JP2008154284A - 歪み補償装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みが発生する増幅器で発生する歪みを精度よく補償する歪み補償装置を提供する。
【解決手段】 例えば振幅回路９、遅延回路１０、振幅変調器１３及び振幅回路１１、遅延回路１２、位相変調器１４を用いて構成された側帯波発生手段が増幅器１５により増幅される信号を振幅変調及び位相変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させ、当該一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償装置に関し、特に、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みや周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを補償する歪み補償装置に関する。なお、本明細書では、ｆ１＜ｆ２としている。

増幅器では信号を増幅する場合に歪みが発生し、例えば通信信号を増幅器により増幅する通信装置では、Ｗ（Wide-banded）−ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の信号やマルチキャリアの信号などを増幅器で増幅する場合に発生する歪みを補償することが必要とされている。
図９には、従来において採用されている歪み補償機能付き増幅装置として、フィードフォワード方式による歪み補償回路を増幅器に付加して歪みを補償する増幅装置の構成例を示してある。

同図に示した増幅装置では、入力信号（主信号）が分配器８１により分配され、一方の分配信号が増幅器（主増幅器）８２により増幅されて減算器８４へ出力され、他方の分配信号が遅延線８３を介して減算器８４へ出力される。減算器８４では、主増幅器８２から入力される増幅信号の一部から遅延線８３から入力される信号を減算して歪み成分を抽出し、その成分が歪み増幅器８５へ出力され、主増幅器８２から入力される歪み成分を含んだ増幅信号が遅延線８６を介して減算器８７へ出力される。また、減算器８４から歪み増幅器８５に入力される減算結果の歪み成分は当該歪み増幅器８５により増幅されて減算器８７へ出力される。減算器８７では、遅延線８６から入力される歪み成分を含んだ増幅信号から歪み増幅器８５から入力される歪み成分信号を減算した結果が歪みのない補償後の増幅信号として出力される。

ここで、遅延線８６から減算器８７に入力される信号は主信号を主増幅器８２で増幅したものであって当該主増幅器８２で発生した歪みを含んでおり、また、歪み増幅器８５から減算器８７に入力される信号は当該歪みのため、減算器８７から出力される信号は、主信号を主増幅器８２で増幅したものから当該主増幅器８２で発生した歪みを除去したものとなる。なお、分配器８１や減算器８４や減算器８７はそれぞれ例えば方向性結合器から構成される。

しかしながら、このような増幅装置では、減算器８４や遅延線８６や減算器８７のロス分だけ主増幅器８２から出力される増幅信号が減衰させられてしまうため、装置に要求される出力レベルに対して主増幅器８２からの出力レベルを増加させることが必要となってしまい、主増幅器８２に関して効率の低下が生じてしまっていた。

これに対して、図１０には、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
同図に示した増幅装置では、主増幅器９２の前段にプリディストーション回路９１が備えられており、当該プリディストーション回路９１が、主増幅器９２で発生する歪みと位相が１８０度（π）異なり（つまり、逆位相であり）且つ振幅が同一である歪みを主信号に対して予め発生させて、当該歪みを発生させた主信号を主増幅器９２へ出力する。そして、プリディストーション回路９１で発生させた歪みと主増幅器９２で発生する歪みとが打ち消されることにより、当該歪みが補償される。

このような増幅装置では、例えば主増幅器９２の後段に回路が付加されないため、損失がなく、高効率を実現することが可能である。しかしながら、このような増幅装置では、プリディストーション回路９１で発生させる歪みと主増幅器９２で発生する歪みとが、信号の入力変動や歪みの周波数特性に関して全体にわたって互いに一致することが必要となる。

ここで、増幅器で増幅される信号が歪むことは、ＡＭ（Amplitude Modulation）−ＡＭ（Amplitude Modulation）変換やＡＭ（Amplitude Modulation）−ＰＭ（Phase Modulation）変換が生じるためであると解されている。
図１１（ａ）には、一般的な増幅器のＡＭ−ＡＭ変換の一例を示してあり、横軸は増幅器の入力レベルを示しており、縦軸は増幅器のゲインを示している。同図（ａ）では、理想的なゲイン特性Ｇ１と、増幅器のゲイン特性Ｇ２を示してあり、プリディストーション回路のゲイン特性と増幅器のゲイン特性Ｇ２とを総和した結果が理想的なゲイン特性Ｇ１となるように設定されることが必要となる。

また、同図（ｂ）には、一般的な増幅器のＡＭ−ＰＭ変換の一例を示してあり、横軸は増幅器の入力レベルを示しており、縦軸は増幅器の出力位相を示している。同図（ｂ）では、理想的な位相特性Ｐ１と、増幅器の位相特性Ｐ２を示してあり、プリディストーション回路の位相特性と増幅器の位相特性Ｐ２とを総和した結果が理想的な位相特性Ｐ１となるように設定されることが必要となる。

ここで、プリディストーションの原理を簡単に説明する。
上記図１０中に示したαはプリディストーション回路９１に入力される信号の瞬時電力を示しており、βはプリディストーション回路９１から出力される信号の瞬時電力であって主増幅器９２に入力される信号の瞬時電力を示しており、γは主増幅器９２から出力される信号の瞬時電力を示している。

主増幅器９２の入出力特性をβ、γを用いて表すと、式１のように示される。ここで、Ａは主増幅器９２の小信号領域における利得及び位相を表すベクトルを示しており、Ｂは主増幅器９２で発生する３次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示しており、Ｃは主増幅器９２で発生する５次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示している。なお、Ａ、Ｂ、Ｃや後述するａ、ｂ、ｃのそれぞれは、例えば（利得に関する係数、位相に関する係数）といったベクトルで表される。

同様に、プリディストーション回路９１の入出力特性をα、βを用いて表すと、式２のように示される。ここで、ａはプリディストーション回路９１の小信号領域における利得及び位相を表すベクトルを示しており、ｂはプリディストーション回路９１で発生する３次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示しており、ｃはプリディストーション回路９１で発生する５次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示している。

上記式２を上記式１に代入してβを式中から消去すると、式３に示されるようにαとγとの関係式が得られる。

上記図１０において、プリディストーション回路９１の入力から主増幅器９２の出力までを無歪みにするということは、上記式３中のα³の係数とα⁵の係数を共にゼロにすることに相当し、これは式４及び式５で示される。

