JP4010348B2 - 適応型直並列混合雑音除去方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access)システムの性能向上及び容量増加を実現する適応型直並列混合雑音除去方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３に、単一使用者検出方法を用いた、従来のＣＤＭＡシステムの基本構成を示す。
【０００３】
通信チャンネルの１,２,...,,Ｋ番目使用者の送信機３０４,３０５,３０６は、それぞれ、アンテナに送信信号３０７,３０８,３０９を送信する。尚、各送信機３０４,３０５,３０６への入力信号３０１,３０２,３０３は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号ｂ1(ｔ),ｂ2(ｔ),ｂk(ｔ)である。
【０００４】
一方、通信チャンネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)を受信する受信機には、返送波による周波数変調回路と整合フィルタとにより構成されたローパスフィルタ３１１、１,２,...,Ｋ番目使用者の検出器３１３,３１４,３１５と、数式(１)により与えられるｓｇｎ(signum)関数３１９を実行するシグニウム関数回路３１９とが搭載されている。尚、ローパスフィルタ３１１の出力信号３１２は、数式(２)により与えられる複素関数(comp1ex valued function)で表される基底帯域信号ｒ(ｔ)である。また、各検出回路３１３,３１４,３１５の出力信号３１６,３１７,３１８は、１,２,...,Ｋ番目使用者の決定信号Ｚ1,Ｚ2,...,Ｚkである。また、各シグニウム関数回路３１９の出力信号は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値ｂ^1(ｔ),ｂ^2(ｔ),...,ｂ^k(ｔ)である。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】
この受信機において１番目使用者の信号を復旧する場合、数式(２)を、以下に示す数式(３)のように変形する。即ち、基底帯域信号ｒ(ｔ)を、１番目使用者の信号成分である第１項と、２,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音成分である第２項と、白色ガウス雑音成分である第３項との和として表す。
【０００８】
【数３】
【０００９】
この数式(３)から判るように、第２項の干渉雑音成分は、Ｋが大きくなるに従って大きくなる。即ち、使用者数が増加するほど、１番目使用者の信号の復旧に、２,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音が影響を及ぼす。そして、この干渉雑音を無視することによって、システムの伝送容量の低下をきたしていた。
【００１０】
そこで、２,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音成分を減少させることによって、ＣＤＭＡシステムの伝送容量を増加させる２通り干渉雑音除去方法(直列雑音除去方法及び並列雑音除去方法)が提案されている。以下、これらの干渉雑音除去方法について、それぞれ、説明する。
【００１１】
最初に、図４及び図５により、直列雑音除去方法について説明する。尚、以下において、信号等を表す文字(例えば、ｒ等)の上添字及び下添字は、干渉雑音除去回数及び使用者を表す。
【００１２】
通信チャンネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)を受信する本受信機には、周波数変調回路及び整合フィルタにより構成されたローパスフィルタ４０２と、前述の数式(２)により表される基底帯域信号ｒ(ｔ)を蓄えるためのバッファ４０３と、数式(４)により与えられる引算を実行する引算器４０５と、１,２,...,Ｋ番目使用者の検出器４０７,４０８,４０９と、最大選択器(maximum selector)４１６と、各使用者に対応するスイッチ４１７,４１８,４１９と、前述の数式(１)により表されるｓｇｎ関数を実行するシグニウム関数回路４２０,４２１,４２２と、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値とワルシュ符号(Walsh code)１番との積にパイロットチャンネル信号Ａｐを加算する処理器４２６,４２７,４２８と、ＰＮ符号による逆拡散回路４３２,４３３,４３４と、振幅と位相推定値との掛算器４３５,４３６,４３７とが搭載されている。尚、４１０,４１１,４１２は、１,２,..,Ｋ番目使用者の決定値であり、４１３,４１４,４１５は、１,２,...,Ｋ番目使用者の決定信号である。また、４２３,４２４,４２５は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値である。
【００１３】
【数４】
【００１４】
この受信機は、以下のように動作する。但し、ここでは、受信された電力の大きさが使用者の順番通りであることとする。
【００１５】
最大選択器４１６は、各検出器４０７,４０８,４０９から出力された決定信号４１３,４１４,４１５の内から最大電力の信号４１３を選択し、この信号４１３に対応するスイッチ４１７だけをＯＮ状態にする。そして、このスイッチ４１７の後段のシグニウム関数回路４２０は、入力された信号４１３から、(＋１,−１)二進データ信号４２３を復旧する。更に、このシグニウム関数回路４２０の後段に続く回路群４２６,４３２,４３５は、この(＋１,−１)二進データ信号４２３の基底帯域信号を再生する。そして、引算器４０５は、この基底帯域信号と、上記基底帯域信号ｒ(ｔ)との差分を算出する。
【００１６】
以上の雑音除去処理によって、バッファ４０３から取り出された基底帯域信号ｒ(ｔ)から、１番目使用者の干渉雑音成分を除去することができる。
【００１７】
その後、最大信号を除去した後の基底帯域信号ｒ1(ｔ)を用いて、同様な処理を繰り返す。即ち、最大選択器４１６は、前回の雑音除去処理で選択された検出器４１７を除いた各検出器４０８,４０９から出力された決定信号４１４,４１５の内から最大電力の信号４１４を選択し、この信号４１４に対応するスイッチ４１８だけをＯＮにする。そして、シグニウム関数回路４２０は、この信号４１３から、(＋１,−１)二進データ信号４２３を復旧する。そして、シグニウム関数回路４２１の後段に続く回路群４２７,４３３,４３６は、この(＋１,−１)二進データ信号４２３の基底帯域信号を再生する。そして、引算器４０５は、この基底帯域信号と、上記基底帯域信号ｒ1(ｔ)との差分を算出する。
【００１８】
以上の雑音除去処理によって、基底帯域信号ｒ1(ｔ)から、更に、２番目使用者の干渉雑音成分を除去することができる。その後も、受信された電力の大きさ順番３,４,...,Ｋに同様な処理を繰り返し、３,４,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音を除去する。尚、ｉ番目使用者のための推定値は、(ｉ−１)回目の雑音除去処理後の基底帯域信号から得られる。
【００１９】
次に、図６及び図７により、並列雑音除去方法について説明する。
【００２０】
通信チャンネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)を受信する本受信機には、図６に示すように、基底帯域信号ｒ(ｔ)を出力する周波数復調回路と整合フィルタとにより構成されたローパスフィルタ５０２と、１,２,...,Ｋ番目使用者の検出器５０４,５０５,５０６と、シグニウム関数回路５１３,５１４,５１５と、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値とワルシュ符号１番との積にパイロットチャンネル信号Ａｐを加える処理器５１９,５２０,５２１と、ＰＮ符号による逆拡散回路５２５,５２６,５２７と、振幅と位相推定値との掛算器５２８,５２９,５３０と、バッファ５３４,５３５,５３６とが搭載されている。
【００２１】
尚、５０７,５０８,５０９は、１,２,..,Ｋ番目使用者の推定値であり、また、５１０,５１１,５１２は、１,２,..,Ｋ番目使用者の決定信号であり、５１６,５１７,５１８は、１,２,..,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値であり、５３１,５３２,５３３は、１,２,..,Ｋ番目使用者の基底帯域信号の推定値である。
【００２２】
