランジスタ260のゲートは第1のミラートランジスタ255のゲートに接続される。第1及び第2のミラートランジスタ255及び260のソースは両方ともグランドに接続されている。
【0044】
第1及び第2のミラートランジスタ255及び260によって形成されるカレントミラーは、第1の電流源250から電源電流ISを受け取り、第1のノードN1に入力電流IINを供給する。
【0045】
図5のカレントミラーでは、第2のミラートランジスタ260は第1のミラートランジスタ255と実質的に均等なドレイン-ソース電圧を持つことが要求される。この電圧均等性を向上させるために、オンになった作動増幅器を一周するように負帰還ループを閉じる。この帰還ループは、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110の共通のソースを電圧増幅器135を介して第1及び第2の差動トランジスタのそれぞれのゲート(どちらがオンになるかに依存して)に接続する。このようにして、差動トランジスタ105及び110の一方または両方がオンになる、可能な設定の間、図5の回路は、出力ノードN2及びN4の一方または両方に対し、高振幅、高精度の被制御カスコード型カレントミラーを形成する。
【0046】
電圧増幅器135の非反転入力は、実質的に第1のミラートランジスタ255のドレイン−ソース電圧に等しい第2の参照電圧Vref2に接続される。
【0047】
図6から図8は、第1から第4のスイッチングトランジスタ215、220、225及び230を様々に設定したときの図5の回路の動作を示す回路図である。図6から図8は、それぞれスイッチングトランジスタ215、220、225及び230の1つの特定の設定だけを表しており、また、スイッチングトランジスタ215、220、225及び230を、該特定の設定に関して機能的に等価なもので置き換えている。例えば、”オン”トランジスタを短絡回路で、また、”オフ”トランジスタを開放回路で置き換えている。更に、回路の動作をより明瞭にするため、図6から図8ではそれぞれ、スイッチングにより短絡されている回路部分及びオフになっている作動トランジスタは省略している。
【0048】
図6は、S1は「0」、S2は「1」、S3は「0」、S4は「1」のように制御信号が設定されたときの状態を示している。この場合、第1及び第4のスイッチングトランジスタ215及び230はオンになり、第2及び第3のスイッチングトランジスタ220及び225はオフになる。従って第1の差動トランジスタ105はオンになり、また、第2の差動トランジスタ110はオフになり、浮かないように急速にプルダウンされる。
【0049】
図6に示すように、上記スイッチ設定の結果、回路は実質的に第1の差動トランジスタ105、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、電圧増幅器135、及びコンデンサ145からなる被制御カスコード型カレントミラーとなる。この回路では、入力電流IINは第1の差動トランジスタ105を流れることはできるが第2の差動トランジスタ110を流れることはできない。その結果、第1の出力ノードN2における電流IOUT1はIINになり、また、第2の出力ノードN4(図6には示されていない)における電流IOUT2は0になる。
【0050】
同様に、図7は、S1は「1」、S2は「0」、S3は「1」、S4は「0」のように制御信号が設定されたときの状態を示している。この場合、第1及び第4のスイッチングトランジスタ215及び230はオフになり、第2及び第3のスイッチングトランジスタ220及び225はオンになる。従って第2の差動トランジスタ110はオンになり、また、第1の差動トランジスタ105はオフになり、浮かないように急速にプルダウンされる。
【0051】
図7に示すように、上記スイッチ設定の結果、回路は、実質的に第2の差動トランジスタ110、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、電圧増幅器135、及びコンデンサ145からなる被制御カスコード型カレントミラーとなる。この回路では、入力電流IINは第2の差動トランジスタ110を流れることはできるが第1の差動トランジスタ105を流れることはできない。その結果、第1の出力ノードN2(図7には示されていない)における電流IOUT1はゼロになり、また、第2の出力ノードN4における電流IOUT2はIINになる。
【0052】
図8は、S1が「0」、S2が「0」、S3が「0」、S4が「0」の状態を示している。この場合、第1及び第2のスイッチングトランジスタ215及び220はオンになり、第3及び第4のスイッチングトランジスタ225及び230はオフになる。この設定では、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110の両方がオンになる。
【0053】
図8に示すように、上記スイッチ設定の結果、回路は、実質的に第1及び第2の差動トランジスタ105及び110、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、電圧増幅器135、及びコンデンサ145からなる2−出力被制御カスコード型カレントミラーとなる。この回路では、入力電流IINは第1の差動トランジスタ105及び第2の差動トランジスタ110の両方を流れることができる。その結果、第1の出力ノードN2における電流IOUT1及び第2の出力ノードN4における電流IOUT2は、両方ともIIN/2になる。
