JP4010348B2 - 適応型直並列混合雑音除去方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続(CDMA:Code Division Multiple Access)システムの性能向上及び容量増加を実現する適応型直並列混合雑音除去方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3に、単一使用者検出方法を用いた、従来のCDMAシステムの基本構成を示す。
【0003】
通信チャンネルの1,2,...,,K番目使用者の送信機304,305,306は、それぞれ、アンテナに送信信号307,308,309を送信する。尚、各送信機304,305,306への入力信号301,302,303は、1,2,...,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号b1(t),b2(t),bk(t)である。
【0004】
一方、通信チャンネルを経た受信信号R(t)を受信する受信機には、返送波による周波数変調回路と整合フィルタとにより構成されたローパスフィルタ311、1,2,...,K番目使用者の検出器313,314,315と、数式(1)により与えられるsgn(signum)関数319を実行するシグニウム関数回路319とが搭載されている。尚、ローパスフィルタ311の出力信号312は、数式(2)により与えられる複素関数(comp1ex valued function)で表される基底帯域信号r(t)である。また、各検出回路313,314,315の出力信号316,317,318は、1,2,...,K番目使用者の決定信号Z1,Z2,...,Zkである。また、各シグニウム関数回路319の出力信号は、1,2,...,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値b^1(t),b^2(t),...,b^k(t)である。
【0005】
【数1】
【0006】
【数2】
【0007】
この受信機において1番目使用者の信号を復旧する場合、数式(2)を、以下に示す数式(3)のように変形する。即ち、基底帯域信号r(t)を、1番目使用者の信号成分である第1項と、2,...,K番目使用者の干渉雑音成分である第2項と、白色ガウス雑音成分である第3項との和として表す。
【0008】
【数3】
【0009】
この数式(3)から判るように、第2項の干渉雑音成分は、Kが大きくなるに従って大きくなる。即ち、使用者数が増加するほど、1番目使用者の信号の復旧に、2,...,K番目使用者の干渉雑音が影響を及ぼす。そして、この干渉雑音を無視することによって、システムの伝送容量の低下をきたしていた。
【0010】
そこで、2,...,K番目使用者の干渉雑音成分を減少させることによって、CDMAシステムの伝送容量を増加させる2通り干渉雑音除去方法(直列雑音除去方法及び並列雑音除去方法)が提案されている。以下、これらの干渉雑音除去方法について、それぞれ、説明する。
【0011】
最初に、図4及び図5により、直列雑音除去方法について説明する。尚、以下において、信号等を表す文字(例えば、r等)の上添字及び下添字は、干渉雑音除去回数及び使用者を表す。
【0012】
通信チャンネルを経た受信信号R(t)を受信する本受信機には、周波数変調回路及び整合フィルタにより構成されたローパスフィルタ402と、前述の数式(2)により表される基底帯域信号r(t)を蓄えるためのバッファ403と、数式(4)により与えられる引算を実行する引算器405と、1,2,...,K番目使用者の検出器407,408,409と、最大選択器(maximum selector)416と、各使用者に対応するスイッチ417,418,419と、前述の数式(1)により表されるsgn関数を実行するシグニウム関数回路420,421,422と、1,2,...,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値とワルシュ符号(Walsh code)1番との積にパイロットチャンネル信号Apを加算する処理器426,427,428と、PN符号による逆拡散回路432,433,434と、振幅と位相推定値との掛算器435,436,437とが搭載されている。尚、410,411,412は、1,2,..,K番目使用者の決定値であり、413,414,415は、1,2,...,K番目使用者の決定信号である。また、423,424,425は、1,2,...,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値である。
【0013】
【数4】
【0014】
この受信機は、以下のように動作する。但し、ここでは、受信された電力の大きさが使用者の順番通りであることとする。
【0015】
最大選択器416は、各検出器407,408,409から出力された決定信号413,414,415の内から最大電力の信号413を選択し、この信号413に対応するスイッチ417だけをON状態にする。そして、このスイッチ417の後段のシグニウム関数回路420は、入力された信号413から、(+1,−1)二進データ信号423を復旧する。更に、このシグニウム関数回路420の後段に続く回路群426,432,435は、この(+1,−1)二進データ信号423の基底帯域信号を再生する。そして、引算器405は、この基底帯域信号と、上記基底帯域信号r(t)との差分を算出する。
【0016】