そして、図７においては、５４３,５４４,５４５が１,２,..,Ｋ番目使用者の検出器であり、５５２,５５３,５５４がシグニウム関数回路であり、５５８,５５９,５６０が処理器であり、５６４,５６５,５６６がＰＮコードによる逆拡散回路であり、５６７,５６８,５６９が掛算器である。尚、５３７,５３８,５３９は、希望者を除いた他の全ての使用者基底帯域信号の推定値の和であり、５４０,５４１,５４２は、１回目の干渉雑音除去後の基底帯域信号であり、５４６,５４７,５４８は、１,２,..,Ｋ番目使用者のチャネル推定値であり、５４９,５５０,５５１は、１,２,..,Ｋ番目使用者の決定信号であり、５５５,５５６,５５７は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値であり、５７０,５７１,５７２は、１,２,...,Ｋ番目使用者の基底帯域信号推定値である。
【００２３】
この受信機は、以下に示すように動作する。
【００２４】
まず、ステージ１において(図６参照)、低域フィルタ５０２から出力された基底帯域信号ｒ(ｔ)は、バッファ４０３に蓄えられる。そして、シグニウム関数回路５１３,５１４,５１５は、それぞれ、検出器５０４,５０５,５０６から出力された決定信号５１０,５１１,５１２から(＋１,−１)二進データ信号５１６,５１７,５１８を復旧する。そして、各シグニウム関数回路５１３,５１４,５１５の後段に続く回路群(５１９,５２５,５２８),(５２０,５２６,５２９),(５２１,５２７,５３０)は、それぞれ、(＋１,−１)二進データ信号５１６,５１７,５１８の基底帯域信号５３１,５３２,５３３を再生する。そして、バッファ５３４,５３５,５３６に蓄えられている元来の基底帯域信号ｒ(ｔ)から、希望者を除いた他の使用者全ての基底帯域信号の推定値の和５３７,５３８,５３９が除去され、希望者の信号５４０,５４１,５４２が生成されて、第１段階が終了する。
【００２５】
その後、ステージ２において(図７参照)、各検出器５４３,５４４,５４５は、第１段階で生成された信号５４０,５４１,５４２から決定信号５４９,５５０,５５１を算出する。尚、ｊ番目雑音除去処理後のｋ番目使用者の検出回路への入力信号は、数式(５)により与えられる。
【００２６】
【数５】
【００２７】
そして、各シグニウム関数回路５５２,５５３,５５４は、それぞれ、各使用者の決定信号５４９,５５０,５５１から、(＋１,−１)二進データ信号５５５,５５６,５５７を復旧する。そして、各シグニウム関数回路５５２,５５３,５５４の後段に続く回路群(５５８,５６４,５６７),(５５９,５６５,５６８),(５６０,５５６,５６９)は、それぞれ、(＋１,−１)二進データ信号５５５,５５６,５５７の基底帯域信号５７０,５７１,５７２を再生する。
【００２８】
以上の処理を任意の段階まで反復し、他の使用者の干渉雑音成分が段階毎に除去される。即ち、他の使用者の信号を再生するため、前段階で得られた推定値を用いて推定値を更新する演算処理を反復する。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の直列雑音除去方法は、既に雑音除去過程に寄与した検出器を、継続する雑音除去過程に寄与させないため、雑音除去処理回数が制限される場合、システム性能を低下させるという欠点を有している。より具体的に説明すると、以下の通りである。
【００３０】
最初に選択された検出器は、他の使用者の信号による相当量の干渉雑音を含む受信信号から決定値及びチャンネルパラメータを得ることになるため、信号を正確に再生することができない。一方、検出器４０７,４０８,４０９は、(１)選択済みの検出器のグループ、(２)現在選択されている検出器、(３)選択待ちの検出器のグループの内の何れかに属しており、(１)のグループに属している検出器は、既に持っている決定値を更新することができない。従って、システム性能が低下する。
【００３１】
また、使用者数が増加して、全使用者に対する順次的な雑音除去処理を行うことが現実的に不可能となった場合には、システム性能の低下と引替えに、除去すべき使用者の数を制限せざるを得ない。このような場合には、１回の雑音除去処理により使用者を選択することは最善でないかもしれない。
【００３２】
一方、上記従来の並列雑音除去方法は、受信信号の電力が広く分布する場合(特に、多重経路環境の場合)、システム性能の低下をきたすという欠点を有している。その主な原因は、弱電力をもつ使用者の検出器が、間違ったチャンネルパラメーター及び推定値をもって雑音除去処理に参与することである。
【００３３】
また、更に、上記従来の並列雑音除去方法は、多段の同一ハードウエアを必要とするため、システムのハードウエア構成を複雑にするという欠点もある。
【００３４】
そこで、本発明は、ＣＤＭＡシステムの性能向上及び伝送容量の増加の双方を実現することができる適応型直並列混合雑音除去方法を提供することを第１の目的とする。また、システムのハードウエア構成を単純化することを第２の目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、
受信信号(601)が低域フィルタ(602)を介して、バッファ(603)に蓄えられる第1段階と、
前記バッファ(603)からの出力信号(604)から、再生成された全ての基低帯域信号 (638, 639, 640) を除去して、複数の検出器 (607, 608, 609) 毎に分配した信号のそれぞれに、再生成された該基低帯域信号 (638, 639, 640) のうちで、加算対象として対応付けられた基低域信号を加算して、新しい雑音除去後の信号 (606,644,645) を生成し、該雑音除去後の信号 (606,644,645) をそれぞれ該複数の検出器 (607, 608, 609) に入力する第2段階と、
前記雑音除去後の信号 (606,644,645) を利用して、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから、チャネル推定値 (610,611,612) と決定信号 (613, 614, 615) とを出力する第3段階と、
選択制御器 (616) で、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから出力された前記チャネル推定値 (610,611,612) に基づき、前記決定信号 (613,614,615) のうち一つ以上の決定信号 (613,614,615) を選択する第 4 段階と、
前記選択された決定信号 (613,614,615) が複数のシグニウム関数 (620,621,622) にそれぞれに入力されて、前記決定信号 (613,614,615) の決定値の (+1,-1) 二進データ信号 (623,624,625) が出力されれば、処理器 (626,627,628) で該 (+1,-1) 二進データ信号の前記基低帯域信号 (638,639,640) を再生成する第 5 段階と、
前記選択制御器 (616) で、現在選択される決定信号 (613,614,615) とともに以前に選択された決定信号 (613,614,615) を選択するようにし、毎過程ごとに再生成された基低帯域信号 (638, 639, 640) で雑音除去過程を続けるようにする第 6 段階と、
を有することを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法を提供する。
【００３６】
本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、各検出器の推定値は、一部干渉雑音成分が除去された新しい入力信号に基づき更新される。更に、既に雑音除去過程に関与した検出器は、新しく更新された推定値を用いて雑音除去処理に引き続き関与し、現在選択中の他の検出器が雑音除去を実施する間も、それらの決定値を現在の雑音除去後の入力を基に毎過程ごと更新する。
【００３７】
また、適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程に関与する検出器をグループに選択できることができる。これにより、干渉雑音除去処理回数が現実的に制限される場合であっても、従来の直列雑音除去方法のようなシステム性能の低下を来さなくなる。
【００３８】
更に、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程で選択された検出器と以前の雑音除去過程において選択された検出器のスイッチのみを閉じることにより弱い電力を有する使用者たちの信号検出器が雑音除去過程に関与することができないようにし雑音除去の性能を向上させる。そして、雑音除去過程において全ての使用者たちが選択されたあと１段階のハードウエアをもって発表された並列雑音除去方法の雑音除去を継続する。これにより、従来の並列雑音除去方法よりも、要求されるハードウエア構成を単純化することができる。
