JP4007826B2 - プリディストーション歪み補償装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、プリディストーション方式により増幅器で発生する歪みを補償するプリディストーション歪み補償装置に関し、特に、増幅器で発生する上側の周波数帯の３次歪み（上側３次歪み）と下側の周波数帯の３次歪み（下側３次歪み）とのアンバランスを改善する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
増幅器では信号を増幅する場合に歪みが発生し、例えば通信信号を増幅器により増幅する通信装置では、Ｗ（Wide-band）−ＣＤＭＡ（Code Division Mu1tiple Access）の信号やマルチキャリアの信号などを増幅器で増幅する場合に発生する歪みを補償することが必要とされている。
このような歪みを補償する機能を有した増幅装置として、例えばフィードフォワード方式による歪み補償回路を増幅器に付加した増幅装置が知られているが、主増幅器に関する効率の低下が生じてしまうという問題があった。
【０００３】
これに対して、プリディストーション方式による歪み補償回路を増幅器に付加した増幅装置として、例えばプリディストーション回路と主増幅器とを直列に接続した増幅装置が知られており、このような増幅装置では高効率を実現することができる。しかしながら、このような増幅装置では、増幅器で発生する歪みの原因となると考えられるＡＭ（Amplitude Modulation）−ＡＭ（Amplitude Modulation）変換やＡＭ（Amplitude Modulation）−ＰＭ（Phase Modulation）変換の特性が非常に複雑であるため、３次の相互変調（ＩＭ：Intermodulation）歪み（ＩＭ３）や５次の相互変調歪み（ＩＭ５）を無くすことは現実的には非常に困難なこととなってしまう。
【０００４】
そこで、上記のようなプリディストーション方式による歪み補償回路を備えた増幅装置を改良したものとして、例えば図６に示されるような増幅装置が検討等されている。同図に示した増幅装置では、２乗検波回路３により検出される入力信号のレベルに応じて位相回路８で発生させる位相歪みや振幅回路９で発生させる振幅歪みを制御することができ、また、歪み検知回路１２やテーブル更新回路１３から構成されるフィードバック系により、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらずに有効な動作を保証することができる。
【０００５】
なお、後述する本発明の実施例で示す増幅装置は、上記図６に示した増幅装置に本発明を適用したものであり、ここでは上記図６に示した増幅装置の構成や動作の詳しい説明は省略する。
また、参考として、本出願人は、例えば特願２００１−２９６８１２号や特願２００１−２９７６３２号において、後述する本発明の課題と同様な課題を解決するための発明を提案している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の歪み補償機能付き増幅装置では、増幅器の一般的な特徴として発生する歪みが周波数依存性を有してしまうことから、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び角周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを精度よく補償することができないといった不具合があった。
【０００７】
なお、本明細書では、周波数ｆ１と角周波数ω１とが対応し、周波数ｆ２と角周波数ω２とが対応し、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と角周波数（２・ω２−ω１）とが対応し、周波数（２・ｆ１−ｆ２）と角周波数（２・ω１−ω２）とが対応し、ｆ１＜ｆ２すなわちω１＜ω２であるとする。
【０００８】
ここで、増幅器で発生する歪みの周波数依存性を説明する。
図７には、周波数ｆ１の主信号と周波数ｆ２の主信号との２波を増幅器に入力した場合に、当該増幅器から出力される当該２波の主信号及び歪みの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号の振幅レベルを示している。また、歪みとしては、相互変調歪みなどによる成分を示してあり、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとを示してある。
【０００９】
同図に示されるように、２波の主信号の振幅レベルが同一である場合には、下側３次歪みの振幅レベルＺ１と上側３次歪みの振幅レベルＺ２との間にはΔＩＭ（＝Ｚ１−Ｚ２）の差が生じる。このようなΔＩＭの差が生じる場合には、例えば上記図６に示したような増幅装置のプリディストーション回路部が理想的に動作するとしても、全周波数に対して同じ歪み補償処理が行われることから、当該差の成分については補償することが出来ずに歪み補償後の信号中に残ってしまうといった問題がある。
【００１０】
なお、このようなΔＩＭの差は、増幅器で通常発生する歪みの要因以外の要因により生じるものであり、例えば増幅器で発生する通常の３次歪みの成分については上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）と下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）とで歪みの振幅レベルは同一となる。しかしながら、ΔＩＭの差が通常のＡＭ−ＡＭ変換や通常のＡＭ−ＰＭ変換以外の要因で発生するため、通常の３次歪み成分の特性とプリディストーション回路部の特性とが逆特性であっても、当該差の成分については補償することができない。
【００１１】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを補償することを従来と比べて改善することを可能とするプリディストーション歪み補償装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置では、複数の周波数成分から構成される増幅対象となる信号を増幅する増幅器で発生する３次歪みを低減させるために、次のようにして、当該３次歪みを低減させるための位相歪み及び振幅歪みを当該増幅器の前段において当該増幅対象信号に対して発生させる。
すなわち、位相歪み発生手段が増幅器の前段において増幅対象信号に対して位相歪み制御信号に基づく位相歪みを発生させ、振幅歪み発生手段が増幅器の前段において増幅対象信号に対して振幅歪み制御信号に基づく振幅歪みを発生させ、制御信号供給手段が増幅対象信号のレベルと位相差がゼロで同期した当該増幅対象信号の差周波数成分を有した位相歪み制御信号を位相歪み発生手段に対して供給するとともに、増幅対象信号のレベルと位相差が非ゼロ（つまり、ゼロではない値）で同期した当該増幅対象信号の差周波数成分を有した振幅歪み制御信号を振幅歪み発生手段に対して供給する。
【００１３】
従って、例えば従来のように位相歪み制御信号と振幅歪み制御信号との両方が位相差がゼロで増幅対象信号のレベルと同期している場合と比べて、本発明では、振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとを位相差が非ゼロで同期させることにより、位相歪み発生手段や振幅歪み発生手段により発生させる歪みに自由度が与えられるため、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを補償することを従来と比べて改善することを可能とすることができ、上側３次歪みと下側３次歪みとのアンバランスを改善することができる。
【００１４】
なお、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとは、例えば上記図７に示したΔＩＭの差を有した２つの歪みのようなものである。
【００１５】
ここで、増幅対象となる信号としては、種々な信号が用いられてもよく、例えばＷ−ＣＤＭＡの信号やマルチキャリアの信号などが用いられる。
また、増幅対象となる信号は、複数の周波数成分から構成され、当該周波数成分としては種々な周波数の成分が用いられてもよい。具体的には、例えば２つの周波数成分から構成される信号（２波の信号）が用いられてもよく、例えば３つ以上の周波数成分から構成される信号（３波以上の信号）が用いられてもよい。更に具体的に、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号のみから構成されてもよく、或いは、これらの周波数ｆ１、ｆ２の信号と共に他の周波数の信号を含むものであってもよい。
また、各周波数成分の信号は、通常、周波数の幅（帯域の幅）を有する。
【００１６】
また、増幅器としては、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）などの種々な増幅器が用いられてもよい。
また、増幅器としては、例えば単数の増幅器が用いられてもよく、或いは、複数の増幅器が組み合わされて用いられてもよい。
【００１７】
また、増幅器で発生する３次歪みを低減させる程度、つまり、増幅器で発生する３次歪みを補償する精度としては、実用上で有効な歪み補償が行われれば、種々であってもよい。