【0054】
図9は、本発明の第4の好ましい実施形態によるスイッチト電流源を示している。本実施形態は、以下に記載する点を除き、第3の好ましい実施形態と同様である。図9の回路は、差動電流スイッチ300内の第1の電流源250及び電圧増幅器135をより具体的に表している。第4の好ましい実施形態では、第1の電流源250は第2の電流源305、第3及び第4のミラートランジスタ310及び315からなる。電圧増幅器135は、第1及び第2の増幅トランジスタ320及び325を含む反転増幅器である。
【0055】
図9に示すように、第4の実施形態は、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260によって形成されるカレントミラーが入力ノードN1に適切な入力電流IINを供給するために、ソース電流ISを正しく写し出していることを確認するように動作する。図5の回路と同様、第2のミラートランジスタ260は第1のミラートランジスタ255と実質的に均等なドレイン-ソース電圧を有することが要求される。この電圧均等性を高精度に実現するために、オンになった作動増幅器を一周するように負帰還ループを閉じる。この帰還ループは、電圧増幅器135内の第1及び第2の増幅トランジスタ320及び325を介し(いずれがオンになっているかにより)、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110の共通のソースを第1及び第2の差動トランジスタのそれぞれのゲートに接続する。
【0056】
電圧増幅器135では、第1の増幅トランジスタ320は好ましくはPMOSトランジスタであり、第2の増幅トランジスタは好ましくはNMOSトランジスタである。本実施形態では、第1の増幅トランジスタ320のゲートを第2の電流源305に接続し、第1の増幅器トランジスタ320が電流源として動作することを可能にする。
【0057】
第2の増幅トランジスタ325のサイズと、第1及び第2の増幅トランジスタ320及び325を流れる電流は以下の式を満たす値に設定される。
VGS325=VDS255 (1)
ここで、VGS325は第2の増幅トランジスタ325のゲート−ソース電圧であり、VDS255は第1のミラートランジスタ255のドレイン−ソース電圧である。
【0058】
図5の回路と同様、差動トランジスタ105及び110の一方または両方をオンにすることができる設定のそれぞれにおいて、図9の回路は出力ノードN2及びN4の一方または両方に対し、高振幅、高精度の被制御カスコード型カレントミラーを形成する。
【0059】
図10から図12は、第1から第4のスイッチングトランジスタ215、220、225及び230の様々な設定についての図9の回路の動作を示す回路図である。図6から図8と同様、図10から図12のそれぞれは、それぞれスイッチングトランジスタ215、220、225及び230の1つの特定の設定だけを表しており、スイッチングトランジスタ215、220、225及び230を、該特定の設定に関して機能的に等価なもので置き換えている。例えば、”オン”トランジスタを短絡回路で、また、”オフ”トランジスタを開放回路で置き換えている。更に、回路の動作をより明瞭にするため、図10から図12ではそれぞれ、スイッチングにより短絡された回路部分及びオフになっている作動トランジスタは省略している。
【0060】
図10は図6に類似しており、S1は「0」、S2は「1」、S3は「0」、S4は「1」のよう制御信号が設定されたときの状態を示している。図6の回路と同様、第1及び第4のスイッチングトランジスタ215及び230は[オン]であり、第2及び第3のスイッチングトランジスタ220及び225は[オフ]である。従って第1の差動トランジスタ105はオンになり、また、第2の差動トランジスタ110はオフになり、浮かないように急速にプルダウンされる。
【0061】
上記設定により生じる被制御カスコード型カレントミラーは、図6の対応の回路よりも詳細に図10に示されている。特に、このカレントミラーは第1の差動トランジスタ105、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、第1及び第2の増幅器トランジスタ320及び325からなる。
【0062】
図11は図7に類似しており、S1は「1」、S2は「0」、S3は「1」、S4は「0」のように、制御信号が設定されたときの状態を示している。この場合、第1及び第4のスイッチングトランジスタ215及び230は[オフ]であり、第2及び第3のスイッチングトランジスタ220及び225は[オン]である。従って第2の差動トランジスタ110はオンになり、また、第1の差動トランジスタ105はオフになり、浮かないように急速にプルダウンされる。
【0063】
上記設定により生じる被制御カスコード型カレントミラーは、図7の対応の回路よりも詳細に図11に示されている。特に、このカレントミラーは第2の差動トランジスタ110、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、第1及び第2の増幅器トランジスタ320及び325からなる。
【0064】