【００３９】
即ち、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、従来の単一使用者検出方法を用いたＣＤＭＡシステム、及び、従来の２つの雑音除去方法の欠点を解消し、ＣＤＭＡシステムの性能向上及び伝送容量増加を達成することができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明の実施の一形態に係るＣＤＭＡシステムついて説明する。
【００４１】
最初に、図１により、同期式バイナリ位相シフトキーイング(Binary Phase Shift Keying：ＢＰＳＫ)送信機の基本構造について説明する。
【００４２】
ｉ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号ｂi(ｔ)の入力を受け付けるＢＰＳＫ送信機には、ワルシュ符号１番Ｗ1(ｔ)による拡散回路１０２、パイロットチャンネル信号Ａｐを加算する加算器１０３、１０７はアンテナに送信される信号である、ＰＮ符号Ｃi(ｔ)による拡散回路１０４、整形フィルタ(pulse shaping filter)１０５、放送波による周波数変調回路１０６が搭載されている。
【００４３】
尚、このＢＰＳＫ送信機からアンテナに送信される送信信号Ｓi(ｔ)は、数式(６)により表される。
【００４４】
【数６】
【００４５】
但し、ｆoは、放送周波数であり、θiは、ｉ番目使用者の位相である。
【００４６】
次に、図８及び図９に、本実施の形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法により雑音除去する受信機の基本構造について説明する。
【００４７】
以下に示す数式(７)により表される受信信号Ｒ(ｔ)を受信する受信機には、ローパスフィルタ６０２、基底帯域信号データ６０４を格納するためのバッファ６０３、引算器６０５、１,２,Ｋ番目使用者のチャネル推定値６１０,６１１,６１２及び決定信号６１３,６１４,６１５を算出する検出器６０７,６０８,６０９、各使用者に対応するスイッチ６１７,６１８,６１９、スイッチ６１７,６１８,６１９の制御信号及び推定値の出力制御信号６４１,６４２,６４３を発生する選択制御器６１６、１,２,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値６２３,６２４,６２５を出力するシグニウム関数回路６２０,６２１,６２２、１,２,..,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値とワルシュ符号１番Ｗ1との積にパイロットチャンネル信号Ａｐを加算する処理器６２６,６２７,６２８、処理器６２６,６２７,６２８の出力信号に対するＰＮ符号による逆拡散回路６３２,６３３,６３４、振幅と位相推定値との積を算出する掛算回路６３５,６３６,６３７が搭載されている。また、各検出回路６０７,６０８,６０９の前段には、それぞれ、加算器が設けられている。そして、各掛算回路６３５,６３６,６３７の出力信号６３８,６３９,６４０は、それぞれ、対応する加算器へと帰還する。
【００４８】
【数７】
【００４９】
但し、Ｋは、サービス中の使用者数であり、ｎ(ｔ)は、白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise：ＡＧＷＮ)であり、αi(ｔ),φi(ｔ),τi(ｔ)は、ｉ番目使用者信号に対するチャンネル応答の振幅,位相,時間遅延である。
【００５０】
ローパスフィルタ６０２には、図２に示すように、Ｉチャンネルに対する放送波による周波数復調回路２０２、Ｑチャンネルに対する放送波による周波数復調回路２０３、整合フィルタ(Matched filter)２０４、チャンネル特性が一定に維持される時間内に設定されるチップ周期Ｔｃの整数倍サンプリング回路２０５が含まれており、各検出器６０７,６０８,６０９には、それぞれ、該当使用者のＰＮコードによる逆拡散回路２０６、振幅２０９と位相推定値２１０を算出する振幅位相推定器２０７,２０８、ワルシュ符号１番による逆拡散回路２１１、逆拡散回路２１１の出力をＮチップ周期の間だけ加算する加算器２１２、ｉ番目使用者の決定信号Ｚiを算出する加算器２１３が搭載されている。
【００５１】
尚、各逆拡散回路２０６が出力する基底帯域Ｉチャンネル信号Ｉi(ｔ)と基底帯域Ｑチャンネル信号Ｑi(ｔ)は、以下に示す数式(８)(９)によって表される。
【００５２】
【数８】
【００５３】
【数９】
【００５４】
但し、ｎc(ｎ)及びｎs(ｎ)は、それぞれ、白色ガウス雑音成分と多元接続雑音成分とを含む雑音である。
【００５５】
また、基底帯域Ｉチャンネル信号Ｉi(ｔ)の平均値及び基底帯域Ｑチャンネル信号Ｑi(ｔ)の平均値として得られるチャンネルパラメータ推定値２０９,２１０は、検出されるシンボル区間のあいだチャンネルパラメ−夕が一定に維持されると仮定してＮｐサンプルを使用すると、以下に示す数式(１０)(１１)によって表すことができる。
【００５６】
【数１０】
【００５７】
【数１１】
【００５８】
この受信機は、以下のように動作する。
【００５９】
通信チャネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)は、低域フィルタ６０２を経てから、バッファ６０３に蓄えられる。
【００６０】
その後、各検出器６０７,６０８,６０９は、それぞれ、バッファ６０３から取り出された信号ｒ(ｔ)を用いて、決定信号６１３,６１４,６１５を出力する。
【００６１】
その後、選択制御器６１６は、各検出器６０７,６０８,６０９から出力された決定信号６１３,６１４,６１５の内から、チャネル推定値に含まれる振幅に応じて定まる受信電力分布とプローセシング速度とに基づき定めた順番に、１以上の決定信号を順次選択する。即ち、決定信号は、１つずつ若しくはグループ単位に選択されるか、全体として選択される。
【００６２】
更に、選択制御器６１６は、現在選択した選択した決定信号に対応するスイッチをＯＮ状態にする。従って、ここでは、既に選択済みの決定信号に対するスイッチに加えて、現在新たに選択された決定信号に対応するスイッチがＯＮ状態になっている。
【００６３】
その後、ＯＮ状態になっているスイッチの後段のシグニウム関数回路だけが、それぞれ、選択制御器６１６が選択した決定信号から(＋１,−１)二進データ信号を復旧する。そして、これらのシグニウム関数回路の後段に続く回路群が、それぞれ、入力された(＋１,−１)二進データ信号の基底帯域信号を再生し、引算器６０５と、対応する検出器の前段の加算器とに帰還させる。
【００６４】
その後、引算器６０５は、帰還されてきた基底帯域信号を、元来の信号ｒ(ｔ)から除去する。そして、上記加算器が、引算器６０５の出力信号と、帰還されてきた基底帯域信号とを加算し、後段の検出器に新たに入力すべき信号を生成する。尚、以上の雑音除去処理をｊ回繰り返した後にｋ番目使用者用の検出器に入力される信号は、以下に示す数式(１２)により表される。
【００６５】
【数１２】
【００６６】
尚、本システムにおいては、選択制御器６１６が与える制御信号６４１,６４２,６４３によって、(＋１,−１)二進データ信号６２３,６２４,６２５の出力が制御されている。このようにするのは、多数回の干渉雑音除去過程を経た後に復旧された(＋１,−１)二進データ信号６４６,６４７,６４８を出力するためである。
【００６７】
本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、基底帯域信号６３５,６３６,６３７が、各検出器に加えられる帰還経路６３８,６３９,６４０に使用されるため、一部干渉雑音成分が除去された新しい入力信号６０６,６４４,６４５を基に、各検出器のチャネル推定値６１０,６１１,６１２を更新することができる。更に、既に選択された検出器は、新しく更新されたチャネル推定値をもって雑音除去過程に継続して参与し、現在選択中の検出器が普通の雑音除去を実行している間にも、現在の雑音除去のあとの入力を基に決定値を毎過程更新する。このような動作により、雑音除去処理時間が延長されることはない。処理時間は、雑音除去の回数を制限する要因として作用する。
【００６８】