また、例えば、上記した位相歪み発生手段や振幅歪み発生手段により発生させる歪みを用いて歪み補償を行う構成と共に、他の手段により発生させる歪みを用いて歪み補償を行うような構成が用いられてもよい。
【００１８】
また、増幅器の前段において位相歪みを発生させる位相歪み発生手段や、増幅器の前段において振幅歪みを発生させる振幅歪み発生手段としては、例えば増幅器の直前に配置されてもよく、或いは、増幅器との間に他の処理部が介在されて配置されてもよい。
また、増幅器に対して位相歪み発生手段と振幅歪み発生手段とを配置する位置の関係としては、種々であってもよく、例えばいずれが前段に配置されていずれが後段に配置されてもよい。
【００１９】
また、位相歪み発生手段は、例えば位相歪み制御信号に基づく大きさの位相変化を有する位相歪みを増幅対象信号に対して発生させて与える。
同様に、振幅歪み発生手段は、例えば振幅歪み制御信号に基づく大きさの振幅変化を有する振幅歪みを増幅対象信号に対して発生させて与える。
【００２０】
また、位相歪み制御信号は、増幅対象信号のレベルに対してゼロの位相差をもって同期しており、当該増幅対象信号の差周波数成分を有している。また、振幅歪み制御信号は、増幅対象信号のレベルに対して非ゼロの位相差をもって同期しており、当該増幅対象信号の差周波数成分を有している。
また、振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとが同期する際の非ゼロの位相差としては、種々な値の位相差が用いられてもよい。
また、レベルとしては、例えば振幅のレベルや電力のレベルなどの種々なレベルが用いられてもよい。
【００２１】
また、差周波数成分を有する位相歪み制御信号や振幅歪み制御信号としては、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号から構成される増幅対象信号については差の周波数（ｆ２−ｆ１）の信号が用いられ、また、例えば３波以上から構成される増幅対象信号については１組以上の異なる周波数間の差周波数成分を含むような信号が用いられる。
【００２２】
また、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置では、一構成例として、位相歪み発生手段は位相歪み制御信号に基づいて信号の位相を変化させる位相回路から構成され、振幅歪み発生手段は振幅歪み制御信号に基づいて信号の振幅を変化させる振幅回路から構成される。また、制御信号供給手段は、増幅対象信号のレベルに対応した位相歪み制御信号を当該増幅対象信号のレベルと位相差がゼロで同期させて位相回路に対して供給する位相歪み制御信号供給回路と、増幅対象信号のレベルに対応した振幅歪み制御信号を当該増幅対象信号のレベルと位相差が非ゼロで同期させて振幅回路に対して供給する振幅歪み制御信号供給回路とから構成される。
【００２３】
ここで、位相歪み制御信号供給回路は、例えば、増幅対象信号のレベルを検出する手段と、当該検出されるレベルに対応した位相歪み制御信号を出力する手段を用いて構成される。
また、振幅歪み制御信号供給回路は、例えば、増幅対象信号のレベルを検出する手段と、当該検出されるレベルに対応した振幅歪み制御信号を出力する手段と、当該出力の前や後に当該振幅歪み制御信号の位相を変化させる手段を用いて構成される。
【００２４】
また、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置では、好ましい態様例として、上述のように、制御信号供給手段により供給される振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとの位相差により、増幅器で発生する上側周波数帯の３次歪み（上側３次歪み）と下側周波数帯の３次歪み（下側３次歪み）とのアンバランス成分を低減させる。
【００２５】
また、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置では、一構成例として、位相差調整手段が、増幅器から出力される信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランス成分を低減させるように、制御信号供給手段により供給される振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとの位相差を調整する。
【００２６】
従って、例えば温度変化や経年変化の影響により、振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとの位相差が好ましい値ではなくなってしまったような場合においても、当該位相差を、上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランス成分を低減させるのに好ましい値へ調整することができる。
【００２７】
なお、増幅対象信号として周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号から構成される信号を用いた場合における本発明の態様例を示しておく。
例えば、本発明を適用したプリディストーション歪み補償回路では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生するときに、次のようにして、当該増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、プリディストーション方式の歪み補償において、位相回路により発生させた角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次位相歪みと角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次位相歪みがあり、さらに振幅回路により角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次振幅歪みと周波数（２・ω１−ω２）の下側３次振幅歪みを発生させる。この際に、位相回路に入力する信号（増幅対象信号）の振幅レベルと位相回路の制御信号となる位相補正データの信号とは同期しているが、振幅回路に入力する信号（増幅対象信号）の振幅レベルと振幅回路の制御信号となる振幅補正データの信号とは或る位相差を持たせて同期させる。そして、当該位相差を持たせることで、例えば増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを補償した場合に残るアンバランスを小さくすることができる。
【００２８】
また、例えば、上記のような本発明を適用したプリディストーション歪み補償回路において、更に、歪みレベル検出手段が歪み補償後の信号に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベル及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルを検出し、歪み調整手段が検出される上側３次歪みのレベルと下側３次歪みのレベルとの差が小さくなるように、振幅回路により発生させられる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次振幅歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次振幅歪みを調整する。
【００２９】
このような構成では、歪み補償後の信号に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベルと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルとの差が小さくなるように調整が行われるため、これら２つの周波数において歪み補償後に残ってしまう歪みのレベルを同程度とすることができ、これにより、全体としての歪み補償の精度を向上させることができる。
【００３０】
ここで、歪み補償後の信号に含まれる上側３次歪みのレベルと下側３次歪みのレベルとの差が小さくなるようにする態様としては、例えば当該差が最少となるようにする態様が用いられるのが好ましいが、必ずしもこれに限られず、他の態様が用いられてもよい。
【００３１】
また、歪み調整手段により歪みを調整する仕方としては、種々な仕方が用いられてもよく、一例として、振幅回路に用いられる差周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号の位相を調整することで振幅回路により発生させられる振幅歪みの位相を調整する仕方を用いることができ、他の例として、振幅回路に用いられる差周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号の遅延を調整することで振幅回路により発生させられる振幅歪みの位相を調整する仕方を用いることができる。
【００３２】
以下で、本発明の原理を説明する。
まず、本発明の課題に関して、増幅器における通常の要因以外の歪み発生要因について説明する。
例えば増幅器に用いるＦＥＴのドレイン（Ｄｒａｉｎ）は、入出力特性における偶数次歪みの影響により低周波で揺れていて、特に、２次歪みの影響が大きい。
【００３３】