図12は図8に類似しており、S1は「0」、S2は「0」、S3は「0」、S4は「0」のように、制御信号が設定されたときの状態を示している。この場合、第1及び第2のスイッチングトランジスタ215及び220はオンであり、第3及び第4のスイッチングトランジスタ225及び230はオフである。この設定では、第1及び第2の差動トランジスタ105及び110は両方ともオンになる。
【0065】
上記設定により生じる被制御カスコード型カレントミラーは、図8の対応の回路よりも詳細に図12に示されている。特に、このカレントミラーは第1及び第2の差動トランジスタ105及び110、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、第1及び第2の増幅器トランジスタ320及び325からなる、2−出力カレントミラーである。
【0066】
図13は、本発明の第5の好ましい実施形態によるスイッチト電流源を示している。第5の実施形態は、差動電流スイッチ400内の電圧増幅器135の構成が異なるという点を除き、第1から第4の好ましい実施形態と同様である。第5の実施形態はまた、入力ノードN1に入力電流IINを供給するための回路が多少異なる。
【0067】
第5の好ましい実施形態の電圧増幅器135は第2の増幅トランジスタ325を含み、第1の増幅トランジスタ320が第3の電流源420で置き換えられている。
【0068】
第5の実施形態では、入力電流IINは、第1及び第2のミラートランジスタ255及び260、第4及び第5の電流源465及び470、第1及び第2の電流供給トランジスタ475及び480を含むカレントミラーから供給される。第1のミラートランジスタ255は第1の電流供給トランジスタ475とグランドの間に接続され、そのゲートは第5の電流源470に接続されている。第2のミラートランジスタ260は第1のノードN1とグランドの間に接続され、そのゲートは第1のミラートランジスタ255のゲートに接続されている。第1の電流供給トランジスタ475は第5の電流源470と第1のミラートランジスタ255の間に接続され、そのゲートは第4の電流源465に接続されている。第2の電流供給トランジスタ480は第4の電流源465とグランドの間に接続され、そのゲートは第1の電源トランジスタ475と第1のミラートランジスタ255とが接続される点に接続されている。
【0069】
この回路のトランジスタのサイズと電流源のパラメータは以下の式を満たすように設定される。
VGS325=VDS255 (2)
ここで、VGS325は第2の増幅トランジスタ325のゲート−ソース電圧であり、VDS255は第1のミラートランジスタ255のドレイン−ソース電圧である。
【0070】
第5の好ましい実施形態のスイッチト電流源の動作は、上記の第1から第4の実施形態の動作に類似している。
【0071】
図14は、本発明の第2から第5の好ましいい実施形態の差動電流スイッチ500のピン接続を示している。図14はまた、出力負荷に接続された差動電流スイッチを示すものである。
【0072】
図14に示すように、本発明の差動電流スイッチは参照電圧Vrefと基準のグランドの間に接続され、またグランドピン505及び510にそれぞれ接続される。差動電流スイッチは、電流入力ピン515に参照電流IREF(入力電流IINを生成するために使用される)を入力信号として受け取り、また、第1の制御ピン520に第1及び第3の制御信号S1及びS3として機能する第1の信号を受け取り、また、第2の制御ピン525に第2及び第3の2つの制御信号S2及びS4として機能する第2の信号を受け取る。差動電流スイッチは、第1及び第2の出力ピン530及び535に、第1及び第2の出力電流IOUT1及びIOUT2を出力としてそれぞれ供給する。
【0073】
本実施形態では、第1及び第2の出力電流IOUT1及びIOUT2は、第1から第3の負荷抵抗540、545及び550を含む出力負荷に接続される。第1の負荷抵抗540は参照電圧Vrefと第1の出力ピン530の間に接続される。第2の負荷抵抗545は参照電圧Vrefと第2の出力ピン535の間に接続される。第3の負荷抵抗550は第1及び第2の出力ピン530及び535の間に接続される。他の実施形態として、第3の負荷抵抗550を変換器−抵抗の構成で置き換えることができる。
【0074】
図15は、第1及び第2の制御ピン520及び525上の異なる制御信号について、図14の回路の第3の負荷抵抗550に加えられる電圧差を示すタイミング図である。このタイミング図では、第1の制御ピン520に受け取られる制御信号は、第3から第5の実施形態の第1及び3の制御信号S1及びS3に対応する。第2の制御ピン525に受け取られる制御信号は第3から第5の実施形態の第2及び第4の制御信号S2及びS4に対応する。
【0075】
このタイミング図は、第1及び第2の負荷抵抗540及び545は50オームの値を有し、また、第3の負荷抵抗550は100オームの値を有する場合のものである。参照電圧Vrefは2.7Vであり、また、IINの間に流れる電流は40mAである。
【0076】
図15に示すように、第3の負荷抵抗550に加えられる電圧は、制御信号S1/S3及びS2/S4の値に依存し、-V、0、+Vの3つの電圧の間で変わる。S1/S3が高く、S2/S4が低い場合、第3の負荷抵抗550に加えられる電圧は−Vである。S1/S3及びS2/S4が両方とも高い場合、第3の負荷抵抗550に加えられる電圧は0である。S1/S3が低く、S2/S4が高い場合、第3の負荷抵抗550に加えられる電圧は+Vである。