また、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程で選択中の検出器のスイッチと以前の雑音除去過程で選択された検出器のスイッチとだけを閉じることにより、弱い電力をもつ使用者たちの信号検出器が雑音除去過程に参与できないようにしたため、雑音除去の性能が向上する。そして、全ての使用者が選択されたあと、１段階のハードウエアをもって並列雑音除去方法の雑音除去を継続する。これは、並列雑音除去方法を適用した場合よりも、ハードウエア構成が単純になることを意味する。
【００６９】
更に、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程に参与する検出器をグループとして選択することができる。各グループの検出器数は、１個からサービス中の全ての使用者数までの範囲である。大きな電力を有する使用者たちのグループは、直列雑音除去方法の単一使用者処理と同様に一つの雑音処理過程で処理される。これにより、直列雑音除去方法を適用した場合よりも処理時間を減少することができる。ｉ番目雑音除去過程において選択された検出器の数Ｂ(ｉ)と雑音除去の総回数とは、サービス中の使用者総数、ハードウエアの処理速度、受信された信号の電力に依存する。Ｂ(ｉ)の選択における二つの極端的な場合は、次の通りである。Ｂ(ｉ)＝１人の場合には、従来の直列雑音除去方法よりも向上した適応改善直列雑音除去(Adaptive Enhanced Serial lnterfererence Cancellation：ＡＥＳＩＣ)になり、Ｂ(ｉ)＝Ｋの場合には、従来の並列雑音除去方法よりも優秀な性能を有することによりハードウエアの複雑度を減少した適応循環型雑音除去(Adaptive Recursive lnterference Cancellation：ＡＲＩＣ）になる。
【００７０】
最高電力を有する使用者を選択するため復調器においては電力推定値を基に順位を割り当てる。時変の無線移動通信環境において雑音除去の用途を考慮して本発明においては同期復調を採用した。同期受信はチャンネル特性即ち時変の振幅と位相とようなチャンネルパラメータの推定が要求される。チャンネルパラメータを推定するための１方法は各使用者のため分離されたパイロット信号を伝送することである。パイロット信号の電力はデ−夕信号の電力よりも低く設定される。受信器はチャンネル条件の事前知識なくパイロット信号を使用してチャンネルの振幅と位相を推定する。提案された雑音除去器における適応(adaptive)という用語はこの点を表している。
【００７１】
【発明の効果】
本発明に係る適応型直並列混合雑音除去方法によれば、従来の直列雑音除去方法や並列雑音除去方法よりも、ＣＤＭＡシステムの性能を向上させると共に、より多くの使用者を収容して伝送容量を増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る同期式ＢＰＳＫ送信機の基本構成を示した図である。
【図２】本発明の実施の一形態に係る同期式ＢＰＳＫ送信機の基本構成を示した図である。
【図３】従来の単一使用者検出方法を用いたＣＤＭＡシステムの基本構成を示した図である。
【図４】従来の直列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図５】従来の直列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図６】従来の並列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図７】従来の並列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図８】本発明の実施の一形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図９】本発明の実施の一形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【符号の説明】
６０２…ローパスフィルタ
６０３…バッファ
６０５…引算器
６０７,６０８,６０９…１,２,Ｋ番目使用者の検出器
６１６…選択制御器
６１７,６１８,６１９…スイッチ
６２０,６２１,６２２…シグニウム関数回路
６２３,６２４,６２５…１,２,Ｋ番目使用者の二進データ信号の推定値
６２６,６２７,６２８…処理器
６３２,６３３,６３４…ＰＮ符号による逆拡散回路
６３５,６３６,６３７…振幅と位相推定値による掛算回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access)システムの性能向上及び容量増加を実現する適応型直並列混合雑音除去方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３に、単一使用者検出方法を用いた、従来のＣＤＭＡシステムの基本構成を示す。
【０００３】
通信チャンネルの１,２,...,,Ｋ番目使用者の送信機３０４,３０５,３０６は、それぞれ、アンテナに送信信号３０７,３０８,３０９を送信する。尚、各送信機３０４,３０５,３０６への入力信号３０１,３０２,３０３は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号ｂ1(ｔ),ｂ2(ｔ),ｂk(ｔ)である。
【０００４】
一方、通信チャンネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)を受信する受信機には、返送波による周波数変調回路と整合フィルタとにより構成されたローパスフィルタ３１１、１,２,...,Ｋ番目使用者の検出器３１３,３１４,３１５と、数式(１)により与えられるｓｇｎ(signum)関数３１９を実行するシグニウム関数回路３１９とが搭載されている。尚、ローパスフィルタ３１１の出力信号３１２は、数式(２)により与えられる複素関数(comp1ex valued function)で表される基底帯域信号ｒ(ｔ)である。また、各検出回路３１３,３１４,３１５の出力信号３１６,３１７,３１８は、１,２,...,Ｋ番目使用者の決定信号Ｚ1,Ｚ2,...,Ｚkである。また、各シグニウム関数回路３１９の出力信号は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値ｂ^1(ｔ),ｂ^2(ｔ),...,ｂ^k(ｔ)である。
【０００５】
【数１】
【数２】
この受信機において１番目使用者の信号を復旧する場合、数式(２)を、以下に示す数式(３)のように変形する。即ち、基底帯域信号ｒ(ｔ)を、１番目使用者の信号成分である第１項と、２,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音成分である第２項と、白色ガウス雑音成分である第３項との和として表す。
【０００８】
【数３】
この数式(３)から判るように、第２項の干渉雑音成分は、Ｋが大きくなるに従って大きくなる。即ち、使用者数が増加するほど、１番目使用者の信号の復旧に、２,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音が影響を及ぼす。そして、この干渉雑音を無視することによって、システムの伝送容量の低下をきたしていた。
【００１０】
そこで、２,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音成分を減少させることによって、ＣＤＭＡシステムの伝送容量を増加させる２通り干渉雑音除去方法(直列雑音除去方法及び並列雑音除去方法)が提案されている。以下、これらの干渉雑音除去方法について、それぞれ、説明する。
【００１１】
最初に、図４及び図５により、直列雑音除去方法について説明する。尚、以下において、信号等を表す文字(例えば、ｒ等)の上添字及び下添字は、干渉雑音除去回数及び使用者を表す。
【００１２】
通信チャンネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)を受信する本受信機には、周波数変調回路及び整合フィルタにより構成されたローパスフィルタ４０２と、前述の数式(２)により表される基底帯域信号ｒ(ｔ)を蓄えるためのバッファ４０３と、数式(４)により与えられる引算を実行する引算器４０５と、１,２,...,Ｋ番目使用者の検出器４０７,４０８,４０９と、最大選択器(maximum selector)４１６と、各使用者に対応するスイッチ４１７,４１８,４１９と、前述の数式(１)により表されるｓｇｎ関数を実行するシグニウム関数回路４２０,４２１,４２２と、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値とワルシュ符号(Walsh code)１番との積にパイロットチャンネル信号Ａｐを加算する処理器４２６,４２７,４２８と、ＰＮ符号による逆拡散回路４３２,４３３,４３４と、振幅と位相推定値との掛算器４３５,４３６,４３７とが搭載されている。尚、４１０,４１１,４１２は、１,２,..,Ｋ番目使用者の決定値であり、４１３,４１４,４１５は、１,２,...,Ｋ番目使用者の決定信号である。また、４２３,４２４,４２５は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値である。