図８には、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波をＦＥＴにより増幅する場合におけるドレイン電圧の様子の一例を示してあり、横軸は時間［ｓｅｃ］を示しており、縦軸はＦＥＴのドレイン電圧［Ｖ］を示している。ドレイン電圧で観測される波形は、ドレインのＤＣ電圧Ｖ１（例えば２８ＶDC）と、増幅される信号が有する包絡線Ｖ２とが重畳されたようなものである。但し、ドレインで観測される包絡線Ｖ３は、ドレイン部に存在するコンデンサやコイルや抵抗から構成されるドレインバイアス回路の時定数の影響により、純粋な包絡線Ｖ２と比べて、波形が歪んでいる。
【００３４】
さて、ドレインの電圧が変化するということは、ＦＥＴの利得特性と位相特性が変化するということであり、しかも包絡線に準じた情報、具体的には上記図８に示した波形Ｖ３、により利得特性と位相特性が変化するということである。以下では、このような現象をドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換及びドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換と呼ぶこととし、これに対して、理想的な、すなわち純粋な包絡線によるＡＭ−ＡＭ変換及び純粋な包絡線によるＡＭ−ＰＭ変換を純粋なＡＭ−ＡＭ変換及び純粋なＡＭ−ＰＭ変換と呼ぶ。
【００３５】
次に、図９を参照して、純粋なＡＭ−ＡＭ変換とドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換との違いを説明する。同図には、ＦＥＴで処理される信号の包絡線の一例を示してあり、同図の横軸は時間を示しており、縦軸は包絡線レベルを示している。
また、図１０には、ＦＥＴにおけるドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換の特性Ｔ１の一例を示してあり、同図の横軸は入力電力［ｄＢｍ］を示しており、縦軸はゲイン［ｄＢ］を示している。この特性Ｔ１は、入力電力が増加するとゲインが圧縮される性質を有している。
【００３６】
ここで、説明の便宜上から、ＦＥＴの利得は１とし、ＦＥＴの入力包絡線を上記図９の波形Ｓ１のように示す。入力包絡線Ｓ１はＦＥＴにより純粋なＡＭ−ＡＭ変換を受け、波形Ｓ２のようになろうとするが、さらに波形Ｓ２はドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換により波形Ｓ３のようになる。同図に示されるように、純粋なＡＭ−ＡＭ変換とドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換とは、純粋なＡＭ−ＡＭ変換が包絡線に完全に同期したものであるのに対して、ドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換は包絡線とは或る時定数をもって同期している点で異なり、これはドレインバイアス回路の時定数によるものである。
【００３７】
次に、図１１を参照して、純粋なＡＭ−ＰＭ変換とドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換との違いを説明する。同図には、ＦＥＴで処理される信号の包絡線の一例を示してあり、同図の横軸は時間を示しており、縦軸は包絡線レベルを示している。
また、図１２には、ＦＥＴにおけるドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換の特性Ｔ２の一例を示してあり、同図の横軸は入力電力［ｄＢｍ］を示しており、縦軸は位相［ｄｅｇ］を示している。この特性Ｔ２は、入力電力が増加すると位相が減少する性質を有している。
【００３８】
ここで、説明の便宜上から、ＦＥＴの位相は０度（°）とし、ＦＥＴの入力包絡線を上記図１１の波形Ｓ１１のように示す。入力包絡線Ｓ１１はＦＥＴにより純粋なＡＭ−ＰＭ変換を受け、波形Ｓ１２のようになる。さらに波形Ｓ１２はドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により、波形Ｓ１３のようになる。同図に示されるように、純粋なＡＭ−ＰＭ変換とドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換とは、純粋なＡＭ−ＰＭ変換が包絡線に完全に同期したものであるのに対して、ドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換は包絡線とは或る時定数をもって同期している点で異なり、これはドレインバイアス回路の時定数によるものである。
【００３９】
次に、純粋なＡＭ−ＡＭ変換により発生する３次歪みとドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換により発生する３次歪みとの違いを、振幅変調器を例として、増幅器をモデル化して説明する。
被変調信号として角周波数ω１の信号と角周波数ω２の信号を考え、変調信号として差の角周波数（ω２−ω１）の信号を考える。
【００４０】
まず、図１３（ａ）及び図１３（ｂ）においてΦ１＝０である場合を考えて、純粋なＡＭ−ＡＭ変換により発生する３次歪みを説明する。
前記のように入力信号はｃｏｓ（ω１・t）＋ｃｏｓ(ω２・ｔ)と表され、変調信号をｃｏｓ｛（ω２−ω１）・t｝とし、変調度をΔ１とすると、振幅変調器４１の出力は［１＋Δ１・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ｝］{ｃｏｓ（ω１・t）＋ｃｏｓ（ω２・t）}となる。なお、ｔは時刻を表す。
【００４１】
振幅変調器４１の出力を展開すると式１のように表され、角周波数（２・ω１−ω２）に下側３次歪み｛＋（Δ１／２）・ｃｏｓ（2・ω１−ω２）・t｝が発生し、角周波数（２・ω２−ω１）に上側３次歪み｛＋（Δ１／２）・ｃｏｓ（２・ω２−ω１）・t｝が発生する。いわば、上記図１３（ａ）の例は、ＡＭ−ＡＭ変換を表しており、ここでは、Φ１＝０として、被変調信号が有する包絡線と変調信号とが同期している場合をモデル化している。
【００４２】
【数１】

【００４３】
また、上記図１３（ｂ）には、発生した角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次歪みだけを上記式１から抜き出してベクトル表示してあり、それぞれの３次歪みがベクトルａ１及びベクトルａ２（ここでは、Φ１＝０）で表されている。
【００４４】
また、上記図１３（ａ）及び上記図１３（ｂ）においてΦ１≠０である場合を考えて、ドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換により発生する３次歪みを説明する。
ドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換では、前記のように被変調信号と変調信号とが位相差をもって同期している。このため、変調信号にΦ１の初期位相を持たせてある。
【００４５】
振幅変調器４１の出力を展開すると式２のように表され、角周波数（２・ω１−ω２）に下側３次歪み［＋（Δ１／２）・ｃｏｓ｛（２・ω１−ω２）・t−Φ１｝］が発生し、角周波数（２・ω２−ω１）に上側３次歪み［＋（Δ１／２）・ｃｏｓ｛（２・ω２−ω１）・t＋Φ１｝］が発生する。
【００４６】
【数２】

【００４７】
また、上記図１３（ｂ）には、発生した角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次歪みだけを上記式２から抜き出してベクトル表示してあり、それぞれの３次歪みがベクトルａ１及びベクトルａ２で表されている。
ドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換では、バイアス回路が有する時定数の影響により、上記図１３（ｂ）に示したように、下側３次歪みａ１の位相がΦ１＝０の場合と比べてΦ１だけ半時計回りに回転しており、上側３次歪みａ２の位相がΦ１＝０の場合と比べてΦ１だけ時計回りに回転している。
【００４８】
次に、純粋なＡＭ−ＰＭ変換により発生する３次歪みとドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により発生する３次歪みとの違いを、位相変調器を例として、増幅器をモデル化して説明する。
被変調信号として角周波数ω１の信号と角周波数ω２の信号を考え、変調信号として差の角周波数（ω２−ω１）の信号を考える。
【００４９】
まず、図１４（ａ）及び図１４（ｂ）においてΦ２＝０である場合を考えて、純粋なＡＭ−ＰＭ変換により発生する３次歪みを説明する。
前記のように入力信号はｃｏｓ（ω１・t）＋ｃｏｓ(ω２・ｔ)と表され、変調信号をｃｏｓ｛（ω２−ω１）・t｝とし、変調度をΔ２とすると、位相変調器５１の出力はｃｏｓ［ω１・ｔ＋Δ２・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ｝］＋ｃｏｓ［ω２・ｔ＋Δ２・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ｝］となる。
【００５０】