【0077】
図15に示すように、(-V=-1.0V)且つ(+V=+1.0V)である。図15のデータは、図14の回路の動作のシミュレーションにより得られたものである。
【0078】
上記の好ましい実施形態は全てCMOSトランジスタを用いるものとして記載されているが、本発明は他のトランジスタ技術にも同様に適用可能である。例えば、本発明はバイポーラあるいはBiCMOS技術を使用して実施可能である。
【0079】
以上、本発明を特定の典型的実施形態を用いて説明し、それにより本発明の多くの特徴及び利点はこの記載された説明から明らかである。特許請求の範囲は、本発明の上記の全ての特徴及び利点を含んでいる。また、多くの修正及び変更を行うことは当業者には容易であることから、本発明は図示及び記載された構成及び動作に限定されるものではない。従って、適切な変更及び等価物は本発明の範囲に含まれるものと解釈され得る。
【図面の簡単な説明】
【図1】 従来の被制御カスコード型カレントミラーを示す回路図である。
【図2】 従来の差動的にスイッチされる電流源を示す回路図である。
【図3】 本発明の第1の好ましい実施形態に従う差動型電流スイッチを示す回路図である。
【図4】 本発明の第2の好ましい実施形態に従う差動型電流スイッチを示す回路図である。
【図5】 本発明の第3の好ましい実施形態に従う、図3の回路をトランジスタをベースにして構成した場合の回路図である。
【図6】 第1から第4のスイッチを様々に設定したときの図5の回路の動作を示す回路図である。
【図7】 第1から第4のスイッチを様々に設定したときの図5の回路の動作を示す回路図である。
【図8】 第1から第4のスイッチを様々に設定したときの図5の回路の動作を示す回路図である。
【図9】 本発明の第4の好ましい実施形態に従うスイッチト電流源を示す回路図である。
【図10】 第1から第4のスイッチングトランジスタを様々に設定したときの図9の回路の動作を示す回路図である。
【図11】 第1から第4のスイッチングトランジスタを様々に設定したときの図9の回路の動作を示す回路図である。
【図12】 第1から第4のスイッチングトランジスタを様々に設定したときの図9の回路の動作を示す回路図である。
【図13】 本発明の第5の好ましい実施形態に従うスイッチト電流源を示す回路図である。
【図14】 本発明の差動的にスイッチされる高精度の電流源のピン接続を、その出力ノードに取付けた出力負荷と共に示す図である。
【図15】 図13の回路の出力負荷に加えられる電圧差を示すタイミング図である。
Claims (31)
- 電流入力端子、第1のノードに接続された第1の制御入力端子、第2のノードに接続された第2の制御入力端子、及び第1及び第2の電流出力端子を有する差動増幅器と、
参照電圧に接続された第1の増幅器入力、前記電流入力に接続された第2の増幅器入力、及び増幅器出力ノードに接続された増幅器出力を有する電圧増幅器と、
前記増幅器出力ノードと前記第1のノードの間に接続され、第1の制御入力信号によって制御される第1のスイッチと、
前記増幅器出力ノードと前記第2のノードの間に接続され、第2の制御入力信号によって制御される第2のスイッチと、
参照ノードと前記第1のノードの間に接続され、第3の制御入力信号によって制御される第3のスイッチと、
前記参照ノードと前記第2のノードの間に接続され、第4の制御入力信号によって制御される第4のスイッチと
を備え、
前記第1及び第4の制御入力信号として、前記第1及び第4のスイッチを開くものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力信号として、前記第2及び第3のスイッチを閉じるものを供給することにより、前記第1の電流出力端子からの電流出力がゼロとなり、前記第2の電流出力端子からの電流出力が、前記電流入力端子から入力される電流の値に等しい第1の値となる状態と、
前記第1及び第4の制御入力信号として、前記第1及び第4のスイッチを閉じるものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力信号として、前記第2及び第3のスイッチを開くものを供給することにより、前記第1の電流出力端子からの電流出力が前記第1の値となり、前記第2の電流出力端子からの電流出力がゼロとなる状態と、
前記第1及び第2の制御入力信号として、前記第1及び第2のスイッチを閉じるものを供給するとともに、前記第3及び第4の制御入力信号として、前記第3及び第4のスイッチを開くものを供給することにより、前記第1及び第2の電流出力端子からの電流出力がともに、前記第1の値の半分となる状態
のいずれかを選択的に取ることができる
ことを特徴とするスイッチト電流源。 - 前記参照ノードが前記電流入力に接続されていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記参照ノードがグランドに接続されていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記電流入力端子に第1の電流を供給するために第1の電流源を更に備えたことを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1の電流源が、
第2の電流源と、
該第2の電流源に接続され、前記電流入力端子に前記第1の電流を供給するように動作する第1のカレントミラーと、