プリディストーション回路９１では、上記式４及び上記式５の条件を満足するような特性が実現されることが必要であり、これらの条件を満足すれば、増幅装置全体として、３次の相互変調（ＩＭ：Intermodulation）歪み（ＩＭ３）や５次の相互変調歪み（ＩＭ５）などの３次歪みや５次歪みは発生しなくなる。

しかしながら、上記図１１（ａ）、（ｂ）に示されるようにＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換の特性は非常に複雑なものであるため、上記した理想的な特性を実現して歪みの無い増幅装置を実現するためには、プリディストーション回路の特性が複雑な関数型となってしまい、アナログ方式或いは計算により特性曲線の係数を求めることは現実的には非常に困難なことになってしまう。

そこで、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の構成例として、図１２に示すような構成のものが検討等されている。
同図に示した増幅装置では、入力信号である例えば無線周波数（ＲＦ：Radio
Frequency）帯の信号が分岐部１０１により分岐され、一方の分岐信号が遅延線１０２を介して位相回路１０７へ出力され、他方の分岐信号が振幅検波器１０３へ出力される。

振幅検波器１０３では入力される他方の分岐信号の瞬時振幅レベルが検出され、当該検出結果がＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１０４によりアナログ信号からデジタル信号へ変換されて位相補正用のテーブル１０５ａ及び振幅補正用のテーブル１０５ｂへ出力される。

位相補正用のテーブル１０５ａでは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容が参照されて、Ａ／Ｄ変換器１０４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データが読み出されてＤ／Ａ（Dig ital to Analog）変換器１０６ａへ出力される。Ｄ／Ａ変換器１０６ａでは、位相補正用のテーブル１０５ａから入力される位相補正データがデジタル信号からアナログ信号へ変換されてローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１１３ａを介して位相回路１０７へ出力される。

同様に、振幅補正用のテーブル１０５ｂでは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容が参照されて、Ａ／Ｄ変換器１０４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データが読み出されてＤ／Ａ変換器１０６ｂへ出力される。Ｄ／Ａ変換器１０６ｂでは、振幅補正用のテーブル１０５ｂから入力される振幅補正データがデジタル信号からアナログ信号へ変換されてローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１３ａを介して振幅回路１０８へ出力される。

また、分岐部１０１から遅延線１０２へ出力される一方の分岐信号は、上記した振幅検波器１０３とＡ／Ｄ変換器１０４と位相補正用のテーブル１０５ａ及び振幅補正用のテーブル１０５ｂと２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂから成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した位相補正用データの信号及び振幅補正用データの信号が位相回路１０７や振幅回路１０８に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延線１０２により遅延させられる。

このような遅延により、位相回路１０７に入力される一方の分岐信号は、当該位相回路１０７において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相歪みを与えられて振幅回路１０８へ出力される。同様に、このような遅延により、振幅回路１０８に入力される一方の分岐信号は、当該振幅回路１０８において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えられて主増幅器１０９へ出力される。

ここで、一方の分岐信号に与えられる位相歪みや振幅歪みとしては、主増幅器１０９で発生する位相歪みや振幅歪みを打ち消すことができるような歪みが発生させられる。つまり、上記図１１（ａ）、（ｂ）に示したように、主増幅器１０９の特性が入力レベルに応じてＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換を生じることに対応して、これらの逆特性を与えることができるような位相補正データ及び振幅補正データが各テーブル１０５ａ、１０５ｂに設定され、これにより、増幅装置の全体として理想的な無歪みとなることが実現される。

すなわち、振幅回路１０８から出力される信号は主増幅器１０９により増幅され、この際に、主増幅器１０９で発生する位相歪み及び振幅歪みが位相回路１０７で与えられた位相歪み及び振幅回路１０８で与えられた振幅歪みにより打ち消され、主増幅器１０９からは歪みの無い増幅信号が分岐部１１０を介して出力される。

また、分岐部１１０では、主増幅器１０９から入力される増幅信号の一部が分岐され、当該分岐信号が歪み検知回路１１１へ出力される。
歪み検知回路１１１では、分岐部１１０から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分が検出され、当該検出結果がテーブル更新回路１１２へ出力される。

テーブル更新回路１１２では、歪み検知回路１１１から入力される検出結果に基づいて、分岐部１１０により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル１０５ａ、１０５ｂへ出力することにより、当該各テーブル１０５ａ、１０５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換えることが行われる。このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補性データの更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。

しかしながら、増幅器の一般的な特徴として、発生する歪みが周波数依存性を有してしまうという問題がある。
図１３には、説明しやすい様、周波数ｆ１の主信号と周波数ｆ２の主信号との２波を増幅器に入力した場合に、当該増幅器から出力される当該２波の主信号及び歪みの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号の振幅レベルを示している。ここで、歪みとしては、相互変調歪み等による成分を示してあり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みと周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みとを示してある。

同図に示されるように、２波の主信号の振幅レベルが同一である場合には、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの振幅レベルＱ１と周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの振幅レベルＱ２との間にはΔＩＭ（＝Ｑ１−Ｑ２）の差が生じる。このようなΔＩＭの差が生じる場合には、例えば上記図１０や上記図１２に示したような増幅装置のプリディストーション回路部が理想的に動作するとしても、全周波数に対して同じ歪み補償処理が行われることから、当該差の成分については補償することができずに歪み補償後の信号中に残ってしまうといった問題がある。

なお、このようなΔＩＭの差は、増幅器で通常発生する歪みの要因以外の要因により生じるものであり、例えば増幅器で発生する通常の３次歪みの成分については下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）と上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）とで歪みの振幅レベルは同一となる。

ΔＩＭの差がＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換以外の要因で発生し、主増幅器で発生する３次歪みとプリディストーション回路部の特性が上記式３の条件を満足する関係にあるとし、ＡＭ−ＡＭ変換及びＡＭ−ＰＭ変換による歪みについては理想的に補正されているとする。このとき、通常の歪み成分である３次歪み成分の特性とプリディストーション回路部の特性とが逆特性であって、完全に補償できたとしても図１３の様にΔＩＭ成分は補償できない。一例として、Ｑ１＝１．０であり、Ｑ２＝０．８であり、ΔＩＭ＝２ｄＢ＝０．２である場合には、通常の歪み成分以外の歪み成分は０．１となり、通常の歪み成分は｛Ｑ２＋（Ｑ１−Ｑ２）／２｝＝０．９となる。そして、通常の歪み成分以外の歪み成分が歪み補償後に残ることになるため、歪み補償量は｜２０Ｌｏｇ（０．１／０．９）｜＝１９ｄＢにしかならない。また、ΔＩＭの大きさが大きい場合には、更に歪み補償量は悪くなる。