位相変調器５１の出力を展開すると近似的に式３のように表され、角周波数（２・ω１−ω２）に下側３次歪み［−（Δ２／２）・ｓｉｎ｛（２・ω１−ω２）・ｔ｝］が発生し、角周波数（２・ω２−ω１）に上側３次歪み［−（Δ２／２）・ｓｉｎ｛（２・ω２−ω１）｝・ｔ］が発生する。いわば、上記図１４（ａ）の例は、ＡＭ−ＰＭ変換を表しており、ここでは、Φ２＝０として、被変調信号が有する包絡線と変調信号とが同期している場合をモデル化している。
【００５１】
【数３】

【００５２】
また、上記図１４（ｂ）には、発生した角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次歪みだけを上記式３から抜き出してベクトル表示してあり、それぞれの３次歪みがベクトルｂ１及びベクトルｂ２（ここでは、Φ２＝０）で表されている。
【００５３】
また、上記図１４（ａ）及び上記図１４（ｂ）においてΦ２≠０である場合を考えて、ドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により発生する３次歪みを説明する。
ドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換では、前記のように被変調信号と変調信号とが位相差をもって同期している。このため、変調信号にΦ２の初期位相を持たせてある。
【００５４】
位相変調器５１の出力を展開すると近似的に式４のように表され、角周波数（２・ω１−ω２）に下側３次歪み［−（Δ２／２）・ｓｉｎ｛（２・ω１−ω２）・ｔ−Φ２｝］が発生し、角周波数（２・ω２−ω１）に上側３次歪み［−（Δ２／２）・ｓｉｎ｛（２・ω２−ω１）・ｔ＋Φ２｝］が発生する。
【００５５】
【数４】

【００５６】
また、上記図１４（ｂ）には、発生した角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次歪みだけを上記式４から抜き出してベクトル表示してあり、それぞれの３次歪みがベクトルｂ１及びベクトルｂ２で表されている。
ドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換では、バイアス回路が有する時定数の影響により、上記図１４（ｂ）に示したように、下側３次歪みｂ１の位相がΦ２＝０の場合と比べてΦ２だけ半時計回りに回転しており、上側３次歪みｂ２の位相がΦ２＝０の場合と比べてΦ２だけ時計回りに回転している。
【００５７】
ここで、ＦＥＴの利得及び位相に周波数特性がない場合であって、純粋なＡＭ−ＡＭ変換及び純粋なＡＭ−ＰＭ変換のみであれば、ＩＭ歪みのアンバランスは発生しないが、純粋なＡＭ−ＡＭ変換及び純粋なＡＭ−ＰＭ変換にドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換及びドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換が加わることにより、ＩＭ歪みのアンバランスが発生する。
【００５８】
図１５のベクトル図を参照して、このようなアンバランスの発生などの様子を説明する。
例として、角周波数ω１の信号と角周波数ω２の信号がＦＥＴから構成される増幅器により増幅される場合に、ＡＭ−ＡＭ変換及びＡＭ−ＰＭ変換により、角周波数（２・ω１−ω２）と角周波数（２・ω２−ω１）に３次ＩＭ歪みが発生する様子を説明する。
【００５９】
図１５（ａ）には純粋なＡＭ−ＡＭ変換により発生する３次ＩＭ歪みとして、角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪み及び角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みをそれぞれベクトルｃ１及びベクトルｃ２として示してある。
また、同図（ａ）には、これらのベクトルｃ１、ｃ２に加えて、純粋なＡＭ−ＰＭ変換により発生する３次ＩＭ歪みとして、角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪み及び角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みをそれぞれベクトルｄ１及びベクトルｄ２として示してある。
【００６０】
同図（ａ）に示したように、下側周波数帯のベクトルｃ１とベクトルｄ１との合成ベクトルｅ１が純粋なＡＭ−ＡＭ変換及び純粋なＡＭ−ＰＭ変換により発生した下側３次ＩＭ歪みに相当し、上側周波数帯のベクトルｃ２とベクトルｄ２との合成ベクトルｅ２が純粋なＡＭ−ＡＭ変換及び純粋なＡＭ−ＰＭ変換により発生した上側３次ＩＭ歪みに相当する。
【００６１】
次に、角周波数ω１の信号と角周波数ω２の信号がＦＥＴにより増幅され、ＦＥＴにより増幅される信号の包絡線とドレインの変動とが位相差θで同期している場合に、ＦＥＴのドレインバイアス回路の影響を受けて、ドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換及びドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により、角周波数（２・ω１−ω２）と角周波数（２・ω２−ω１）に発生する３次ＩＭ歪みを考える。
【００６２】
図１５（ｂ）にはドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換により発生する３次ＩＭ歪みとして、角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪み及び角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みをそれぞれベクトルｆ１及びベクトルｆ２として示してある。ベクトルｆ１は同図（ａ）に示したベクトルｃ１と比べて位相が反時計回りにθだけ回転しており、ベクトルｆ２は同図（ａ）に示したベクトルｃ２と比べて位相が時計回りにθだけ回転している。
【００６３】
また、同図（ｂ）には、これらのベクトルｆ１、ｆ２に加えて、ドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により発生する３次ＩＭ歪みとして、角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪み及び角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みをそれぞれベクトルｇ１及びベクトルｇ２として示してある。ベクトルｇ１は同図（ａ）に示したベクトルｄ１と比べて位相が反時計回りにθだけ回転しており、ベクトルｇ２は同図（ａ）に示したベクトルｄ２と比べて位相が時計回りにθだけ回転している。
【００６４】
同図（ｂ）に示したように、下側周波数帯のベクトルｆ１とベクトルｇ１との合成ベクトルｈ１がドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換及びドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により発生した下側３次ＩＭ歪みに相当し、上側周波数帯のベクトルｆ２とベクトルｇ２との合成ベクトルｈ２がドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換及びドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換により発生した上側３次ＩＭ歪みに相当する。なお、ベクトルｆ１及びベクトルｆ２は上記図９に示した波形Ｓ２と波形Ｓ３との差の歪みを表しており、ベクトルｇ１及びベクトルｇ２は上記図１１に示した波形Ｓ１２と波形Ｓ１３との差の歪みを表している。
【００６５】
図１５（ａ）に示したベクトルｅ１及びベクトルｅ２は｜ｅ１｜＝｜ｅ２｜（ここで｜ ｜は絶対値を示す、以下も同様）となり、同図（ｂ）に示したベクトルｈ１及びベクトルｈ２も｜ｈ１｜＝｜ｈ２｜となる。
しかしながら、図１５（ｃ）に示されるように、純粋なＡＭ−ＡＭ変換及び純粋なＡＭ−ＰＭ変換に加えて、ドレイン変動によるＡＭ−ＡＭ変換及びドレイン変動によるＡＭ−ＰＭ変換が加わると、下側周波数帯のベクトルｅ１とベクトルｈ１との合成ベクトルｉ１と、上側周波数帯のベクトルｅ２とベクトルｈ２との合成ベクトルｉ２とでは、それぞれの長さが異なり、｜ｉ１｜≠｜ｉ２｜となる。
【００６６】
以上のような要因により、角周波数ω１の信号と角周波数ω２の信号をＦＥＴで増幅する場合に、角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みとの間にアンバランスが生じる。
【００６７】
次に、図１５（ｄ）を参照して、上記のようなアンバランスが発生するＦＥＴから構成される増幅器で発生する歪みを、従来のプリディストーション回路により歪み補償する場合の様子を説明する。
同図（ｄ）には、上記図６に示したような従来のプリディストーション回路を構成する振幅回路９により発生させられる角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次振幅歪みのベクトルｊ１及び角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次振幅歪みのベクトルｊ２と、このような従来のプリディストーション回路を構成する位相回路８により発生させられる角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次位相歪みのベクトルｋ１及び角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次位相歪みのベクトルｋ２を示してある。