【００１３】
【数４】
この受信機は、以下のように動作する。但し、ここでは、受信された電力の大きさが使用者の順番通りであることとする。
【００１５】
最大選択器４１６は、各検出器４０７,４０８,４０９から出力された決定信号４１３,４１４,４１５の内から最大電力の信号４１３を選択し、この信号４１３に対応するスイッチ４１７だけをＯＮ状態にする。そして、このスイッチ４１７の後段のシグニウム関数回路４２０は、入力された信号４１３から、(＋１,−１)二進データ信号４２３を復旧する。更に、このシグニウム関数回路４２０の後段に続く回路群４２６,４３２,４３５は、この(＋１,−１)二進データ信号４２３の基底帯域信号を再生する。そして、引算器４０５は、この基底帯域信号と、上記基底帯域信号ｒ(ｔ)との差分を算出する。
【００１６】
以上の雑音除去処理によって、バッファ４０３から取り出された基底帯域信号ｒ(ｔ)から、１番目使用者の干渉雑音成分を除去することができる。
【００１７】
その後、最大信号を除去した後の基底帯域信号ｒ1(ｔ)を用いて、同様な処理を繰り返す。即ち、最大選択器４１６は、前回の雑音除去処理で選択された検出器４１７を除いた各検出器４０８,４０９から出力された決定信号４１４,４１５の内から最大電力の信号４１４を選択し、この信号４１４に対応するスイッチ４１８だけをＯＮにする。そして、シグニウム関数回路４２０は、この信号４１３から、(＋１,−１)二進データ信号４２３を復旧する。そして、シグニウム関数回路４２１の後段に続く回路群４２７,４３３,４３６は、この(＋１,−１)二進データ信号４２３の基底帯域信号を再生する。そして、引算器４０５は、この基底帯域信号と、上記基底帯域信号ｒ1(ｔ)との差分を算出する。
【００１８】
以上の雑音除去処理によって、基底帯域信号ｒ1(ｔ)から、更に、２番目使用者の干渉雑音成分を除去することができる。その後も、受信された電力の大きさ順番３,４,...,Ｋに同様な処理を繰り返し、３,４,...,Ｋ番目使用者の干渉雑音を除去する。尚、ｉ番目使用者のための推定値は、(ｉ−１)回目の雑音除去処理後の基底帯域信号から得られる。
【００１９】
次に、図６及び図７により、並列雑音除去方法について説明する。
【００２０】
通信チャンネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)を受信する本受信機には、図６に示すように、基底帯域信号ｒ(ｔ)を出力する周波数復調回路と整合フィルタとにより構成されたローパスフィルタ５０２と、１,２,...,Ｋ番目使用者の検出器５０４,５０５,５０６と、シグニウム関数回路５１３,５１４,５１５と、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値とワルシュ符号１番との積にパイロットチャンネル信号Ａｐを加える処理器５１９,５２０,５２１と、ＰＮ符号による逆拡散回路５２５,５２６,５２７と、振幅と位相推定値との掛算器５２８,５２９,５３０と、バッファ５３４,５３５,５３６とが搭載されている。
【００２１】
尚、５０７,５０８,５０９は、１,２,..,Ｋ番目使用者の推定値であり、また、５１０,５１１,５１２は、１,２,..,Ｋ番目使用者の決定信号であり、５１６,５１７,５１８は、１,２,..,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値であり、５３１,５３２,５３３は、１,２,..,Ｋ番目使用者の基底帯域信号の推定値である。
【００２２】
そして、図７においては、５４３,５４４,５４５が１,２,..,Ｋ番目使用者の検出器であり、５５２,５５３,５５４がシグニウム関数回路であり、５５８,５５９,５６０が処理器であり、５６４,５６５,５６６がＰＮコードによる逆拡散回路であり、５６７,５６８,５６９が掛算器である。尚、５３７,５３８,５３９は、希望者を除いた他の全ての使用者基底帯域信号の推定値の和であり、５４０,５４１,５４２は、１回目の干渉雑音除去後の基底帯域信号であり、５４６,５４７,５４８は、１,２,..,Ｋ番目使用者のチャネル推定値であり、５４９,５５０,５５１は、１,２,..,Ｋ番目使用者の決定信号であり、５５５,５５６,５５７は、１,２,...,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値であり、５７０,５７１,５７２は、１,２,...,Ｋ番目使用者の基底帯域信号推定値である。
【００２３】
この受信機は、以下に示すように動作する。
【００２４】
まず、ステージ１において(図６参照)、低域フィルタ５０２から出力された基底帯域信号ｒ(ｔ)は、バッファ４０３に蓄えられる。そして、シグニウム関数回路５１３,５１４,５１５は、それぞれ、検出器５０４,５０５,５０６から出力された決定信号５１０,５１１,５１２から(＋１,−１)二進データ信号５１６,５１７,５１８を復旧する。そして、各シグニウム関数回路５１３,５１４,５１５の後段に続く回路群(５１９,５２５,５２８),(５２０,５２６,５２９),(５２１,５２７,５３０)は、それぞれ、(＋１,−１)二進データ信号５１６,５１７,５１８の基底帯域信号５３１,５３２,５３３を再生する。そして、バッファ５３４,５３５,５３６に蓄えられている元来の基底帯域信号ｒ(ｔ)から、希望者を除いた他の使用者全ての基底帯域信号の推定値の和５３７,５３８,５３９が除去され、希望者の信号５４０,５４１,５４２が生成されて、第１段階が終了する。
【００２５】
その後、ステージ２において(図７参照)、各検出器５４３,５４４,５４５は、第１段階で生成された信号５４０,５４１,５４２から決定信号５４９,５５０,５５１を算出する。尚、ｊ番目雑音除去処理後のｋ番目使用者の検出回路への入力信号は、数式(５)により与えられる。
【００２６】
【数５】
そして、各シグニウム関数回路５５２,５５３,５５４は、それぞれ、各使用者の決定信号５４９,５５０,５５１から、(＋１,−１)二進データ信号５５５,５５６,５５７を復旧する。そして、各シグニウム関数回路５５２,５５３,５５４の後段に続く回路群(５５８,５６４,５６７),(５５９,５６５,５６８),(５６０,５５６,５６９)は、それぞれ、(＋１,−１)二進データ信号５５５,５５６,５５７の基底帯域信号５７０,５７１,５７２を再生する。
【００２８】
以上の処理を任意の段階まで反復し、他の使用者の干渉雑音成分が段階毎に除去される。即ち、他の使用者の信号を再生するため、前段階で得られた推定値を用いて推定値を更新する演算処理を反復する。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の直列雑音除去方法は、既に雑音除去過程に寄与した検出器を、継続する雑音除去過程に寄与させないため、雑音除去処理回数が制限される場合、システム性能を低下させるという欠点を有している。より具体的に説明すると、以下の通りである。
【００３０】
最初に選択された検出器は、他の使用者の信号による相当量の干渉雑音を含む受信信号から決定値及びチャンネルパラメータを得ることになるため、信号を正確に再生することができない。一方、検出器４０７,４０８,４０９は、(１)選択済みの検出器のグループ、(２)現在選択されている検出器、(３)選択待ちの検出器のグループの内の何れかに属しており、(１)のグループに属している検出器は、既に持っている決定値を更新することができない。従って、システム性能が低下する。
【００３１】
また、使用者数が増加して、全使用者に対する順次的な雑音除去処理を行うことが現実的に不可能となった場合には、システム性能の低下と引替えに、除去すべき使用者の数を制限せざるを得ない。このような場合には、１回の雑音除去処理により使用者を選択することは最善でないかもしれない。
【００３２】
一方、上記従来の並列雑音除去方法は、受信信号の電力が広く分布する場合(特に、多重経路環境の場合)、システム性能の低下をきたすという欠点を有している。その主な原因は、弱電力をもつ使用者の検出器が、間違ったチャンネルパラメーター及び推定値をもって雑音除去処理に参与することである。