以上の雑音除去処理によって、バッファ403から取り出された基底帯域信号r(t)から、1番目使用者の干渉雑音成分を除去することができる。
【0017】
その後、最大信号を除去した後の基底帯域信号r1(t)を用いて、同様な処理を繰り返す。即ち、最大選択器416は、前回の雑音除去処理で選択された検出器417を除いた各検出器408,409から出力された決定信号414,415の内から最大電力の信号414を選択し、この信号414に対応するスイッチ418だけをONにする。そして、シグニウム関数回路420は、この信号413から、(+1,−1)二進データ信号423を復旧する。そして、シグニウム関数回路421の後段に続く回路群427,433,436は、この(+1,−1)二進データ信号423の基底帯域信号を再生する。そして、引算器405は、この基底帯域信号と、上記基底帯域信号r1(t)との差分を算出する。
【0018】
以上の雑音除去処理によって、基底帯域信号r1(t)から、更に、2番目使用者の干渉雑音成分を除去することができる。その後も、受信された電力の大きさ順番3,4,...,Kに同様な処理を繰り返し、3,4,...,K番目使用者の干渉雑音を除去する。尚、i番目使用者のための推定値は、(i−1)回目の雑音除去処理後の基底帯域信号から得られる。
【0019】
次に、図6及び図7により、並列雑音除去方法について説明する。
【0020】
通信チャンネルを経た受信信号R(t)を受信する本受信機には、図6に示すように、基底帯域信号r(t)を出力する周波数復調回路と整合フィルタとにより構成されたローパスフィルタ502と、1,2,...,K番目使用者の検出器504,505,506と、シグニウム関数回路513,514,515と、1,2,...,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値とワルシュ符号1番との積にパイロットチャンネル信号Apを加える処理器519,520,521と、PN符号による逆拡散回路525,526,527と、振幅と位相推定値との掛算器528,529,530と、バッファ534,535,536とが搭載されている。
【0021】
尚、507,508,509は、1,2,..,K番目使用者の推定値であり、また、510,511,512は、1,2,..,K番目使用者の決定信号であり、516,517,518は、1,2,..,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値であり、531,532,533は、1,2,..,K番目使用者の基底帯域信号の推定値である。
【0022】
そして、図7においては、543,544,545が1,2,..,K番目使用者の検出器であり、552,553,554がシグニウム関数回路であり、558,559,560が処理器であり、564,565,566がPNコードによる逆拡散回路であり、567,568,569が掛算器である。尚、537,538,539は、希望者を除いた他の全ての使用者基底帯域信号の推定値の和であり、540,541,542は、1回目の干渉雑音除去後の基底帯域信号であり、546,547,548は、1,2,..,K番目使用者のチャネル推定値であり、549,550,551は、1,2,..,K番目使用者の決定信号であり、555,556,557は、1,2,...,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値であり、570,571,572は、1,2,...,K番目使用者の基底帯域信号推定値である。
【0023】
この受信機は、以下に示すように動作する。
【0024】
まず、ステージ1において(図6参照)、低域フィルタ502から出力された基底帯域信号r(t)は、バッファ403に蓄えられる。そして、シグニウム関数回路513,514,515は、それぞれ、検出器504,505,506から出力された決定信号510,511,512から(+1,−1)二進データ信号516,517,518を復旧する。そして、各シグニウム関数回路513,514,515の後段に続く回路群(519,525,528),(520,526,529),(521,527,530)は、それぞれ、(+1,−1)二進データ信号516,517,518の基底帯域信号531,532,533を再生する。そして、バッファ534,535,536に蓄えられている元来の基底帯域信号r(t)から、希望者を除いた他の使用者全ての基底帯域信号の推定値の和537,538,539が除去され、希望者の信号540,541,542が生成されて、第1段階が終了する。
【0025】
その後、ステージ2において(図7参照)、各検出器543,544,545は、第1段階で生成された信号540,541,542から決定信号549,550,551を算出する。尚、j番目雑音除去処理後のk番目使用者の検出回路への入力信号は、数式(5)により与えられる。
【0026】
【数5】
【0027】
そして、各シグニウム関数回路552,553,554は、それぞれ、各使用者の決定信号549,550,551から、(+1,−1)二進データ信号555,556,557を復旧する。そして、各シグニウム関数回路552,553,554の後段に続く回路群(558,564,567),(559,565,568),(560,556,569)は、それぞれ、(+1,−1)二進データ信号555,556,557の基底帯域信号570,571,572を再生する。
【0028】