ところで、一般的に、上記図９に示したようなフィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置における歪み補償量は３０ｄＢ以上とすることが可能であり、以上において例として示した歪み補償量に関しては、プリディストーション方式と比べてフィードフォワード方式を採用した場合の方が歪み補償量が良好であると言うことができる。

なお、上記したΔＩＭの差が生じる要因としては、種々考えられ、例えば主増幅器を構成するトランジスタで発生する偶数次の歪みにより差周波数（ｆ２−ｆ１）の歪みが発生し、再びトランジスタの歪みにより周波数ｆ１及び周波数ｆ２の入力信号が変調されるといった要因が考えられ、これは、ＡＢクラスの増幅器のようにドレイン電流の変動が大きい場合には顕著である。また、他の要因として、例えば周波数（２・ｆ１）や周波数（２・ｆ２）のように２倍波の出力成分の周波数が（ｆ２）分や（ｆ１）分とが混合された場合などについても同様である。

以上のように、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みは、いろいろと複雑な歪み発生原因が重なり合って生じるため、非常に複雑なものとなってしまい、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとの間に振幅や位相の差が生じてしまう。

上記従来例で示したように、従来のプリディストーション型歪み補償機能付き増幅装置では、上側３次歪みと下側３次歪みを同時に精度よく補償することができないといった不具合があった。
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、２波以上の周波数の信号を増幅器で増幅する場合に発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランスを改善することを可能とする歪み改善回路などから構成される歪み補償装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る歪み補償装置では、複数の周波数成分から構成される信号を増幅する増幅器により発生する上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みにアンバランスが存在する場合に、当該増幅器により増幅される信号に対して測帯波発生手段により振幅変調と位相変調を施すことで上側周波数帯又は下側周波数帯に側帯波を発生させて、歪み補償を行い、当該増幅器で発生した上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランス差分を低減する。

また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、振幅変調を施す振幅変調手段では、制御信号出力手段が増幅器により増幅される信号に基づいて包絡線情報に基づく制御信号を出力し、振幅変化手段が出力される制御信号の振幅を変化させ、位相変化手段が制御信号の位相を変化させ、振幅変調実行手段が振幅及び位相が変化させられた制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を振幅変調することにより当該信号に対して側帯波を発生させる。

また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、位相変調を施す位相変調手段では、制御信号出力手段が増幅器により増幅される信号に基づいて包絡線情報に基づく制御信号を出力し、振幅変化手段が出力される制御信号の振幅を変化させ、位相変化手段が制御信号の位相を変化させ、位相変調実行手段が振幅及び位相が変化させられた制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を位相変調することにより当該信号に対して側帯波を発生させる。

また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、歪みレベル検出手段が歪み補償後の信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みのレベル及び下側周波数帯の３次歪みのレベルを検出し、側帯波調整手段が検出される上側周波数帯の３次歪みレベルと下側周波数帯の３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅変調及び位相変調により発生させられる側帯波を調整する。

また、以上に示したような歪み補償装置は、例えばプリディストーション方式を用いて歪み補償を行う増幅装置に備えられるのに好適なものである。
本発明に係るプリディストーション方式を用いた増幅装置では、上記したような側帯波発生手段を有した歪み補償装置を備え、プリディストーション方式のみでは補償しきれない上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランスを当該歪み補償装置により改善する。

また、本発明に係るプリディストーション方式増幅装置では、更に、歪み補償後の信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みのレベル及び下側周波数帯の３次歪みのレベルを検出する歪みレベル検出手段と検出される上側周波数帯の３次歪みレベルと下側周波数帯の３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅変調及び位相変調により発生させられる側帯波を調整する側帯波調整手段とを歪み補償装置に付加することで、上側周波数帯の３次歪みのレベルと下側周波数帯の３次歪みのレベルとの差が小さくなるように制御することを可能とした。

以下で、更に具体的に本発明を説明する。
本発明の一例に係る上下３次歪みアンバランス改善回路では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生するときに、次のようにして、当該増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、側帯波発生手段が増幅器により増幅される信号を振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation）及び位相変調（ＰＭ：Phase Modulation）して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させ、側帯波発生手段により発生させられる当該一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。

従って、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に発生させられる側帯波を用いて歪み補償を行うことができるため、例えば従来のように図１３のΔＩＭ成分が歪み補償後に残ったとしても、本発明を適用することで、当該ΔＩＭ成分を補償することが可能となる。

ここで、増幅器により増幅される信号としては、種々なものであってもよく、例えばＷ−ＣＤＭＡの信号やマルチキャリアの信号などが用いられる。
また、増幅器としては、種々なものが用いられてもよく、例えば単数の増幅器が用いられてもよく、或いは、複数の増幅器が組み合わされて用いられてもよい。
また、歪みを補償する精度としては、理想的には増幅器で発生する歪みをゼロに打ち消すのが好ましいが、実用上で有効な程度であれば、種々な精度の歪み補償が行われてもよい。

また、振幅変調の対象となる信号である増幅器により増幅される信号や、位相変調の対象となる信号である増幅器により増幅される信号としては、増幅器により増幅される前の信号に限られず、例えば増幅器により増幅された後の信号などが用いられてもよい。

また、信号に対して行われる振幅変調と位相変調との順序としては、任意であってもよく、例えば振幅変調の後に位相変調が行われてもよく、位相変調の後に振幅変調が行われてもよい。
また、側帯波発生手段により発生させられる側帯波を用いて歪み補償する態様としては、例えば他の手段により発生させられる側帯波を併用して歪み補償する態様が用いられてもよい。

また、増幅器により増幅される信号としては、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号のみであってもよく、或いは、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号と共に他の周波数の信号を含むものであってもよい。