を更に含むことを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。 - 前記第2の電流源が第2のカレントミラーを含むことを特徴とする請求項5に記載のスイッチト電流源。
- 前記増幅器出力ノードとグランドの間に接続されるコンデンサを更に備えることを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1及び第3の制御入力信号は同じ信号であり、前記第2及び第4の制御入力信号は同じ信号であることを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記第3の制御入力信号は前記第1の制御入力信号を反転したものであり、前記第4の制御入力信号は前記第2の制御入力信号を反転したものであることを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1から第4のスイッチが前記第1から第4の制御入力信号によりそれぞれ制御される第1から第4のスイッチングトランジスタであることを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1から第4のスイッチングトランジスタがMOSトランジスタであり、前記第1から第4の制御入力信号が該第1から第4のスイッチングトランジスタの第1から第4のゲート電極にそれぞれ供給されることを特徴とする請求項10に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1及び第2のスイッチングトランジスタがPMOSトランジスタであり、前記第3及び第4のスイッチングトランジスタがNMOSトランジスタであることを特徴とする請求項11に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1及び第3の制御入力信号は同じ信号であり、前記第2及び第4の制御入力信号は同じ信号であることを特徴とする請求項12に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1から第4のスイッチングトランジスタはバイポーラトランジスタであり、前記第1から第4の制御入力信号が該第1から第4のバイポーラスイッチングトランジスタの第1から第4のベース電極にそれぞれ供給されることを特徴とする請求項10に記載のスイッチト電流源。
- 前記差動増幅器が、
ゲートが前記第1のノードに接続され、ソースが前記電流入力端子に接続され、ドレインが前記第1の電流出力端子に接続された第1の差動トランジスタと、
ゲートが前記第2のノードに接続され、ソースが前記電流入力端子に接続され、ドレインが前記第2の電流出力端子に接続された第2の差動トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。 - 前記第1及び第2の差動トランジスタがMOSトランジスタであることを特徴とする請求項15に記載のスイッチト電流源。
- 前記電圧増幅器が、
前記参照電圧と前記増幅器出力ノードの間に接続された第1の電圧増幅トランジスタと、
前記増幅器出力ノードとグランドの間に接続され、ゲートが前記入力ノードに接続されている第2の電圧増幅トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。 - 前記第1の電圧増幅トランジスタがPMOSトランジスタであり、前記第2の電圧増幅トランジスタがNMOSトランジスタであることを特徴とする請求項17に記載のスイッチト電流源。
- 前記電圧増幅器が、
前記増幅器出力ノードに電流を供給する電流源と、
前記増幅器出力ノードとグランドの間に接続され、ゲートが前記入力ノードに接続された電圧増幅トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項1に記載のスイッチト電流源。 - ゲートが第1の中間ノードに接続され、ソースが入力ノードに接続され、ドレインが第1の出力ノードを形成する第1の差動トランジスタと、
ゲートが第2の中間ノードに接続され、ソースが前記入力ノードに接続され、ドレインが第2の出力ノードを形成する第2の差動トランジスタと、
参照電圧に接続された第1の増幅器入力、前記入力ノードに接続された第2の増幅器入力、及び増幅器出力ノードに接続された増幅器出力を有する電圧増幅器と、
前記増幅器出力ノードと前記第1の中間ノードの間に接続され、ゲートが第1の制御入力端子に接続された第1のスイッチングトランジスタと、
前記増幅器出力ノードと前記第2の中間ノードの間に接続され、ゲートが第2の制御入力端子に接続された第2のスイッチングトランジスタと、
前記入力ノードと前記第1の中間ノードの間に接続され、ゲートが第3の制御入力端子に接続された第3のスイッチングトランジスタと、
前記入力ノードと前記第2の中間ノードの間に接続され、ゲートが第4の制御入力端子に接続された第4のスイッチングトランジスタとを備え、
前記第1及び第4の制御入力端子に、前記第1及び第4のスイッチングトランジスタをオフとするものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力端子に、前記第2及び第3のスイッチングトランジスタをオンとするものを供給することにより、前記第1の出力ノードからの電流出力がゼロとなり、前記第2の出力ノードからの電流出力が、前記入力ノードから入力される電流の値に等しい第1の値となる状態と、