以上の処理を任意の段階まで反復し、他の使用者の干渉雑音成分が段階毎に除去される。即ち、他の使用者の信号を再生するため、前段階で得られた推定値を用いて推定値を更新する演算処理を反復する。
【0029】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の直列雑音除去方法は、既に雑音除去過程に寄与した検出器を、継続する雑音除去過程に寄与させないため、雑音除去処理回数が制限される場合、システム性能を低下させるという欠点を有している。より具体的に説明すると、以下の通りである。
【0030】
最初に選択された検出器は、他の使用者の信号による相当量の干渉雑音を含む受信信号から決定値及びチャンネルパラメータを得ることになるため、信号を正確に再生することができない。一方、検出器407,408,409は、(1)選択済みの検出器のグループ、(2)現在選択されている検出器、(3)選択待ちの検出器のグループの内の何れかに属しており、(1)のグループに属している検出器は、既に持っている決定値を更新することができない。従って、システム性能が低下する。
【0031】
また、使用者数が増加して、全使用者に対する順次的な雑音除去処理を行うことが現実的に不可能となった場合には、システム性能の低下と引替えに、除去すべき使用者の数を制限せざるを得ない。このような場合には、1回の雑音除去処理により使用者を選択することは最善でないかもしれない。
【0032】
一方、上記従来の並列雑音除去方法は、受信信号の電力が広く分布する場合(特に、多重経路環境の場合)、システム性能の低下をきたすという欠点を有している。その主な原因は、弱電力をもつ使用者の検出器が、間違ったチャンネルパラメーター及び推定値をもって雑音除去処理に参与することである。
【0033】
また、更に、上記従来の並列雑音除去方法は、多段の同一ハードウエアを必要とするため、システムのハードウエア構成を複雑にするという欠点もある。
【0034】
そこで、本発明は、CDMAシステムの性能向上及び伝送容量の増加の双方を実現することができる適応型直並列混合雑音除去方法を提供することを第1の目的とする。また、システムのハードウエア構成を単純化することを第2の目的とする。
【0035】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、
受信信号(601)が低域フィルタ(602)を介して、バッファ(603)に蓄えられる第1段階と、
前記バッファ(603)からの出力信号(604)から、再生成された全ての基低帯域信号 (638, 639, 640) を除去して、複数の検出器 (607, 608, 609) 毎に分配した信号のそれぞれに、再生成された該基低帯域信号 (638, 639, 640) のうちで、加算対象として対応付けられた基低域信号を加算して、新しい雑音除去後の信号 (606,644,645) を生成し、該雑音除去後の信号 (606,644,645) をそれぞれ該複数の検出器 (607, 608, 609) に入力する第2段階と、
前記雑音除去後の信号 (606,644,645) を利用して、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから、チャネル推定値 (610,611,612) と決定信号 (613, 614, 615) とを出力する第3段階と、
選択制御器 (616) で、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから出力された前記チャネル推定値 (610,611,612) に基づき、前記決定信号 (613,614,615) のうち一つ以上の決定信号 (613,614,615) を選択する第 4 段階と、
前記選択された決定信号 (613,614,615) が複数のシグニウム関数 (620,621,622) にそれぞれに入力されて、前記決定信号 (613,614,615) の決定値の (+1,-1) 二進データ信号 (623,624,625) が出力されれば、処理器 (626,627,628) で該 (+1,-1) 二進データ信号の前記基低帯域信号 (638,639,640) を再生成する第 5 段階と、
前記選択制御器 (616) で、現在選択される決定信号 (613,614,615) とともに以前に選択された決定信号 (613,614,615) を選択するようにし、毎過程ごとに再生成された基低帯域信号 (638, 639, 640) で雑音除去過程を続けるようにする第 6 段階と、
を有することを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法を提供する。
【0036】
本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、各検出器の推定値は、一部干渉雑音成分が除去された新しい入力信号に基づき更新される。更に、既に雑音除去過程に関与した検出器は、新しく更新された推定値を用いて雑音除去処理に引き続き関与し、現在選択中の他の検出器が雑音除去を実施する間も、それらの決定値を現在の雑音除去後の入力を基に毎過程ごと更新する。
【0037】
また、適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程に関与する検出器をグループに選択できることができる。これにより、干渉雑音除去処理回数が現実的に制限される場合であっても、従来の直列雑音除去方法のようなシステム性能の低下を来さなくなる。
【0038】