【００６８】
ここで、プリディストーション方式は、増幅器のＡＭ−ＡＭ変換及びＡＭ−ＰＭ変換により発生する振幅歪み及び位相歪みに対して、振幅回路及び位相回路により逆位相の振幅歪み及び位相歪みを発生させることにより、歪みを補償する方式であり、また、従来のプリディストーション方式では、位相回路及び振幅回路に入力する信号（増幅対象信号）の包絡線のレベルと位相回路及び振幅回路に対する制御信号とが同期している。
【００６９】
このため、上記図１５（ｄ）に示した振幅歪みｊ１及び振幅歪みｊ２は上記図１５（ａ）に示した増幅器のＡＭ−ＡＭ変換により発生する振幅歪みｃ１及び振幅歪みｃ２に対してそれぞれ逆位相となっており、また、上記図１５（ｄ）に示した位相歪みｋ１及び位相歪みｋ２は上記図１５（ａ）に示した増幅器のＡＭ−ＰＭ変換により発生する位相歪みｄ１及び位相歪みｄ２に対してそれぞれ逆位相となっている。
【００７０】
上記図１５（ｄ）には、従来のプリディストーション回路により発生させる下側周波数帯の振幅歪みｊ１と位相歪みｋ１との合成ベクトルｍ１と、上側周波数帯の振幅歪みｊ２と位相歪みｋ２との合成ベクトルｍ２を示してあり、これらの合成ベクトルｍ１、ｍ２がそれぞれ当該プリディストーション回路により発生させる角周波数（２・ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みに相当する。
【００７１】
そして、同図（ｄ）に示されるように、従来のプリディストーションでは、例えば一方の角周波数（２・ω１−ω２）においては増幅器で発生する歪みｉ１を歪み補償用の歪みｍ１により完全に相殺させることができるが、他方の角周波数（２・ω２−ω１）においては歪み補償後にベクトルｎ２（＝ｉ２−ｍ２）に相当する歪み成分が残ってしまう。このように、従来のプリディストーションでは歪み補償後に角周波数（２ω１−ω２）の下側３次ＩＭ歪みと角周波数（２・ω２−ω１）の上側３次ＩＭ歪みとのアンバランスが残ってしまう。
【００７２】
次に、本発明により歪み補償を行う場合を説明する。
例えば一般に用いられている振幅変調の式によると、ｔが時刻を示すとして、角周波数ω１と角周波数ω２の信号｛ｃｏｓ（ω１・ｔ）＋ｃｏｓ（ω２・t）｝を振幅変調した結果ｙは式５のように示される。ここで、δは変調度を示しており、プリディストーション方式においては例えば振幅回路に対する制御信号の振幅を調整することにより当該変調度δを変化させることができる。また、（ω２−ω１）は振幅変調信号の角周波数を示している。
【００７３】
【数５】

【００７４】
また、ＦＥＴから構成される増幅器におけるＡＭ−ＡＭ変換を振幅変調器４１を用いてモデル化した上記図１３（ａ）では振幅変調器４１への制御信号を＋ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ｝で表したが、プリディストーションにおける振幅回路では、ＦＥＴのＡＭ−ＡＭ変換により発生する振幅歪みに対して逆位相の振幅歪みを与えることで歪み補償を行うため、プリディストーションにおける振幅回路への制御信号は−ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ｝で表す。
また、上記式５を分解すると、式６のように示される。
【００７５】
【数６】

【００７６】
ここで、図４（ａ）には、上記式６に示した振幅変調された結果の信号ｙのスペクトラムの一例を示してあり、横軸は角周波数を示しており、縦軸は信号の振幅のレベルを示している。
同図（ａ）に示したスペクトラムでは、角周波数ω１の信号が上記式６の最右辺の第１項及び第６項で表される主信号の成分に相当し、角周波数ω２の信号が上記式６の最右辺の第２項及び第３項で表される主信号の成分に相当し、角周波数（２・ω２−ω１）の信号が上記式６の最右辺の第５項で表される上側振幅歪みの成分に相当し、角周波数（２・ω１−ω２）の信号が上記式６の最右辺の第４項で表される下側振幅歪みの成分に相当している。
【００７７】
また、同図（ｂ）には、同図（ａ）に示した２つの振幅歪みのそれぞれをベクトル表示したものを示している。
また、振幅変調に用いられる上記した制御信号−ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ｝の位相をφだけ変化させると、振幅変調した結果の信号ｙ’は式７に示されるようになる。
【００７８】
【数７】

【００７９】
上記式７では、角周波数（２・ω２−ω１）の振幅歪みが右辺の第５項で表され、当該振幅歪みの位相が時計回りにφだけ回転しており、また、角周波数（２・ω１−ω２）の振幅歪みが右辺の第４項で表され、当該振幅歪みの位相が反時計回りにφだけ回転している。
図４（ｃ）には、上記式７に示したようにそれぞれ（＋φ）或いは（−φ）だけ位相が回転した場合における上下の角周波数の２つの振幅歪みをベクトル表示してある。
【００８０】
次に、図５（ａ）〜図５（ｃ）を参照して、上記式７に示したような２つの振幅歪みを用いて、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２)の下側３次歪みをキャンセルする仕方の一例を示す。
図５（ａ）には、増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを表すベクトルｉ１及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みを表すベクトルｉ２として、上記図１５（ｃ）で示したのと同様なベクトルを示してある。
【００８１】
また、図５（ａ）には、振幅回路への制御信号を＋φだけ位相回転させて本発明に係る振幅回路により発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側振幅歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側振幅歪みをそれぞれベクトルｐ１及びベクトルｐ２として示してあり、本発明に係る位相回路により発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側位相歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側位相歪みをそれぞれベクトルｑ１及びベクトルｑ２として示してある。
【００８２】
また、図５（ｂ）には、下側周波数帯において歪み補償用に発生させる振幅歪みｐ１と位相歪みｑ１との合成ベクトルｒ１と、上側周波数帯において歪み補償用に発生させる振幅歪みｐ２と位相歪みｑ２との合成ベクトルｒ２を示してある。そして、本例では、下側周波数帯において増幅器で発生する歪みｉ１と歪み補償用の歪み（合成ベクトル）ｒ１とが逆ベクトルの関係となるようにしてあり、この場合、下側周波数帯において増幅器で発生する歪みを完全に相殺することができる。
【００８３】
一方、本例では、上側周波数帯において、増幅器で発生する歪みｉ２と歪み補償用の歪み（合成ベクトル）ｒ２とが逆ベクトルの関係にはないため、残歪みとして差のベクトルｓ２（＝ｉ２−ｒ２）が残ってしまうが、例えば従来のプリディストーションにより歪み補償した場合に残ってしまう上記図１５（ｄ）に示したのと同様な歪みのベクトルｎ２と比較した場合には、本発明を適用した場合に残る歪みｓ２の方が小さくなる。
【００８４】
このように、本発明を適用した場合には、例えば従来のプリディストーション歪み補償と比べて、歪み補償後に残ってしまう周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとのアンバランスを改善することができ、これにより、良好な歪み補償を実現することができる。
【００８５】
【発明の実施の形態】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
以下の実施例では、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置をプリディストーション方式により増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償回路に適用した場合を示し、このような歪み補償回路を備えた増幅装置を例として示す。
【００８６】
まず、本発明の第１実施例に係る増幅装置を説明する。
図１には、本例の増幅装置の回路構成例を示してあり、本例の増幅装置には、分岐部１と、例えば遅延線から構成された遅延手段２と、２乗検波器（２乗検波回路）３と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器４と、位相補正用のテーブル５ａと、振幅補正用のテーブル５ｂと、２つのＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器６ａ、６ｂと、Ｄ／Ａ変換器６ａ、６ｂからの出力の折り返し成分を除去するための２つのＬＰＦ（Low Pass Filter）７ａ、７ｂと、主信号（増幅対象となる信号）の位相を制御するための位相回路８と、主信号の振幅を制御するための振幅回路９と、主信号を増幅するための増幅器（主増幅器）１０と、分岐部１１と、歪み検知回路１２と、テーブル更新回路１３と、後述するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１６の発振周波数を制御するためのＶＣＯ制御回路１４と、Ｄ／Ａ変換器１５と、Ｄ／Ａ変換器６ｂに対して駆動するＶＣＯ１６と、デジタル処理部１８のクロック信号発生器１７とが備えられている。