また、振幅変調や位相変調の対象となる増幅器により増幅される信号としては、後述するように、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との両方を含む信号が用いられてもよく、例えば周波数ｆ１の信号を含んで周波数ｆ２の信号を含まない信号が用いられてもよく、例えば周波数ｆ２の信号を含んで周波数ｆ１の信号を含まない信号が用いられてもよい。なお、ここで言う周波数ｆ１の信号或いは周波数ｆ２の信号を含まないことには、当該周波数ｆ１の信号或いは当該周波数ｆ２の信号の影響を実用上で有効に小さくすることができる程度で当該周波数ｆ１の信号或いは当該周波数ｆ２の信号を含むような場合も包含する。

また、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に歪みを発生させる態様としては、当該一方の周波数に側帯波を発生させて他方の周波数に側帯波を発生させない態様が用いられるのが好ましいが、例えば実用上で有効に歪み補償を行うことができれば、当該他方の周波数に側帯波が発生するような態様が用いられてもよい。

また、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みとは、例えば、上記図１３に示したΔＩＭの差を有した２つの歪みのようなものであり、互いに位相と振幅との一方又は両方が異なっているようなものである。

また、本発明に係る歪み補償装置では、一例として、側帯波発生手段は振幅変調手段と位相変調手段とを用いて構成されており、次のようにして、増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、側帯波発生手段では、振幅変調手段が増幅器により増幅される信号を周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて振幅変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）との一方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相＋θを有する側帯波を発生させるとともに他方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相−θを有する側帯波を発生させ、位相変調手段が増幅器により増幅される信号を周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて位相変調して前記一方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相＋θを有する側帯波を発生させるとともに前記他方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相（−θ＋π）を有する側帯波を発生させる。そして、振幅変調手段により発生させられる側帯波と位相変調手段により発生させられる側帯波との和である振幅（２・Ａ）を有し且つ位相＋θを有する前記一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。

従って、振幅変調手段により発生させられる側帯波と位相変調手段により発生させられる側帯波との和である振幅（２・Ａ）を有し且つ位相＋θを有する前記一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償することで、例えば周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数については振幅変調手段による側帯波と位相変調手段による側帯波との総和結果を非ゼロ（ゼロでない値）として当該総和結果を歪み補償に用いる一方、他方の周波数については当該総和結果をゼロとすることができ、これにより、従来例のプリディストーションでは改善不可能であった図１３のΔＩＭ成分をも改善可能な歪み補償回路を実現することができる。

なお、ここで言う総和結果をゼロとすることには、例えば実用上で有効な程度で当該総和結果を小さくする場合も包含する。
また、本発明では、周波数（２・ｆ２−ｆ１）における上側３次歪み補償に本発明を適用する場合には、当該周波数（２・ｆ２−ｆ１）における前記総和結果を非ゼロとして歪み補償に用いる一方、周波数（２・ｆ１−ｆ２）における下側３次歪み補償に本発明を適用する場合には、当該周波数（２・ｆ１−ｆ２）における前記総和結果を非ゼロとして歪み補償に用いる。

また、本発明に係る歪み補償回路では、他の例として、側帯波発生手段は、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とのいずれか一方の信号を周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて振幅変調及び位相変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させる。

従って、例えば周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数については側帯波発生手段により発生させる側帯波を非ゼロ（ゼロでない値）として当該歪みを歪み補償に用いる一方、他方の周波数については側帯波発生手段により発生させる側帯波をゼロとする（つまり、側帯波を発生させない）ことができ、これにより、例えば従来例のプリディストーション回路と本発明を組み合わせて用いることにより、従来例のプリディストーション回路を単独で用いた場合と比べて、精度のよい歪み補償を実現することができる。

なお、ここで言う側帯波発生手段により発生させる側帯波をゼロとすることには、例えば実用上で有効な程度で当該側帯波を小さくする場合も包含する。
また、周波数ｆ１と周波数ｆ２とのいずれか一方の信号を振幅変調及び位相変調することは、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とを含む信号から当該一方の周波数の信号を帯域通過フィルタ等のフィルタにより抽出して当該抽出結果を振幅変調及び位相変調する構成や、或いは、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とを含む信号から帯域阻止フィルタ等のフィルタにより他方の周波数の信号を除去して当該除去結果を振幅変調及び位相変調する構成などを用いて実現することができる。

また、本発明に係る歪み補償装置では、例えば図１２に示したような従来のプリディストーション回路と同様な回路を更に備え、次のようにして、増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、例えば従来のプリディストーション回路（同様な回路も含む）で歪み補償を行ったとしても、上述したように図１３のΔＩＭ成分が残る。そこで本発明の側帯波発生回路を組み合わせて用いることで、従来のプリディストーションにより発生させられる側帯波と本発明の側帯波発生手段により発生させられる側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。

従って、周波数（２・ｆ２−ｆ１）もしくは周波数（２・ｆ１−ｆ２）のいずれか一方の周波数に残ったΔＩＭ成分を、本発明によりΔＩＭが残った周波数にのみ側帯波を発生させることで、相殺することができるため、全体として、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの両方の影響を小さくするように精度よく歪み補償することができる。

ここで、増幅器で発生する歪みを補償する態様としては、例えば増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとの両方をゼロに打ち消すような態様が用いられるのが好ましいが、これに限られず、他の態様が用いられてもよい。なお、ここで言う好ましい態様の一例として、例えば従来のプリディストーション回路により発生させられる側帯波を用いて増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとの一方の一部及び他方の全部を補償するとともに、側帯波発生手段により発生させられる側帯波を用いて増幅器で発生する当該一方の残りの部分を補償するような態様を用いることができる。

以下で、本発明の原理を説明する。
まず、図４を参照して、増幅器で発生する歪みを打ち消す（キャンセルする）仕方の一例を示す。なお、以下では、図中に示す縦軸の上方向を位相の基準方向として当該基準方向の位相をゼロとする。
同図（ａ）には、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波が増幅器により増幅される場合に出力されるこれら２波の信号及びＩＭ歪みのスペクトラムの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。ここで、同図（ａ）では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に３次ＩＭ歪みが発生している。また、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とは互いに振幅が同一であるとする。

同図（ｂ）では、同図（ａ）に示した周波数（２・ｆ１−ｆ２）の３次ＩＭ歪みをベクトルａ１として示してあるとともに、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の３次ＩＭ歪みをベクトルａ２として示してあり、同図（ｂ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪み成分は時計回りに＋θ１の位相回転を受け、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み成分は時計回りに＋θ２の位相回転を受けている。
このように、通常、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の３次ＩＭ歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の３次ＩＭ歪みは、整合などによる周波数特性の影響により、同図（ｂ）に示したように互いに非対称となる。