【００３３】
また、更に、上記従来の並列雑音除去方法は、多段の同一ハードウエアを必要とするため、システムのハードウエア構成を複雑にするという欠点もある。
【００３４】
そこで、本発明は、ＣＤＭＡシステムの性能向上及び伝送容量の増加の双方を実現することができる適応型直並列混合雑音除去方法を提供することを第１の目的とする。また、システムのハードウエア構成を単純化することを第２の目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、
受信信号(601)が低域フィルタ(602)を介して、バッファ(603)に蓄えられる第1段階と、
前記バッファ(603)からの出力信号(604)から、再生成された全ての基低帯域信号 (638, 639, 640) を除去して、複数の検出器 (607, 608, 609) 毎に分配した信号のそれぞれに、再生成された該基低帯域信号 (638, 639, 640) のうちで、加算対象として対応付けられた基低域信号を加算して、新しい雑音除去後の信号 (606,644,645) を生成し、該雑音除去後の信号 (606,644,645) をそれぞれ該複数の検出器 (607, 608, 609) に入力する第2段階と、
前記雑音除去後の信号 (606,644,645) を利用して、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから、チャネル推定値 (610,611,612) と決定信号 (613, 614, 615) とを出力する第3段階と、
選択制御器 (616) で、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから出力された前記チャネル推定値 (610,611,612) に基づき、前記決定信号 (613,614,615) のうち一つ以上の決定信号 (613,614,615) を選択する第 4 段階と、
前記選択された決定信号 (613,614,615) が複数のシグニウム関数 (620,621,622) にそれぞれに入力されて、前記決定信号 (613,614,615) の決定値の (+1,-1) 二進データ信号 (623,624,625) が出力されれば、処理器 (626,627,628) で該 (+1,-1) 二進データ信号の前記基低帯域信号 (638,639,640) を再生成する第 5 段階と、
前記選択制御器 (616) で、現在選択される決定信号 (613,614,615) とともに以前に選択された決定信号 (613,614,615) を選択するようにし、毎過程ごとに再生成された基低帯域信号 (638, 639, 640) で雑音除去過程を続けるようにする第 6 段階と、
を有することを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法を提供する。
【００３６】
本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、各検出器の推定値は、一部干渉雑音成分が除去された新しい入力信号に基づき更新される。更に、既に雑音除去過程に関与した検出器は、新しく更新された推定値を用いて雑音除去処理に引き続き関与し、現在選択中の他の検出器が雑音除去を実施する間も、それらの決定値を現在の雑音除去後の入力を基に毎過程ごと更新する。
【００３７】
また、適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程に関与する検出器をグループに選択できることができる。これにより、干渉雑音除去処理回数が現実的に制限される場合であっても、従来の直列雑音除去方法のようなシステム性能の低下を来さなくなる。
【００３８】
更に、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程で選択された検出器と以前の雑音除去過程において選択された検出器のスイッチのみを閉じることにより弱い電力を有する使用者たちの信号検出器が雑音除去過程に関与することができないようにし雑音除去の性能を向上させる。そして、雑音除去過程において全ての使用者たちが選択されたあと１段階のハードウエアをもって発表された並列雑音除去方法の雑音除去を継続する。これにより、従来の並列雑音除去方法よりも、要求されるハードウエア構成を単純化することができる。
【００３９】
即ち、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、従来の単一使用者検出方法を用いたＣＤＭＡシステム、及び、従来の２つの雑音除去方法の欠点を解消し、ＣＤＭＡシステムの性能向上及び伝送容量増加を達成することができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明の実施の一形態に係るＣＤＭＡシステムついて説明する。
【００４１】
最初に、図１により、同期式バイナリ位相シフトキーイング(Binary Phase Shift Keying：ＢＰＳＫ)送信機の基本構造について説明する。
【００４２】
ｉ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号ｂi(ｔ)の入力を受け付けるＢＰＳＫ送信機には、ワルシュ符号１番Ｗ1(ｔ)による拡散回路１０２、パイロットチャンネル信号Ａｐを加算する加算器１０３、１０７はアンテナに送信される信号である、ＰＮ符号Ｃi(ｔ)による拡散回路１０４、整形フィルタ(pulse shaping filter)１０５、放送波による周波数変調回路１０６が搭載されている。
【００４３】
尚、このＢＰＳＫ送信機からアンテナに送信される送信信号Ｓi(ｔ)は、数式(６)により表される。
【００４４】
【数６】
但し、ｆoは、放送周波数であり、θiは、ｉ番目使用者の位相である。
【００４６】
次に、図８及び図９に、本実施の形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法により雑音除去する受信機の基本構造について説明する。
【００４７】
以下に示す数式(７)により表される受信信号Ｒ(ｔ)を受信する受信機には、ローパスフィルタ６０２、基底帯域信号データ６０４を格納するためのバッファ６０３、引算器６０５、１,２,Ｋ番目使用者のチャネル推定値６１０,６１１,６１２及び決定信号６１３,６１４,６１５を算出する検出器６０７,６０８,６０９、各使用者に対応するスイッチ６１７,６１８,６１９、スイッチ６１７,６１８,６１９の制御信号及び推定値の出力制御信号６４１,６４２,６４３を発生する選択制御器６１６、１,２,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値６２３,６２４,６２５を出力するシグニウム関数回路６２０,６２１,６２２、１,２,..,Ｋ番目使用者の(＋１,−１)二進データ信号の推定値とワルシュ符号１番Ｗ1との積にパイロットチャンネル信号Ａｐを加算する処理器６２６,６２７,６２８、処理器６２６,６２７,６２８の出力信号に対するＰＮ符号による逆拡散回路６３２,６３３,６３４、振幅と位相推定値との積を算出する掛算回路６３５,６３６,６３７が搭載されている。また、各検出回路６０７,６０８,６０９の前段には、それぞれ、加算器が設けられている。そして、各掛算回路６３５,６３６,６３７の出力信号６３８,６３９,６４０は、それぞれ、対応する加算器へと帰還する。
【００４８】
【数７】
但し、Ｋは、サービス中の使用者数であり、ｎ(ｔ)は、白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise：ＡＧＷＮ)であり、αi(ｔ),φi(ｔ),τi(ｔ)は、ｉ番目使用者信号に対するチャンネル応答の振幅,位相,時間遅延である。
【００５０】
ローパスフィルタ６０２には、図２に示すように、Ｉチャンネルに対する放送波による周波数復調回路２０２、Ｑチャンネルに対する放送波による周波数復調回路２０３、整合フィルタ(Matched filter)２０４、チャンネル特性が一定に維持される時間内に設定されるチップ周期Ｔｃの整数倍サンプリング回路２０５が含まれており、各検出器６０７,６０８,６０９には、それぞれ、該当使用者のＰＮコードによる逆拡散回路２０６、振幅２０９と位相推定値２１０を算出する振幅位相推定器２０７,２０８、ワルシュ符号１番による逆拡散回路２１１、逆拡散回路２１１の出力をＮチップ周期の間だけ加算する加算器２１２、ｉ番目使用者の決定信号Ｚiを算出する加算器２１３が搭載されている。
【００５１】