【００８７】
また、本例では、Ａ／Ｄ変換器４と、２つのテーブル５ａ、５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと、テーブル更新回路１３と、ＶＣＯ制御回路１４と、Ｄ／Ａ変換器１５と、ＶＣＯ１６と、クロック信号発生器１７がデジタル処理部１８に含まれている。
【００８８】
なお、本例では２乗検波器３を用いたが、例えば信号の包絡線成分を取り出すことが出来る機能を有する検波器であればよく、必ずしも検波方式は２乗検波に限られない。
また、２乗検波器３の出力に対して、例えば高周波成分除去のためのＬＰＦが付加されてもよい。
【００８９】
本例の増幅装置では、増幅対象となる例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を含んだＲＦ（Radio Frequency）帯の信号が分岐部１に入力される。
分岐部１は、入力される信号を２つの信号に分岐し、一方の分岐信号を遅延手段２を介して位相回路８へ出力し、他方の分岐信号を２乗検波器３へ出力する。
【００９０】
２乗検波器３は、分岐部１から入力される他方の分岐信号の瞬時的な振幅レベルを検出し、当該検出結果をＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器４へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４は、２乗検波器３から入力される振幅レベルの検出結果をアナログ信号からデジタル信号へ変換して位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂへ出力する。
【００９１】
位相補正用のテーブル５ａは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データを読み出してＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器６ａへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ａは、位相補正用のテーブル５ａから入力される位相補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換してＬＰＦ７ａへ出力する。
ＬＰＦ７ａは、Ｄ／Ａ変換器６ａの出力から折り返し成分を除去して、信号を位相回路８へ出力する。
【００９２】
振幅補正用のテーブル５ｂは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ｂへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ｂは、振幅補正用のテーブル５ｂから入力される振幅補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換してＬＰＦ７ｂへ出力する。
ＬＰＦ７ｂは、Ｄ／Ａ変換器６ｂの出力から折り返し成分を除去して、信号を振幅回路９へ出力する。
【００９３】
なお、本例では、位相補正用のＤ／Ａ変換器６ａでは後述するクロック信号発生器１７から入力されるクロック信号に基づいてＤ／Ａ変換処理が行われ、また、振幅補正用のＤ／Ａ変換器６ｂでは後述するクロック信号発生器１７から入力されるクロック信号及び後述するＶＣＯ１６から入力される信号に基づいてＤ／Ａ変換処理が行われる。
【００９４】
分岐部１から遅延手段２へ出力される一方の分岐信号は、上記した２乗検波器３とＡ／Ｄ変換器４と位相補正用テーブル５ａ及び振幅補正用テーブル５ｂと２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと２つのＬＰＦ７ａ、７ｂから成る処理系により他方の分岐信号(当該一方の分岐信号に対応したもの)の振幅レベルに対応した位相補正データの信号及び振幅補正データの信号が位相回路８や振幅回路９に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延手段２により遅延させられる。
【００９５】
このような遅延により、位相回路８は、遅延手段２から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相歪みを与えて振幅回路９へ出力する。
【００９６】
振幅回路９は、例えば後述するクロック信号発生器１７と後述するＶＣＯ１６との発振周波数が同じである場合には、上記した位相回路８と同様に、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルと位相差がゼロで同期した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて主増幅器１０へ出力する。
【００９７】
また、振幅回路９は、例えば後述するクロック信号発生器１７と後述するＶＣＯ１６との発振周波数が異なる場合には、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対してクロック信号発生器１７の発振周波数とＶＣＯ１６の発振周波数との差の周波数に対応した位相差をもって同期した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて主増幅器１０へ出力する。なお、この位相差は例えば上記図５（ａ）に示した位相差φに相当する。
【００９８】
主増幅器１０は、例えばＦＥＴを用いて共通増幅器として構成されており、振幅回路９から入力される信号を増幅して当該増幅信号を分岐部１１を介して出力する。この際に、主増幅器１０で発生する位相歪み及び振幅歪みが位相回路８で与えられた位相歪み及び振幅回路９で与えられた振幅歪みにより補償され、主増幅器１０からは歪みが補償された増幅信号が分岐部１１を介して出力される。
【００９９】
また、分岐部１１は、主増幅器１０から入力される増幅信号の一部を分岐して、当該分岐信号を歪み検知回路１２へ出力する。
歪み検知回路１２は、分岐部１１から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み成分及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み成分を検出し、当該検出結果をテーブル更新回路１３及びＶＣＯ制御回路１４へ出力する。
【０１００】
テーブル更新回路１３は、歪み検知回路１２から入力される検出結果に基づいて、分岐部１１により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最少となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル５ａ、５ｂへ出力することにより、当該各テーブル５ａ、５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換える。
【０１０１】
ＶＣＯ制御回路１４は、歪み検知回路１２から入力される検出結果に関して、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベルと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルとの差が例えば最少となるように、後述するＶＣＯ１６の発振周波数を調整するための制御信号をＤ／Ａ変換器１５へ出力する。
【０１０２】
Ｄ／Ａ変換器１５は、ＶＣＯ制御回路１４から入力される制御信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換してＶＣＯ１６へ出力する。
ＶＣＯ１６は、ＶＣＯ制御回路１４からＤ／Ａ変換器１５を介して入力される制御信号に対応した周波数の信号を発振してＤ／Ａ変換器６ｂへ出力する。
クロック信号発生器１７は、例えば一定の周波数のクロック信号を発振して、当該クロック信号をデジタル処理部１８に備えられた２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂなどの各処理部４、５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂ、１３〜１６へ供給する。
【０１０３】
本例では、このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補正データの更新処理や振幅補正データの位相制御の更新処理を行うことにより、例えぱ温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置を実現している。
【０１０４】