前記第1及び第4の制御入力端子に、前記第1及び第4のスイッチングトランジスタをオンとするものを供給するとともに、前記第2及び第3の制御入力端子に、前記第2及び第3のスイッチングトランジスタをオフとするものを供給することにより、前記第1の出力ノードからの電流出力が前記第1の値となり、前記第2の出力ノードからの電流出力がゼロとなる状態と、
前記第1及び第2の制御入力端子に、前記第1及び第2のスイッチングトランジスタをオンとするものを供給するとともに、前記第3及び第4の制御入力端子に、前記第3及び第4のスイッチングトランジスタをオフとするものを供給することにより、前記第1及び第2の電流出力ノードからの電流出力がともに、前記第1の値の半分となる状態
のいずれかを選択的に取ることができる
ことを特徴とするスイッチト電流源。 - 前記入力ノードに第1の電流を供給するために第1の電流源を更に備えたことを特徴とする請求項20に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1の電流源が、
第2の電流源と、
ドレイン及びゲートが該第2の電流源に接続され、ソースがグランドに接続された第1のカレントミラートランジスタと、
ゲートが前記第1のカレントミラートランジスタのゲートに接続され、ソースがグランドに接続され、ドレインが前記入力ノードに接続された第2のカレントミラートランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項21に記載のスイッチト電流源。 - 前記第2の電流源が第2のカレントミラーを含むことを特徴とする請求項22に記載のスイッチト電流源。
- 前記第2の電流源が、
供給電圧と第1の供給ノードの間に接続された第3の電流源と、
供給電圧と第2の供給ノードの間に接続された第4の電流源と、
前記第1の供給ノードとグランドの間に接続された第1の供給トランジスタと、
前記第2の供給ノードと第3の供給ノードの間に接続された第2の供給トランジスタと、
を有し、前記第1のカレントミラートランジスタのゲートが前記第2の供給ノードに接続され、ドレインが前記第3の供給ノードに接続されていることを特徴とする請求項22に記載のスイッチト電流源。 - 前記第3の制御入力端子に供給される制御信号が第1の制御入力端子に供給される制御信号を反転したものであり、前記第4の制御入力端子に供給される制御信号が前記第2の制御入力端子に供給される制御信号を反転したものであることを特徴とする請求項20に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1及び第3の制御入力端子に供給される制御信号は同じ信号であり、前記第2及び第4の制御入力端子に供給される制御信号は同じ信号であることを特徴とする請求項20に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1から第4のスイッチングトランジスタがMOSトランジスタであることを特徴とする請求項20に記載のスイッチト電流源。
- 前記第1及び第2のスイッチングトランジスタがPMOSトランジスタであり、前記第3及び第4のスイッチングトランジスタがNMOSトランジスタであることを特徴とする請求項27に記載のスイッチト電流源。
- 前記電圧増幅器が、
前記参照電圧と前記増幅器出力ノードの間に接続された第1の電圧増幅トランジスタと、
前記増幅器出力ノードとグランドの間に接続され、ゲートが入力ノードに接続された第2の電圧増幅トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項20に記載のスイッチト電流源。 - 前記第1の電圧増幅トランジスタはPMOSトランジスタであり、前記第2の電圧増幅トランジスタはNMOSトランジスタであることを特徴とする請求項29に記載のスイッチト電流源。
- 前記電圧増幅器が、
前記増幅器出力ノードに電流を供給するための電流源と、
前記増幅器出力ノードとグランドの間に接続され、ゲートが前記入力ノードに接続されている電圧増幅トランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項20に記載のスイッチト電流源。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/689810 | 2000-10-13 | ||
US09/689,810 US6344769B1 (en) | 2000-10-13 | 2000-10-13 | Precision differential switched current source |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002204132A JP2002204132A (ja) | 2002-07-19 |
JP4014383B2 true JP4014383B2 (ja) | 2007-11-28 |
Family
ID=24769965