更に、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程で選択された検出器と以前の雑音除去過程において選択された検出器のスイッチのみを閉じることにより弱い電力を有する使用者たちの信号検出器が雑音除去過程に関与することができないようにし雑音除去の性能を向上させる。そして、雑音除去過程において全ての使用者たちが選択されたあと1段階のハードウエアをもって発表された並列雑音除去方法の雑音除去を継続する。これにより、従来の並列雑音除去方法よりも、要求されるハードウエア構成を単純化することができる。
【0039】
即ち、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、従来の単一使用者検出方法を用いたCDMAシステム、及び、従来の2つの雑音除去方法の欠点を解消し、CDMAシステムの性能向上及び伝送容量増加を達成することができる。
【0040】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明の実施の一形態に係るCDMAシステムついて説明する。
【0041】
最初に、図1により、同期式バイナリ位相シフトキーイング(Binary Phase Shift Keying:BPSK)送信機の基本構造について説明する。
【0042】
i番目使用者の(+1,−1)二進データ信号bi(t)の入力を受け付けるBPSK送信機には、ワルシュ符号1番W1(t)による拡散回路102、パイロットチャンネル信号Apを加算する加算器103、107はアンテナに送信される信号である、PN符号Ci(t)による拡散回路104、整形フィルタ(pulse shaping filter)105、放送波による周波数変調回路106が搭載されている。
【0043】
尚、このBPSK送信機からアンテナに送信される送信信号Si(t)は、数式(6)により表される。
【0044】
【数6】
【0045】
但し、foは、放送周波数であり、θiは、i番目使用者の位相である。
【0046】
次に、図8及び図9に、本実施の形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法により雑音除去する受信機の基本構造について説明する。
【0047】
以下に示す数式(7)により表される受信信号R(t)を受信する受信機には、ローパスフィルタ602、基底帯域信号データ604を格納するためのバッファ603、引算器605、1,2,K番目使用者のチャネル推定値610,611,612及び決定信号613,614,615を算出する検出器607,608,609、各使用者に対応するスイッチ617,618,619、スイッチ617,618,619の制御信号及び推定値の出力制御信号641,642,643を発生する選択制御器616、1,2,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値623,624,625を出力するシグニウム関数回路620,621,622、1,2,..,K番目使用者の(+1,−1)二進データ信号の推定値とワルシュ符号1番W1との積にパイロットチャンネル信号Apを加算する処理器626,627,628、処理器626,627,628の出力信号に対するPN符号による逆拡散回路632,633,634、振幅と位相推定値との積を算出する掛算回路635,636,637が搭載されている。また、各検出回路607,608,609の前段には、それぞれ、加算器が設けられている。そして、各掛算回路635,636,637の出力信号638,639,640は、それぞれ、対応する加算器へと帰還する。
【0048】
【数7】
【0049】
但し、Kは、サービス中の使用者数であり、n(t)は、白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise:AGWN)であり、αi(t),φi(t),τi(t)は、i番目使用者信号に対するチャンネル応答の振幅,位相,時間遅延である。
【0050】
ローパスフィルタ602には、図2に示すように、Iチャンネルに対する放送波による周波数復調回路202、Qチャンネルに対する放送波による周波数復調回路203、整合フィルタ(Matched filter)204、チャンネル特性が一定に維持される時間内に設定されるチップ周期Tcの整数倍サンプリング回路205が含まれており、各検出器607,608,609には、それぞれ、該当使用者のPNコードによる逆拡散回路206、振幅209と位相推定値210を算出する振幅位相推定器207,208、ワルシュ符号1番による逆拡散回路211、逆拡散回路211の出力をNチップ周期の間だけ加算する加算器212、i番目使用者の決定信号Ziを算出する加算器213が搭載されている。
【0051】
尚、各逆拡散回路206が出力する基底帯域Iチャンネル信号Ii(t)と基底帯域Qチャンネル信号Qi(t)は、以下に示す数式(8)(9)によって表される。
【0052】
【数8】
【0053】
【数9】
【0054】
但し、nc(n)及びns(n)は、それぞれ、白色ガウス雑音成分と多元接続雑音成分とを含む雑音である。
【0055】
また、基底帯域Iチャンネル信号Ii(t)の平均値及び基底帯域Qチャンネル信号Qi(t)の平均値として得られるチャンネルパラメータ推定値209,210は、検出されるシンボル区間のあいだチャンネルパラメ−夕が一定に維持されると仮定してNpサンプルを使用すると、以下に示す数式(10)(11)によって表すことができる。
【0056】
【数10】