なお、上記のような位相回転については、例えば「“Transfer Characteristic of IM3 Relative Phase for a GaAs FET Amplifier”、Suematsu、Iyama、Ishida、IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES、VOL.45、NO.12、DECEMBER 1997」に記載されている。

更に、ＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換や上記したような周波数特性以外の要因（以下で、第三の要因と言う）により歪みが発生することを考慮して、同図（ｃ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みにはベクトルｂ１で表される歪みを付加し、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みにはベクトルｂ２で表される歪みを付加する。ここで、同図（ｃ）では、ベクトルａ１とベクトルｂ１とを加算した結果を合成ベクトルｃ１＝ａ１＋ｂ１として示してあり、ベクトルａ２とベクトルｂ２とを加算した結果を合成ベクトルｃ２＝ａ２＋ｂ２として示してある。また、同図（ｃ）に示されるように、ベクトルｃ１で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みは時計回りに＋θ３だけ位相回転しており、ベクトルｃ２で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みは時計回りに＋θ４だけ位相回転している。

ここで、同図（ｃ）に示した歪みに対して例えば上記図１２に示したような歪み補償回路により理想的な歪み補償を行うと、一例として、当該歪み補償回路により周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みをゼロに打ち消す場合には、当該歪み補償回路では、図４（ｄ）に点線で示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の両方にベクトル−ｃ１で表される下側帯を発生させる。

すると、この場合、同図（ｄ）や同図（ｅ）に示されるように、増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みについてはゼロに打ち消される一方、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みについてはゼロに打ち消されずに、ベクトルｄ＝ｃ２−ｃ１に相当する歪み成分が残る。この理由は、上述したように、上記したような周波数特性や第三の要因があるためであり、例えば上記図１２に示したような従来の歪み補償回路ではこのような残った歪み成分（残歪み）を補償することができない。なお、図４（ｄ）及び同図（ｅ）に示されるように、ベクトルｄで表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の残歪みは時計回りに＋θ５だけ位相回転している。

更に、同図（ｆ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の残歪みは実線で示すベクトルｅ＝（ｄ／２）で表される成分と点線で示すベクトル−ｅ＝−（ｄ／２）で表される成分とに分解することができ、また、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の残歪みは実線で示すベクトルｅ＝（ｄ／２）で表される成分と点線で示すベクトルｅ＝（ｄ／２）で表される成分とに分解することができる。

つまり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の残歪みは、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の位置に実線で示したベクトルｅで表される成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の位置に実線で示したベクトルｅで表される成分から成る振幅変調成分（ＡＭ成分）と、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の位置に点線で示したベクトル−ｅで表される成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の位置に点線で示したベクトルｅで表される成分から成る位相変調成分（ＰＭ成分）とに分解することができる。

そして、このことは、振幅変調と位相変調との両方を組合せて用いることで上記のような周波数特性や第三の要因による残歪みをもゼロに打ち消すことが可能であることを示しており、具体的には、一例として、上記図１２に示したような歪み補償装置に振幅変調器（ＡＭ変調器）及び位相変調器（ＰＭ変調器）を付加したような装置を用いて増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの両方を精度よく補償することができる。

次に、上記図４（ｆ）に実線で示した振幅変調成分と同図（ｆ）に点線で示した位相変調成分を発生させる方法の一例を示す。
まず、振幅変調の一例を示す。
図５（ａ）には、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）及び変調指数δを用いて振幅変調器６１によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を振幅変調する構成例を示してあり、この場合、当該振幅変調された信号ｘは式６のように示される。なお、ｔは時刻を示しており、ωａは振幅変調の角振動数を示しており、ωｃはキャリア信号の角振動数を示している。

また、同図（ｂ）には、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延回路６２により時間τだけ遅延させて当該遅延後の制御信号ｃｏｓ｛ωａ・（ｔ＋τ）｝及び変調指数δを用いて振幅変調器６３によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を振幅変調する構成例を示してあり、この場合には、当該振幅変調された信号ｘ’は式７のように示される。

なお、上記式６や上記式７に示した振幅変調結果ｘ、ｘ’ではそれぞれ、最右辺の第１項で表される角振動数ωｃの信号成分が主信号の成分に相当し、最右辺の第２項で表される角振動数（ωｃ＋ωａ）の信号成分が上側周波数帯の側帯波に相当し、最右辺の第３項で表される角振動数（ωｃ−ωａ）の信号成分が下側周波数帯の側帯波に相当する。ここで、これら２つの側帯波は、例えば増幅器により主信号を増幅することで発生する相互変調（ＩＭ）歪みに相当する。

また、図７（ａ）には、上記式６や上記式７で示した振幅変調結果ｘ、ｘ’に含まれる側帯波のみをベクトル表示してあり、具体的には、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合の振幅変調結果ｘに含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波及び当該振幅変調結果ｘに含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波をベクトルｆで示してあり、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の振幅変調結果ｘ’に含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波をベクトルｇ１で示してあり、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の振幅変調結果ｘ’に含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波をベクトルｇ２で示してある。

同図（ａ）に示されるように、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合と比べて、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合には、低周波数側である角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｇ１はベクトルｆから時計回りに−θ＝−（ωａ・τ）だけ位相回転し、高周波数側である角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｇ２はベクトルｆから時計回りに＋θ＝＋（ωａ・τ）だけ位相回転する。すると、角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｇ１の位相は−θとなり、角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｇ２の位相は＋θとなる。

次に、位相変調の一例を示す。
図６（ａ）には、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）及び変調指数φを用いて位相変調器７１によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を位相変調する構成例を示してあり、この場合、当該位相変調された信号ｙは式８のように示される。なお、ｔは時刻を示しており、ωａは位相変調の角振動数を示しており、ωｃはキャリア信号の角振動数を示している。

また、上記式８は通常では一般に知られるベッセル関数を用いて展開されるが、例えば変調指数φが小さいような場合には式９に示されるように近似的に簡略化することができる。

また、同図（ｂ）には、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延回路７２により時間τだけ遅延させて当該遅延後の制御信号ｓｉｎ｛ωａ・（ｔ＋τ）｝及び変調指数φを用いて位相変調器７３によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を位相変調する構成例を示してあり、この場合には、当該位相変調された信号ｙ’は式１０のように示される。なお、上記式９の場合と同様に、式１０では、例えば変調指数φが小さいとして近似している。