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001314682A Expired - Lifetime JP4014383B2 (ja) | 2000-10-13 | 2001-10-12 | 高精度差動型スイッチト電流源 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6344769B1 (ja) |
JP (1) | JP4014383B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8132105B1 (en) | 2000-10-10 | 2012-03-06 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Control codes for programmable remote supplied in XML format |
DE10149769A1 (de) * | 2001-10-09 | 2003-04-17 | Philips Corp Intellectual Pty | Digital schaltbare Stromquelle |
JP3792207B2 (ja) * | 2003-03-25 | 2006-07-05 | 沖電気工業株式会社 | 電流駆動型差動ドライバ及び電流駆動型差動ドライバを用いたデータ送信方法 |
US7170337B2 (en) * | 2004-04-20 | 2007-01-30 | Sige Semiconductor (U.S.), Corp. | Low voltage wide ratio current mirror |
US7825846B2 (en) * | 2009-02-26 | 2010-11-02 | Texas Instruments Incorporated | Error correction method and apparatus |
JP5280385B2 (ja) * | 2010-02-04 | 2013-09-04 | パナソニック株式会社 | スイッチ装置、スイッチ装置のレイアウト設計方法 |
EP2354882B1 (en) * | 2010-02-10 | 2017-04-26 | Nxp B.V. | Switchable current source circuit and method |
TWI459173B (zh) * | 2012-01-31 | 2014-11-01 | Fsp Technology Inc | 參考電壓產生電路及參考電壓產生方法 |
US9239652B2 (en) * | 2012-07-03 | 2016-01-19 | Nanya Technology Corp. | Current conveyor circuit |
EP2779452B1 (en) * | 2013-03-13 | 2018-08-15 | Nxp B.V. | Switchable current source circuit and method |
CN104426490A (zh) * | 2013-08-30 | 2015-03-18 | 核芯科技股份有限公司 | 放大器电路及放大信号的方法 |
JP6209975B2 (ja) * | 2014-01-21 | 2017-10-11 | 富士通株式会社 | カレントミラー回路、チャージポンプ回路およびpll回路 |
JP2017208609A (ja) * | 2016-05-16 | 2017-11-24 | 株式会社村田製作所 | 出力回路 |
TWI622866B (zh) * | 2017-01-06 | 2018-05-01 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 工作電壓切換裝置 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6271716B1 (en) * | 1998-10-30 | 2001-08-07 | Sony Electronics, Inc. | Rcb cancellation in low-side low power supply current sources |
-
2000
- 2000-10-13 US US09/689,810 patent/US6344769B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-10-12 JP JP2001314682A patent/JP4014383B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6344769B1 (en) | 2002-02-05 |
JP2002204132A (ja) | 2002-07-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4014383B2 (ja) | 高精度差動型スイッチト電流源 | |
US5999052A (en) | High speed, fine-resolution gain programmable amplifier | |
US7196581B2 (en) | Amplifier switching control circuit and method for current shunt instrumentation amplifier having extended position and negative input common mode range | |