また、上述のように、一方の分岐信号に与えられる位相歪みや振幅歪みとしては、主増幅器１０で発生する位相歪みや振幅歪みを打ち消すことができるような歪みを発生する。このため、例えば主増幅器１０の特性が入カレベルに応じてＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換を生じることに対応して、主増幅器１０で発生する位相歪みや振幅歪みを良好に補償することができるような位相補正データ及び振幅補正データが各テーブル５ａ、５ｂに設定されるようにし、これにより、増幅装置の全体として歪みを低減させることが実現される。
【０１０５】
以上のように、本例の増幅装置では、主増幅器１０により増幅する信号の包絡線を検波して当該包絡線に基づいてプリディストーション部の位相回路８及び振幅回路９を制御してプリディストーション方式により歪み補償を行う回路において、振幅回路９を制御するための振幅補正データと当該振幅回路９に入力する歪み補償対象となる信号（一方の分岐信号）のレベルとの間に位相差を与えることにより、上側周波数帯の３次歪みと下側周波数の３次歪みとにアンバランスが存在するような主増幅器１０で発生する歪みを良好に歪み補償する。
【０１０６】
更に具体的には、本例の増幅装置では、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を主増幅器１０で増幅するに際して、振幅補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換するためのＤ／Ａ変換器６ｂを駆動するためのクロック用ＶＣＯ１６の発振周波数をクロック信号発振器１７の発振周波数に対して変化させることにより、振幅回路９で発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相を変化させ、これにより、例えば従来と比べて、歪み補償後に残る周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのアンバランスを改善しており、本例のような増幅装置は増幅器の線形化に役立つことができる。
【０１０７】
なお、上記した分岐部１１や歪み検知回路１２やテーブル更新回路１３から構成されるフィードバック系や、分岐部１１や歪み検知回路１２やＶＣＯ制御回路１４やＤ／Ａ変換器１５から構成されるフィードバック系は、必ずしも備えられなくともよい。
また、本例では、位相補正用のテーブル５ａ及びＤ／Ａ変換器６ａと振幅補正用のテーブル５ｂ及びＤ／Ａ変換器６ｂとを別個のものとして備えたが、例えば位相補正用と振幅補正用とでテーブルやＤ／Ａ変換器が共用化されてもよい。
【０１０８】
また、主信号に対して位相歪みを与えるための位相回路８と、主信号に対して振幅歪みを与えるための振幅回路９の並び順としては、本例のように位相回路８の後段に振幅回路９が備えられてもよく、或いは、振幅回路９の後段に位相回路８が備えられる構成が用いられてもよい。
【０１０９】
ここで、本例では、位相回路８の機能により位相歪み発生手段が構成されており、振幅回路９の機能により振幅歪み発生手段が構成されている。
また、本例では、位相回路８を制御するための位相補正データの信号が位相歪み制御信号に相当し、振幅回路９を制御するための振幅補正データの信号が振幅歪み制御信号に相当する。
【０１１０】
また、本例では、２乗検波器３やＡ／Ｄ変換器４や位相補正用のテーブル５ａやＤ／Ａ変換器６ａやＬＰＦ７ａを用いて位相歪み制御信号供給回路が構成されており、２乗検波器３やＡ／Ｄ変換器４や振幅補正用のテーブル５ｂやＤ／Ａ変換器６ｂやＶＣＯ１６やＬＰＦ７ｂを用いて振幅歪み制御信号供給回路が構成されており、そして、位相歪み制御信号供給回路と振幅歪み制御信号供給回路から制御信号供給手段が構成されている。
また、本例では、分岐部１１や歪み検知回路１２やＶＣＯ制御回路１４やＤ／Ａ変換器１５の機能により位相差調整手段が構成されている。
【０１１１】
次に、本発明の第２実施例に係る増幅装置を説明する。
図２には、本例の増幅装置の回路構成例を示してある。
ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、振幅補正データの位相を変化させる構成部分が異なるという点を除いては、例えば上記第１実施例の図１に示した増幅装置と同様であるため、本例では異なる部分を詳しく説明する。
【０１１２】
本例の増幅装置には、上記図１に示した増幅装置と比較して、上記図１に示したＶＣＯ１６が備えられていない代わりに、振幅補正用のＤ／Ａ変換器６ｂとＬＰＦ７ｂとの間に位相回路２１が備えられており、また、上記図１に示したフィードバック系のＶＣＯ制御回路１４及びＤ／Ａ変換器１５が備えられていない代わりに、フィードバック系の位相制御回路２２とＤ／Ａ変換器２３が備えられている。
【０１１３】
位相回路２１は、Ｄ／Ａ変換器６ｂから出力される振幅回路９に対する振幅補正データの信号の位相を回転させて、当該位相回転後の信号をＬＰＦ７ｂへ出力する。
位相制御回路２２は、歪み検知回路１２から入力される検出結果に関して、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベルと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルとの差が例えば最少となるように、位相回路２１により振幅補正データに対して与えられる位相変化量を調整するための制御信号をＤ／Ａ変換器２３へ出力する。
Ｄ／Ａ変換器２３は、位相制御回路２２から入力される制御信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換して位相回路２１へ出力する。
【０１１４】
このような構成により、振幅回路９では、例えば位相回路２１による位相回転量がゼロである場合には、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルと位相差がゼロで同期した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて主増幅器１０へ出力する。
また、振幅回路９では、例えば位相回路２１による位相回転量がゼロではない場合には、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対して位相回路２１で与えられる位相差をもって同期した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて主増幅器１０へ出力する。
【０１１５】
以上のように、本例の増幅装置では、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を主増幅器１０で増幅するに際して、振幅補正データの信号を位相回路２１により位相回転させて、振幅回路９で発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相を変化させることにより、例えば上記第１実施例で述べたのと同様に、良好な歪み補償を実現することができる。
【０１１６】
なお、本例では、Ｄ／Ａ変換器６ｂとＬＰＦ７ｂとの間に位相回路２１を備えたが、例えばＬＰＦ７ｂと振幅回路９との間に位相回路２１を備えるような構成においても、本例と同様な効果を得ることができる。
【０１１７】
ここで、本例では、２乗検波器３やＡ／Ｄ変換器４や振幅補正用のテーブル５ｂやＤ／Ａ変換器６ｂや位相回路２１やＬＰＦ７ｂを用いて振幅歪み制御信号供給回路が構成されている。
また、本例では、分岐部１１や歪み検知回路１２や位相制御回路２２やＤ／Ａ変換器２３の機能により位相差調整手段が構成されている。
【０１１８】
次に、本発明の第３実施例に係る増幅装置を説明する。
図３には、本例の増幅装置の回路構成例を示してある。
ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、振幅補正データの位相を変化させる構成部分が異なるという点を除いては、例えば上記第１実施例の図１に示した増幅装置と同様であるため、本例では異なる部分を詳しく説明する。
【０１１９】
本例の増幅装置には、上記図１に示した増幅装置と比較して、上記図１に示したＶＣＯ１６が備えられていない代わりに、振幅補正用のＤ／Ａ変換器６ｂとＬＰＦ７ｂとの間に遅延回路３１が備えられており、また、上記図１に示したフィードバック系のＶＣＯ制御回路１４及びＤ／Ａ変換器１５が備えられていない代わりに、フィードバック系の遅延制御回路３２とＤ／Ａ変換器３３が備えられている。
【０１２０】
遅延回路３１は、振幅補正用のＤ／Ａ変換器６ｂから出力される振幅補正データの信号を遅延させることにより当該信号の位相を回転させ、当該位相回転後の信号をＬＰＦ７ｂへ出力する。
遅延制御回路３２は、歪み検知回路１２から入力される検出結果に関して、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベルと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルとの差が例えば最少となるように、遅延回路３１により振幅補正データの信号に対して与えられる遅延量を調整するための制御信号をＤ／Ａ変換器３３へ出力する。
Ｄ／Ａ変換器３３は、遅延制御回路３２から入力される制御信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換して遅延回路３１へ出力する。
【０１２１】