なお、上記式９や上記式１０に示した位相変調結果ｙ、ｙ’ではそれぞれ、最右辺の第１項で表される角振動数ωｃの信号成分が主信号の成分に相当し、最右辺の第２項で表される角振動数（ωｃ＋ωａ）の信号成分が上側周波数帯の側帯波に相当し、最右辺の第３項で表される角振動数（ωｃ−ωａ）の信号成分が下側周波数帯の側帯波に相当する。ここで、これら２つの側帯波は、例えば増幅器により主信号を増幅する際に発生する相互変調（ＩＭ）歪みに相当する。

また、図７（ｂ）には、上記式９や上記式１０で示した位相変調結果ｙ、ｙ’に含まれる側帯波のみをベクトル表示してあり、具体的には、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合の位相変調結果ｙに含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波をベクトル−ｈで示してあり、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合の位相変調結果ｙに含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波をベクトル＋ｈで示してあり、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の位相変調結果ｙ’に含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波をベクトルｋ１で示してあり、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の振幅変調結果ｙ’に含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）のサイドバンド信号成分をベクトルｋ２で示してある。なお、ベクトル−ｈは、ベクトル＋ｈを１８０度（＝π）だけ位相回転させたものに相当する。

同図（ｂ）に示されるように、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合と比べて、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合には、低周波数側である角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｋ１はベクトル−ｈから時計回りに−θ＝−（ωａ・τ）だけ位相回転し、高周波数側である角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｋ２はベクトル＋ｈから時計回りに＋θ＝＋（ωａ・τ）だけ位相回転する。すると、角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｋ１の位相は（−θ＋π）となり、角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｋ２の位相は＋θとなる。

次に、上記のような振幅変調と上記のような位相変調との両方をキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）に対して行うことを考える。
第１の例として、振幅変調及び位相変調の組合せによりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）に発生させられる側帯波は、例えば上記式７に示した振幅変調結果ｘ’に含まれる側帯波と上記式１０に示した位相変調結果ｙ’に含まれる側帯波とを総和した結果ｚ’となり、当該総和結果ｚ’は式１１で示される。

上記式１１に基づいて、周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調する場合を考える。この場合、周波数ｆ１の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’１は式１２で示され、周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’２は式１３で示される。ここで、周波数ｆ１に対応した角振動数をω１で表し、周波数ｆ２に対応した角振動数をω２で表す。この場合、ωｃ＝ω１又はωｃ＝ω２となり、ωａ＝（ω２−ω１）となる。

また、振幅変調の変調指数δと位相変調の変調指数φとが等しいとすると、式１２は式１４のように表され、式１３は式１５のように表される。なお、η＝δ＝φとしてある。

上記式１４及び上記式１５では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に関しては、角振動数（２・ω２−ω１）に対応した周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波のみを発生させることができ、変調指数η＝δ＝φを制御することで当該サイドバンド信号成分の振幅を制御することができ、制御信号の遅延時間τを制御することで当該側帯波の位相を制御することができる。なお、上記式１４の右辺で表される角振動数ω２に対応した周波数ｆ２の信号成分については、例えば変調指数ηが小さいような場合には、当該周波数ｆ２の主信号と比べて、振幅が非常に小さくその影響を無視することが可能である。

次に、図８を参照して、以上のような原理に基づいて、上記図４（ｅ）及び同図（ｆ）に示したような残歪みｄを打ち消すための歪み（キャンセル用の歪み）を生成する様子の一例を示す。
図８（ａ）には、上記図４（ｅ）及び同図（ｆ）に示したのと同様な残歪みとして周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｄに相当する残歪みを実線で示してあり、また、当該残歪みｄを打ち消すことができるベクトル−ｄに相当する歪みを点線で示してある。なお、ベクトルｄは時計方向にθ５だけ位相回転しており、ベクトル−ｄは時計回りに−θ６＝−（π−θ５）だけ位相回転している。また、図８（ａ）では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）には残歪みは生じていない。

周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調した結果に含まれる側帯波ｚ’ａ（ｆ１、ｆ２）は、上記式７でωｃ＝ω１とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’ａ（ｆ１）と上記式７でωｃ＝ω２とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’ａ（ｆ２）との和で表され、式１６のように示される。

また、上記式１６に示した振幅変調による側帯波ｚ’ａ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’ａｄ（ｆ１、ｆ２）は式１７のように示される。

図８（ｂ）には、上記式１７で示される振幅変調による側帯波の一例を示してあり、上記式１７の右辺の第１項で表される側帯波が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｍ１で表される側帯波に相当しており、上記式１７の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｍ２で表される側帯波に相当している。ここで、振幅変調の変調指数δについては、例えばδ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｍ１の長さ｜ｍ１｜及びベクトルｍ２の長さ｜ｍ２｜はベクトルｄの長さ｜ｄ｜の１／２となり、すなわち｜ｍ１｜＝｜ｍ２｜＝｜ｄ／２｜となる。また、振幅変調の制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間τについては、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ６となるように調整する。

また、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’ｐ（ｆ１、ｆ２）は、上記式１０でωｃ＝ω１とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’ｐ（ｆ１）と上記式１０でωｃ＝ω２とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’ｐ（ｆ２）との和で表され、式１８のように示される。

また、上記式１８に示した位相変調による側帯波ｚ’ｐ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’ｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式１９のように示される。

図８（ｃ）には、上記式１９で示される位相変調による側帯波の一例を点線で示してあり、上記式１９の右辺の第１項で表される側帯波が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｎ１で表される側帯波に相当しており、上記式１９の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｎ２で表される側帯波に相当している。ここで、位相変調の変調指数φについては、例えばφ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｎ１の長さ｜ｎ１｜及びベクトルｎ２の長さ｜ｎ２｜はベクトルｄの長さ｜ｄ｜の１／２となり、すなわち｜ｎ１｜＝｜ｎ２｜＝｜ｄ／２｜となる。また、位相変調の制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間τについては、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ６となるように調整する。

また、上記式１７に示した振幅変調による歪みと上記式１９に示した位相変調による歪みとを総和した結果ｚ’ａｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式２０のように示される。