【0057】
【数11】
【0058】
この受信機は、以下のように動作する。
【0059】
通信チャネルを経た受信信号R(t)は、低域フィルタ602を経てから、バッファ603に蓄えられる。
【0060】
その後、各検出器607,608,609は、それぞれ、バッファ603から取り出された信号r(t)を用いて、決定信号613,614,615を出力する。
【0061】
その後、選択制御器616は、各検出器607,608,609から出力された決定信号613,614,615の内から、チャネル推定値に含まれる振幅に応じて定まる受信電力分布とプローセシング速度とに基づき定めた順番に、1以上の決定信号を順次選択する。即ち、決定信号は、1つずつ若しくはグループ単位に選択されるか、全体として選択される。
【0062】
更に、選択制御器616は、現在選択した選択した決定信号に対応するスイッチをON状態にする。従って、ここでは、既に選択済みの決定信号に対するスイッチに加えて、現在新たに選択された決定信号に対応するスイッチがON状態になっている。
【0063】
その後、ON状態になっているスイッチの後段のシグニウム関数回路だけが、それぞれ、選択制御器616が選択した決定信号から(+1,−1)二進データ信号を復旧する。そして、これらのシグニウム関数回路の後段に続く回路群が、それぞれ、入力された(+1,−1)二進データ信号の基底帯域信号を再生し、引算器605と、対応する検出器の前段の加算器とに帰還させる。
【0064】
その後、引算器605は、帰還されてきた基底帯域信号を、元来の信号r(t)から除去する。そして、上記加算器が、引算器605の出力信号と、帰還されてきた基底帯域信号とを加算し、後段の検出器に新たに入力すべき信号を生成する。尚、以上の雑音除去処理をj回繰り返した後にk番目使用者用の検出器に入力される信号は、以下に示す数式(12)により表される。
【0065】
【数12】
【0066】
尚、本システムにおいては、選択制御器616が与える制御信号641,642,643によって、(+1,−1)二進データ信号623,624,625の出力が制御されている。このようにするのは、多数回の干渉雑音除去過程を経た後に復旧された(+1,−1)二進データ信号646,647,648を出力するためである。
【0067】
本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、基底帯域信号635,636,637が、各検出器に加えられる帰還経路638,639,640に使用されるため、一部干渉雑音成分が除去された新しい入力信号606,644,645を基に、各検出器のチャネル推定値610,611,612を更新することができる。更に、既に選択された検出器は、新しく更新されたチャネル推定値をもって雑音除去過程に継続して参与し、現在選択中の検出器が普通の雑音除去を実行している間にも、現在の雑音除去のあとの入力を基に決定値を毎過程更新する。このような動作により、雑音除去処理時間が延長されることはない。処理時間は、雑音除去の回数を制限する要因として作用する。
【0068】
また、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程で選択中の検出器のスイッチと以前の雑音除去過程で選択された検出器のスイッチとだけを閉じることにより、弱い電力をもつ使用者たちの信号検出器が雑音除去過程に参与できないようにしたため、雑音除去の性能が向上する。そして、全ての使用者が選択されたあと、1段階のハードウエアをもって並列雑音除去方法の雑音除去を継続する。これは、並列雑音除去方法を適用した場合よりも、ハードウエア構成が単純になることを意味する。
【0069】
更に、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程に参与する検出器をグループとして選択することができる。各グループの検出器数は、1個からサービス中の全ての使用者数までの範囲である。大きな電力を有する使用者たちのグループは、直列雑音除去方法の単一使用者処理と同様に一つの雑音処理過程で処理される。これにより、直列雑音除去方法を適用した場合よりも処理時間を減少することができる。i番目雑音除去過程において選択された検出器の数B(i)と雑音除去の総回数とは、サービス中の使用者総数、ハードウエアの処理速度、受信された信号の電力に依存する。B(i)の選択における二つの極端的な場合は、次の通りである。B(i)=1人の場合には、従来の直列雑音除去方法よりも向上した適応改善直列雑音除去(Adaptive Enhanced Serial lnterfererence Cancellation:AESIC)になり、B(i)=Kの場合には、従来の並列雑音除去方法よりも優秀な性能を有することによりハードウエアの複雑度を減少した適応循環型雑音除去(Adaptive Recursive lnterference Cancellation:ARIC)になる。
【0070】
最高電力を有する使用者を選択するため復調器においては電力推定値を基に順位を割り当てる。時変の無線移動通信環境において雑音除去の用途を考慮して本発明においては同期復調を採用した。同期受信はチャンネル特性即ち時変の振幅と位相とようなチャンネルパラメータの推定が要求される。チャンネルパラメータを推定するための1方法は各使用者のため分離されたパイロット信号を伝送することである。パイロット信号の電力はデ−夕信号の電力よりも低く設定される。受信器はチャンネル条件の事前知識なくパイロット信号を使用してチャンネルの振幅と位相を推定する。提案された雑音除去器における適応(adaptive)という用語はこの点を表している。