尚、各逆拡散回路２０６が出力する基底帯域Ｉチャンネル信号Ｉi(ｔ)と基底帯域Ｑチャンネル信号Ｑi(ｔ)は、以下に示す数式(８)(９)によって表される。
【００５２】
【数８】
【数９】
但し、ｎc(ｎ)及びｎs(ｎ)は、それぞれ、白色ガウス雑音成分と多元接続雑音成分とを含む雑音である。
【００５５】
また、基底帯域Ｉチャンネル信号Ｉi(ｔ)の平均値及び基底帯域Ｑチャンネル信号Ｑi(ｔ)の平均値として得られるチャンネルパラメータ推定値２０９,２１０は、検出されるシンボル区間のあいだチャンネルパラメ−夕が一定に維持されると仮定してＮｐサンプルを使用すると、以下に示す数式(１０)(１１)によって表すことができる。
【００５６】
【数１０】
【数１１】
この受信機は、以下のように動作する。
【００５９】
通信チャネルを経た受信信号Ｒ(ｔ)は、低域フィルタ６０２を経てから、バッファ６０３に蓄えられる。
【００６０】
その後、各検出器６０７,６０８,６０９は、それぞれ、バッファ６０３から取り出された信号ｒ(ｔ)を用いて、決定信号６１３,６１４,６１５を出力する。
【００６１】
その後、選択制御器６１６は、各検出器６０７,６０８,６０９から出力された決定信号６１３,６１４,６１５の内から、チャネル推定値に含まれる振幅に応じて定まる受信電力分布とプローセシング速度とに基づき定めた順番に、１以上の決定信号を順次選択する。即ち、決定信号は、１つずつ若しくはグループ単位に選択されるか、全体として選択される。
【００６２】
更に、選択制御器６１６は、現在選択した選択した決定信号に対応するスイッチをＯＮ状態にする。従って、ここでは、既に選択済みの決定信号に対するスイッチに加えて、現在新たに選択された決定信号に対応するスイッチがＯＮ状態になっている。
【００６３】
その後、ＯＮ状態になっているスイッチの後段のシグニウム関数回路だけが、それぞれ、選択制御器６１６が選択した決定信号から(＋１,−１)二進データ信号を復旧する。そして、これらのシグニウム関数回路の後段に続く回路群が、それぞれ、入力された(＋１,−１)二進データ信号の基底帯域信号を再生し、引算器６０５と、対応する検出器の前段の加算器とに帰還させる。
【００６４】
その後、引算器６０５は、帰還されてきた基底帯域信号を、元来の信号ｒ(ｔ)から除去する。そして、上記加算器が、引算器６０５の出力信号と、帰還されてきた基底帯域信号とを加算し、後段の検出器に新たに入力すべき信号を生成する。尚、以上の雑音除去処理をｊ回繰り返した後にｋ番目使用者用の検出器に入力される信号は、以下に示す数式(１２)により表される。
【００６５】
【数１２】
尚、本システムにおいては、選択制御器６１６が与える制御信号６４１,６４２,６４３によって、(＋１,−１)二進データ信号６２３,６２４,６２５の出力が制御されている。このようにするのは、多数回の干渉雑音除去過程を経た後に復旧された(＋１,−１)二進データ信号６４６,６４７,６４８を出力するためである。
【００６７】
本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、基底帯域信号６３５,６３６,６３７が、各検出器に加えられる帰還経路６３８,６３９,６４０に使用されるため、一部干渉雑音成分が除去された新しい入力信号６０６,６４４,６４５を基に、各検出器のチャネル推定値６１０,６１１,６１２を更新することができる。更に、既に選択された検出器は、新しく更新されたチャネル推定値をもって雑音除去過程に継続して参与し、現在選択中の検出器が普通の雑音除去を実行している間にも、現在の雑音除去のあとの入力を基に決定値を毎過程更新する。このような動作により、雑音除去処理時間が延長されることはない。処理時間は、雑音除去の回数を制限する要因として作用する。
【００６８】
また、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程で選択中の検出器のスイッチと以前の雑音除去過程で選択された検出器のスイッチとだけを閉じることにより、弱い電力をもつ使用者たちの信号検出器が雑音除去過程に参与できないようにしたため、雑音除去の性能が向上する。そして、全ての使用者が選択されたあと、１段階のハードウエアをもって並列雑音除去方法の雑音除去を継続する。これは、並列雑音除去方法を適用した場合よりも、ハードウエア構成が単純になることを意味する。
【００６９】
更に、本適応型直並列混合雑音除去方法によれば、現在の雑音除去過程に参与する検出器をグループとして選択することができる。各グループの検出器数は、１個からサービス中の全ての使用者数までの範囲である。大きな電力を有する使用者たちのグループは、直列雑音除去方法の単一使用者処理と同様に一つの雑音処理過程で処理される。これにより、直列雑音除去方法を適用した場合よりも処理時間を減少することができる。ｉ番目雑音除去過程において選択された検出器の数Ｂ(ｉ)と雑音除去の総回数とは、サービス中の使用者総数、ハードウエアの処理速度、受信された信号の電力に依存する。Ｂ(ｉ)の選択における二つの極端的な場合は、次の通りである。Ｂ(ｉ)＝１人の場合には、従来の直列雑音除去方法よりも向上した適応改善直列雑音除去(Adaptive Enhanced Serial lnterfererence Cancellation：ＡＥＳＩＣ)になり、Ｂ(ｉ)＝Ｋの場合には、従来の並列雑音除去方法よりも優秀な性能を有することによりハードウエアの複雑度を減少した適応循環型雑音除去(Adaptive Recursive lnterference Cancellation：ＡＲＩＣ）になる。
【００７０】
最高電力を有する使用者を選択するため復調器においては電力推定値を基に順位を割り当てる。時変の無線移動通信環境において雑音除去の用途を考慮して本発明においては同期復調を採用した。同期受信はチャンネル特性即ち時変の振幅と位相とようなチャンネルパラメータの推定が要求される。チャンネルパラメータを推定するための１方法は各使用者のため分離されたパイロット信号を伝送することである。パイロット信号の電力はデ−夕信号の電力よりも低く設定される。受信器はチャンネル条件の事前知識なくパイロット信号を使用してチャンネルの振幅と位相を推定する。提案された雑音除去器における適応(adaptive)という用語はこの点を表している。
【００７１】
【発明の効果】
本発明に係る適応型直並列混合雑音除去方法によれば、従来の直列雑音除去方法や並列雑音除去方法よりも、ＣＤＭＡシステムの性能を向上させると共に、より多くの使用者を収容して伝送容量を増加させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る同期式ＢＰＳＫ送信機の基本構成を示した図である。
【図２】本発明の実施の一形態に係る同期式ＢＰＳＫ送信機の基本構成を示した図である。
【図３】従来の単一使用者検出方法を用いたＣＤＭＡシステムの基本構成を示した図である。
【図４】従来の直列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図５】従来の直列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図６】従来の並列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図７】従来の並列雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図８】本発明の実施の一形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【図９】本発明の実施の一形態に係る適応型直並列混合雑音除去方法が適用されたＣＤＭＡシステムの受信機の基本構成を示した図である。
【符号の説明】
６０２…ローパスフィルタ
６０３…バッファ
６０５…引算器
６０７,６０８,６０９…１,２,Ｋ番目使用者の検出器
６１６…選択制御器
６１７,６１８,６１９…スイッチ
６２０,６２１,６２２…シグニウム関数回路
６２３,６２４,６２５…１,２,Ｋ番目使用者の二進データ信号の推定値
６２６,６２７,６２８…処理器
６３２,６３３,６３４…ＰＮ符号による逆拡散回路
６３５,６３６,６３７…振幅と位相推定値による掛算回路
Claims (2)
- 受信信号(601)が低域フィルタ(602)を介して、バッファ(603)に蓄えられる第1段階と、
前記バッファ(603)からの出力信号(604)から、再生成された全ての基低帯域信号 (638, 639, 640) を除去して、複数の検出器 (607, 608, 609) 毎に分配した信号のそれぞれに、再生成された該基低帯域信号 (638, 639, 640) のうちで、加算対象として対応付けられた基低域信号を加算して、新しい雑音除去後の信号 (606,644,645) を生成し、該雑音除去後の信号 (606,644,645) をそれぞれ該複数の検出器 (607, 608, 609) に入力する第2段階と、