図８（ｄ）には、同図（ｂ）に示した振幅変調による側帯波と同図（ｃ）に示した位相変調による側帯波とを総和した結果の一例を示してあり、当該総和結果は上記式２０で示される総和結果ｚ’ａｐｄ（ｆ１、ｆ２）に相当する。つまり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）では互いに同じ長さで逆相のベクトルｍ１とベクトルｎ１とが加算されて当該加算結果はゼロベクトルとなり（ｍ１＋ｎ１＝０）、周波数（２・ｆ２−ｆ１）では互いに同じ長さで同相のベクトルｍ２とベクトルｎ２とが加算されて当該加算結果は同図（ａ）に示したベクトル−ｄと等しくなる（ｍ２＋ｎ２＝−ｄ）。

ここで、第１の例では、振幅変調で用いられる制御信号δ・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝や位相変調で用いられる制御信号φ・ｓｉｎ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝が本発明に言う周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当する。
また、第１の例では、周波数（２・ｆ２−ｆ１）が本発明に言う一方の周波数に相当し、側帯波発生手段は当該周波数に側帯波を発生させる。また、第１の例では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）が本発明に言う他方の周波数に相当し、側帯波発生手段は例えば当該周波数に側帯波を発生させない。

また、第１の例では、上記式２０の第１右辺の第２項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式２０の第１右辺の第１項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相−θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。

また、第１の例では、上記式２０の第１右辺の第４項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式２０の第１右辺の第３項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相（−θ＋π）＝｛−（ω２−ω１）・τ＋π｝を有する側帯波に相当する。

また、第１の例では、上記式２０の最右辺で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う振幅（２・Ａ）＝ηを有し且つ位相＋θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。

また、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との両方を振幅変調及び位相変調する構成ばかりでなく、例えば周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調する構成によっても、上記式１５で示されるように、周波数（２・ｆ２−ｆ１）に側帯波を発生させて周波数（２・ｆ１−ｆ２）に側帯波を発生させないことが可能である。

次に、第２の例として、上記式７に示した振幅変調結果ｘ’に対して上記式１０に示した位相変調結果ｙ’が逆相となるように例えば位相変調の制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）の遅延時間を（τ＋π／ωａ）とすると、振幅変調及び位相変調の組合せによりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）に発生させられる側帯波は、例えば上記式７に示した振幅変調結果ｘ’に含まれる側帯波と上記式１０に示した位相変調結果ｙ’に含まれる側帯波とを逆相で総和した結果ｚ’’となり、当該総和結果ｚ’’は式２１で示される。

上記式２１に基づいて、周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調する場合を考える。この場合、周波数ｆ１の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’１は式２２で示され、周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’２は式２３で示される。ここで、周波数ｆ１に対応した角振動数をω１で表し、周波数ｆ２に対応した角振動数をω２で表す。この場合、ωｃ＝ω１又はωｃ＝ω２となり、ωａ＝（ω２−ω１）となる。

また、振幅変調の変調指数δと位相変調の変調指数φとが等しいとすると、式２２は式２４のように表され、式２３は式２５のように表される。なお、η＝δ＝φとしてある。

上記式２４及び上記式２５では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に関しては、角振動数（２・ω１−ω２）に対応した周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波のみを発生させることができ、変調指数η＝δ＝φを制御することで当該側帯波の振幅を制御することができ、制御信号の遅延時間τ、（τ＋π／ωａ）を制御することで当該側帯波の位相を制御することができる。なお、上記式２５の右辺で表される角振動数ω１に対応した周波数ｆ１の信号成分については、例えば変調指数ηが小さいような場合には、当該周波数ｆ１の主信号と比べて、振幅が非常に小さくその影響を無視することが可能である。

次に、以上のような原理に基づいて、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じる残歪みｄ’を打ち消すための側帯波を生成する様子の一例を示す。
なお、第２の例では、概略的には、例えば上記した第１の例で示した図８（ａ）〜同図（ｄ）での周波数（２・ｆ１−ｆ２）における様子と周波数（２・ｆ２−ｆ１）における様子とを互いに入れ替えたような様子となる。

第２の例では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｄ’に相当する残歪みに対して、当該残歪みｄ’を打ち消すことができるベクトル−ｄ’に相当する側帯波を発生させればよい。なお、ベクトルｄ’は時計方向にθ’５だけ位相回転しており、ベクトル−ｄ’は時計回りにθ’６＝−（π−θ’５）だけ位相回転している。また、周波数（２・ｆ２−ｆ１）には残歪みは生じていない。

周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’ａ（ｆ１、ｆ２）は、上記式７でωｃ＝ω１とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ａ（ｆ１）と上記式７でωｃ＝ω２とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ａ（ｆ２）との和で表され、式２６のように示される。

また、上記式２６に示した振幅変調による側帯波ｚ’’ａ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’’ａｄ（ｆ１、ｆ２）は式２７のように示される。

ここで、上記式２７の右辺の第１項で表される側帯波が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｍ’１で表される側帯波に相当しており、上記式２７の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｍ’２で表される側帯波に相当している。また、振幅変調の変調指数δについては、例えばδ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｍ’１の長さ｜ｍ’１｜及びベクトルｍ’２の長さ｜ｍ’２｜はベクトルｄ’の長さ｜ｄ’｜の１／２となり、すなわち｜ｍ’１｜＝｜ｍ’２｜＝｜ｄ’／２｜となる。また、振幅変調の制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間τについては、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ’６となるように調整する。

また、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’ｐ（ｆ１、ｆ２）は、上記式１０でωｃ＝ω１とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ｐ（ｆ１）と上記式１０でωｃ＝ω２とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ｐ（ｆ２）との和で表され、第２の例では、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間を（τ＋π／ωａ）としていることから、式２８のように示される。

また、上記式２８に示した位相変調による側帯波ｚ’’ｐ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’’ｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式２９のように示される。

ここで、上記式２９の右辺の第１項で表される歪み成分が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｎ’１で表される側帯波に相当しており、上記式２９の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｎ’２で表される側帯波に相当している。また、位相変調の変調指数φについては、例えばφ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｎ’１の長さ｜ｎ’１｜及びベクトルｎ’２の長さ｜ｎ’２｜はベクトルｄ’の長さ｜ｄ’｜の１／２となり、すなわち｜ｎ’１｜＝｜ｎ’２｜＝｜ｄ’／２｜となる。また、位相変調の制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間（τ＋π／ωａ）については、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ’６となるように調整する。