【0071】
【発明の効果】
本発明に係る適応型直並列混合雑音除去方法によれば、従来の直列雑音除去方法や並列雑音除去方法よりも、CDMAシステムの性能を向上させると共に、より多くの使用者を収容して伝送容量を増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の一形態に係る同期式BPSK送信機の基本構成を示した図である。
【図2】本発明の実施の一形態に係る同期式BPSK送信機の基本構成を示した図である。
【図3】従来の単一使用者検出方法を用いたCDMAシステムの基本構成を示した図である。
【図4】従来の直列雑音除去方法が適用されたCDMAシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図5】従来の直列雑音除去方法が適用されたCDMAシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図6】従来の並列雑音除去方法が適用されたCDMAシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図7】従来の並列雑音除去方法が適用されたCDMAシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図8】本発明の実施の一形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法が適用されたCDMAシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図9】本発明の実施の一形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法が適用されたCDMAシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【符号の説明】
602…ローパスフィルタ
603…バッファ
605…引算器
607,608,609…1,2,K番目使用者の検出器
616…選択制御器
617,618,619…スイッチ
620,621,622…シグニウム関数回路
623,624,625…1,2,K番目使用者の二進データ信号の推定値
626,627,628…処理器
632,633,634…PN符号による逆拡散回路
635,636,637…振幅と位相推定値による掛算回路
Claims (2)
- 受信信号(601)が低域フィルタ(602)を介して、バッファ(603)に蓄えられる第1段階と、
前記バッファ(603)からの出力信号(604)から、再生成された全ての基低帯域信号 (638, 639, 640) を除去して、複数の検出器 (607, 608, 609) 毎に分配した信号のそれぞれに、再生成された該基低帯域信号 (638, 639, 640) のうちで、加算対象として対応付けられた基低域信号を加算して、新しい雑音除去後の信号 (606,644,645) を生成し、該雑音除去後の信号 (606,644,645) をそれぞれ該複数の検出器 (607, 608, 609) に入力する第2段階と、
前記雑音除去後の信号 (606,644,645) を利用して、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから、チャネル推定値 (610,611,612) と決定信号 (613, 614, 615) とを出力する第3段階と、
選択制御器 (616) で、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから出力された前記チャネル推定値 (610,611,612) に基づき、前記決定信号 (613,614,615) のうち一つ以上の決定信号 (613,614,615) を選択する第 4 段階と、
前記選択された決定信号 (613,614,615) が複数のシグニウム関数 (620,621,622) にそれぞれに入力されて、前記決定信号 (613,614,615) の決定値の (+1,-1) 二進データ信号 (623,624,625) が出力されれば、処理器 (626,627,628) で該 (+1,-1) 二進データ信号の前記基低帯域信号 (638,639,640) を再生成する第 5 段階と、
前記選択制御器 (616) で、現在選択される決定信号 (613,614,615) とともに以前に選択された決定信号 (613,614,615) を選択するようにし、毎過程ごとに再生成された基低帯域信号 (638, 639, 640) で雑音除去過程を続けるようにする第 6 段階と、
を有することを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法。 - 請求項1記載の適応型直並列混合雑音除去方法において、
前記第 4 段階および第 6 段階において、前記決定信号(613,614,615)を一つずつ選択するか、前記決定信号 (613,614,615) をグループ単位で選択するか、または前記決定信号 (613,614,615) 全体を選択する、
ことを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法。
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