このような構成により、振幅回路９では、例えば遅延回路３１による遅延量がゼロである場合には、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルと位相差がゼロで同期した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて主増幅器１０へ出力する。
また、振幅回路９では、例えば遅延回路３１による遅延量がゼロではない場合には、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対して遅延回路３１で与えられる遅延量に対応する位相差をもって同期した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて主増幅器１０へ出力する。
【０１２２】
以上のように、本例の増幅装置では、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を主増幅器１０で増幅するに際して、振幅補正データの信号に対して遅延回路３１により遅延を与えて、当該遅延時間に対応した位相回転に応じて振幅回路９で発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相を変化させることにより、例えば上記第１実施例で述べたのと同様に、良好な歪み補償を実現することができる。
【０１２３】
なお、本例では、Ｄ／Ａ変換器６ｂとＬＰＦ７ｂとの間に遅延回路３１を備えたが、例えばＬＰＦ７ｂと振幅回路９との間に遅延回路３１を備えるような構成においても、本例と同様な効果を得ることができる。
【０１２４】
ここで、本例では、２乗検波器３やＡ／Ｄ変換器４や振幅補正用のテーブル５ｂやＤ／Ａ変換器６ｂや遅延回路３１やＬＰＦ７ｂを用いて振幅歪み制御信号供給回路が構成されている。
また、本例では、分岐部１１や歪み検知回路１２や遅延制御回路３２やＤ／Ａ変換器３３の機能により位相差調整手段が構成されている。
【０１２５】
ここで、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置や増幅装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
【０１２６】
例えば、プリディストーション歪み補償装置と増幅器とは別個に構成されてもよく、或いは、一体としてプリディストーション歪み補償機能付きの増幅装置として構成されてもよい。
また、本発明に係る技術を例えばプリディストーション歪み補償方法や当該方法を実現するためのプログラム等として提供することも可能である。
【０１２７】
また、以上に示した実施例では、信号を遅延させる遅延手段２の一例として、遅延線を用いたが、他の構成から成る遅延回路を用いることも可能である。
また、以上に示した実施例では、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波を増幅装置により処理する場合を示したが、例えばｎ≧３としてｎ波を処理する装置に本発明を適用することも可能である。
また、本発明に係るプリディストーション機能は、特に、例えばＷ−ＣＤＭＡやマルチキャリアなどの信号を送信する通信機の送信部などに設けられるのに適している。
【０１２８】
また、本発明のように振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとを位相差が非ゼロで同期させるような技術を、例えばプリディストーション歪み補償以外の歪み補償に適用することも可能であり、この場合には、例えば位相歪み発生手段や振幅歪み発生手段が増幅器の後段のように増幅器の前段以外の所に備えられるような構成を用いることも可能であり、つまり、増幅器で発生する３次歪みを低減させるための位相歪みや振幅歪みを増幅器の後段などで増幅後の信号に対して発生させるような構成を用いることも可能である。
【０１２９】
また、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置や増幅装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Compact Disc）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１３０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るプリディストーション歪み補償装置によると、複数の周波数成分から構成される増幅対象となる信号を増幅する増幅器で発生する３次歪みを低減させるために、増幅対象信号のレベルと位相差がゼロで同期した当該増幅対象信号の差周波数成分を有した位相歪み制御信号を生成するとともに、増幅対象信号のレベルと位相差が非ゼロで同期した当該増幅対象信号の差周波数成分を有した振幅歪み制御信号を生成し、増幅器の前段において増幅対象信号に対して位相歪み制御信号に基づく位相歪みを発生させるとともに、増幅器の前段において増幅対象信号に対して振幅歪み制御信号に基づく振幅歪みを発生させるようにしたため、例えば従来と比べて、増幅器で発生する上側３次歪みと下側３次歪みとのアンバランスを改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】 本発明の第２実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図３】 本発明の第３実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図４】 振幅変調結果の信号スペクトラムの一例を示す図である。
【図５】 本発明に係るプリディストーション歪み補償の一例を説明するための図である。
【図６】 従来例に係るプリディストーション方式による歪み補償機能付き増幅装置の構成例を示す図である。
【図７】 増幅器から出力される増幅後の信号の一例を示す図である。
【図８】 周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波をＦＥＴにより増幅する場合におけるドレイン電圧の一例を示す図である。
【図９】 ＦＥＴで処理される信号の包絡線の一例を示す図である。
【図１０】 ＦＥＴにおけるＡＭ−ＡＭ変換の特性例を示す図である。
【図１１】 ＦＥＴで処理される信号の包絡線の一例を示す図である。
【図１２】 ＦＥＴにおけるＡＭ−ＰＭ変換の特性例を示す図である。
【図１３】 ＦＥＴによるＡＭ−ＡＭ変換の一例を説明するための図である。
【図１４】 ＦＥＴによるＡＭ−ＰＭ変換の一例を説明するための図である。
【図１５】 増幅器で発生する歪み及び従来例に係るプリディストーション歪み補償の一例を説明するための図である。
【符号の説明】
１、１１・・分岐部、 ２・・遅延手段、 ３・・２乗検波器、
４・・Ａ／Ｄ変換器、 ５ａ、５ｂ・・テーブル、
６ａ、６ｂ、１５、２３、３３・・Ｄ／Ａ変換器、 ７ａ、７ｂ・・ＬＰＦ、
８、２１・・位相回路、 ９・・振幅回路、 １０・・主増幅器、
１２・・歪み検知回路、 １３・・テーブル更新回路、
１４・・ＶＣＯ制御回路、 １６・・ＶＣＯ、 １７・・クロック信号発生器、
１８・・デジタル処理部、 ２２・・位相制御回路、 ３１・・遅延回路、
３２・・遅延制御回路、 ４１・・振幅変調器、 ５１・・位相変調器、

Claims (2)

1. 複数の周波数成分から構成される増幅対象となる信号を増幅する増幅器で発生する３次歪みを低減させるための位相歪み及び振幅歪みを当該増幅器の前段において当該増幅対象信号に対して発生させるプリディストーション歪み補償装置において、
   増幅器の前段において増幅対象信号に対して位相歪み制御信号に基づく位相歪みを発生させる位相歪み発生手段と、
   増幅器の前段において増幅対象信号に対して振幅歪み制御信号に基づく振幅歪みを発生させる振幅歪み発生手段と、
   増幅対象信号のレベルと位相差がゼロで同期した当該増幅対象信号の差周波数成分を有した位相歪み制御信号を位相歪み発生手段に対して供給し、増幅対象信号のレベルと位相差が非ゼロで同期した当該増幅対象信号の差周波数成分を有した振幅歪み制御信号を振幅歪み発生手段に対して供給する制御信号供給手段と、を備え、
   制御信号供給手段により供給される振幅歪み制御信号と増幅対象信号のレベルとの位相差により、増幅器で発生する上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランス成分を低減させる、
   ことを特徴とするプリディストーション歪み補償装置。
2. 請求項１に記載のプリディストーション歪み補償装置において、
   位相歪み発生手段は、位相歪み制御信号に基づいて信号の位相を変化させる位相回路から構成され、
   振幅歪み発生手段は、振幅歪み制御信号に基づいて信号の振幅を変化させる振幅回路から構成され、
   制御信号供給手段は、増幅対象信号のレベルに対応した位相歪み制御信号を当該増幅対象信号のレベルと位相差がゼロで同期させて位相回路に対して供給する位相歪み制御信号供給回路と、増幅対象信号のレベルに対応した振幅歪み制御信号を当該増幅対象信号のレベルと位相差が非ゼロで同期させて振幅回路に対して供給する振幅歪み制御信号供給回路とから構成された、
   ことを特徴とするプリディストーション歪み補償装置。

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