前記雑音除去後の信号 (606,644,645) を利用して、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから、チャネル推定値 (610,611,612) と決定信号 (613, 614, 615) とを出力する第3段階と、
選択制御器 (616) で、前記複数の検出器 (607, 608, 609) のそれぞれから出力された前記チャネル推定値 (610,611,612) に基づき、前記決定信号 (613,614,615) のうち一つ以上の決定信号 (613,614,615) を選択する第 4 段階と、
前記選択された決定信号 (613,614,615) が複数のシグニウム関数 (620,621,622) にそれぞれに入力されて、前記決定信号 (613,614,615) の決定値の (+1,-1) 二進データ信号 (623,624,625) が出力されれば、処理器 (626,627,628) で該 (+1,-1) 二進データ信号の前記基低帯域信号 (638,639,640) を再生成する第 5 段階と、
前記選択制御器 (616) で、現在選択される決定信号 (613,614,615) とともに以前に選択された決定信号 (613,614,615) を選択するようにし、毎過程ごとに再生成された基低帯域信号 (638, 639, 640) で雑音除去過程を続けるようにする第 6 段階と、
を有することを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法。 - 請求項１記載の適応型直並列混合雑音除去方法において、
前記第 4 段階および第 6 段階において、前記決定信号(613,614,615)を一つずつ選択するか、前記決定信号 (613,614,615) をグループ単位で選択するか、または前記決定信号 (613,614,615) 全体を選択する、
ことを特徴とする適応型直並列混合雑音除去方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019960069401A KR100204599B1 (ko) | 1996-12-21 | 1996-12-21 | 적응형 직병렬 혼합 잡음 제거 방법 |
| KR96-69401 | 1996-12-21 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190622A JPH10190622A (ja) | 1998-07-21 |
| JP4010348B2 true JP4010348B2 (ja) | 2007-11-21 |
Family
ID=19489910
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32785597A Expired - Fee Related JP4010348B2 (ja) | 1996-12-21 | 1997-11-28 | 適応型直並列混合雑音除去方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6067333A (ja) |
| JP (1) | JP4010348B2 (ja) |
| KR (1) | KR100204599B1 (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100255565B1 (ko) * | 1997-12-26 | 2000-05-01 | 정선종 | 코드분할 다중접속 시스템의 비동기 다중 경로 채널에서의다중 모드 감산형 잡음 제거 방법 및 장치 |
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| US6498784B1 (en) | 1998-10-20 | 2002-12-24 | Interdigital Technology Corporation | Cancellation of pilot and traffic signals |
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| US8385388B2 (en) * | 2005-12-06 | 2013-02-26 | Qualcomm Incorporated | Method and system for signal reconstruction from spatially and temporally correlated received samples |
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Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5740208A (en) * | 1993-06-25 | 1998-04-14 | Roke Manor Research Limited | Interference cancellation apparatus for mitigating the effects of poor affiliation between a base station and a mobile unit |
| US5872776A (en) * | 1995-11-22 | 1999-02-16 | Yang; Lin-Lang | Signal detection and interference cancellation based on simplified matrix inversion for CDMA applications |
| JP2743912B2 (ja) * | 1996-05-30 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ干渉除去装置 |
| US5872540A (en) * | 1997-06-26 | 1999-02-16 | Electro-Radiation Incorporated | Digital interference suppression system for radio frequency interference cancellation |
-
1996
- 1996-12-21 KR KR1019960069401A patent/KR100204599B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1997
- 1997-11-25 US US08/977,826 patent/US6067333A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-28 JP JP32785597A patent/JP4010348B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6067333A (en) | 2000-05-23 |
| JPH10190622A (ja) | 1998-07-21 |
| KR100204599B1 (ko) | 1999-06-15 |
| KR19980050570A (ko) | 1998-09-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
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|
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| A977 | Report on retrieval |
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|
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|
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
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|
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