US20020175739A1 (en) | Duty cycle integrator with tracking common mode feedback control | |
US5475343A (en) | Class AB complementary output stage | |
US4918399A (en) | Common mode sensing and control in balanced amplifier chains | |
US4677315A (en) | Switching circuit with hysteresis | |
US5668502A (en) | Amplifier stage having a switchable gain and reduced distortion | |
US5235218A (en) | Switching constant current source circuit | |
US6930551B2 (en) | Zero voltage class AB minimal delay output stage and method | |
KR987001154A (ko) | 증폭기 | |
US5128564A (en) | Input bias current compensation for a comparator | |
JPH02892B2 (ja) | ||
USRE37291E1 (en) | Operational amplifier switchable to different configurations | |
US6278322B1 (en) | Transconductance amplifier and automatic gain control device using it | |
JP2002118468A (ja) | I/v変換回路およびdaコンバータ | |
US7042256B2 (en) | Voice coil motor power amplifier | |
US6323683B1 (en) | Low distortion logic level translator | |
JP3859883B2 (ja) | 電流源回路および電圧発生回路 | |
US6380794B1 (en) | Hybrid circuit having current source controlled by a comparator | |
US6559706B2 (en) | Mixer circuitry | |
US6518819B2 (en) | Push-pull output stage for digital signals with regulated output levels | |
JP2779388B2 (ja) | 定電圧発生回路 | |
JPS6382119A (ja) | コンパレ−タ | |
US5177380A (en) | ECL latch with single-ended and differential inputs |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20011012 |
|
A625 | Written request for application examination (by other person) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A625 Effective date: 20040830 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040903 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070424 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070508 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20070802 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20070807 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070816 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070911 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070911 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100921 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100921 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110921 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120921 Year of fee payment: 5 |