また、上記式２７に示した振幅変調による歪みと上記式２９に示した位相変調による側帯波とを総和した結果ｚ’’ａｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式３０のように示される。

このように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）では互いに同じ長さで同相のベクトルｍ’１とベクトルｎ’１とが加算されて当該加算結果は上記したベクトル−ｄ’と等しくなり（ｍ’１＋ｎ’１＝−ｄ’）、周波数（２・ｆ２−ｆ１）では互いに同じ長さで逆相のベクトルｍ’２とベクトルｎ’２とが加算されて当該加算結果はゼロベクトルとなる（ｍ’２＋ｎ’２＝０）。

ここで、第２の例では、振幅変調で用いられる制御信号δ・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝や位相変調で用いられる制御信号φ・ｓｉｎ［（ω２−ω１）・｛ｔ＋τ＋π／（ω２−ω１）｝］＝（−φ）・ｓｉｎ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝が本発明に言う周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当する。
また、第２の例では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）が本発明に言う一方の周波数に相当し、側帯波発生手段は当該周波数に側帯波を発生させる。また、第２の例では、周波数（２・ｆ２−ｆ１）が本発明に言う他方の周波数に相当し、側帯波発生手段は例えば当該周波数に側帯波を発生させない。

また、第２の例では、上記式３０の第１右辺の第１項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式３０の第１右辺の第２項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相−θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。

また、第２の例では、上記式３０の第１右辺の第３項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式３０の第１右辺の第４項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相（−θ＋π）＝｛（ω２−ω１）・τ＋π｝を有する側帯波に相当する。

また、第２の例では、上記式３０の最右辺で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みが本発明に言う振幅（２・Ａ）＝ηを有し且つ位相＋θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。

また、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との両方を振幅変調及び位相変調する構成ばかりでなく、例えば周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ１の信号を振幅変調及び位相変調する構成によっても、上記式２４で示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に歪みを発生させて周波数（２・ｆ２−ｆ１）に側帯波を発生させないことが可能である。

以上説明したように、本発明に係る歪み補償装置などによると、例えば、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、増幅器により増幅される信号を振幅変調及び位相変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させ、当該一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償するようにしたため、精度のよい歪み補償を実現することができる。

また、本発明に係る歪み補償装置などでは、例えば従来例のプリディストーション回路と組合せて用いて増幅器で発生する歪みを補償するようにしたため、全体として、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの両方の影響を小さくするように歪み補償することができる。

本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。

同図に示した本例の増幅装置には、分岐部１と、遅延手段（例えば遅延線）２と、振幅検波器３と、Ａ／Ｄ変換器４と、位相補正用のテーブル５ａと、振幅補正用のテーブル５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１９ａ、１９ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路７と、主信号の振幅を制御するための振幅回路８と、振幅変調制御用の振幅回路９と、振幅変調制御用の遅延回路１０と、位相変調制御用の振幅回路１１と、位相変調制御用の遅延回路１２と、主信号を振幅変調する振幅変調器１３と、主信号を位相変調する位相変調器１４と、主増幅器１５と、分岐部１６と、歪み検知回路１７と、テーブル更新回路１８とが備えられている。

なお、本例の増幅装置の構成は、例えば上記図１２に示した増幅装置の構成において、振幅変調を行うための振幅回路９及び遅延回路１０及び振幅変調器１３を備えるとともに、位相変調を行うための振幅回路１１及び遅延回路１２及び位相変調器１４を備えたような構成となっている。

本例の増幅装置では、増幅対象となる例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を含んだＲＦ帯の信号が分岐部１に入力される。
分岐部１は、入力される信号を２つの信号に分岐し、一方の分岐信号を遅延線２を介して位相回路７へ出力し、他方の分岐信号を振幅検波器３へ出力する。

振幅検波器３は、分岐部１から入力される他方の分岐信号の瞬時振幅レベル、すなわち包絡線を検出し、当該検出結果をＡ／Ｄ変換器４及び２つの振幅回路９、１１へ出力する。なお、振幅検波器３は、例えば信号の包絡線を検出できればよく、特定の検波方式には限られない。また、振幅検波器３出力に高周波成分除去用のＬＰＦが用いられてもよい。
Ａ／Ｄ変換器４は、振幅検波器３から入力される振幅レベルの検出結果をアナログ信号からデジタル信号へ変換して位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂへ出力する。

位相補正用のテーブル５ａは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ａへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ａは、位相補正用のテーブル５ａから入力される位相補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換してローパスフィルタ１９ｂへ出力する。ローパスフィルタ１９ｂでは、Ｄ／Ａ変換器６ｂで発生する折り返し成分を除去した後の信号を振幅回路８へ出力する。

同様に、振幅補正用のテーブル５ｂは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ｂへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ｂは、振幅補正用のテーブル５ｂから入力される振幅補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換して振幅回路８へ出力する。

また、分岐部１から遅延線２へ出力される一方の分岐信号は、上記した振幅検波器３とＡ／Ｄ変換器４と位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂと２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと２つのローパスフィルタ１９ａ、１９ｂから成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した位相補正用データの信号及び振幅補正用データの信号が位相回路７や振幅回路８に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延線２により遅延させられる。

このような遅延により、位相回路７は、遅延線２から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相側帯波を与えて振幅回路８へ出力する。
同様に、このような遅延により、振幅回路８は、位相回路７から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅側帯波を与えて振幅変調器１３へ出力する。
なお、位相回路７は例えば可変移相器から構成されており、振幅回路８は例えば可変減衰器から構成されている。

振幅回路９は、振幅検波器３から入力される検波結果に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を取得し、当該周波数（ｆ２−ｆ１）の信号の振幅を調整して当該調整後の信号を遅延回路１０へ出力する。
遅延回路１０は、振幅回路９から入力される周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を遅延させて当該信号の遅延時間を調整し、当該調整後の信号を振幅変調器１３の制御端子へ出力する。

ここで、本例では、振幅回路９及び遅延回路１０を介して振幅変調器１３へ出力される信号が本発明に言う振幅変調に用いられる周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、当該制御信号の振幅を振幅回路９で調整することにより変調指数を調整しており、また、当該制御信号の遅延時間を遅延回路１０で調整している。

同様に、振幅回路１１は、振幅検波器３から入力される検波結果に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を取得し、当該周波数（ｆ２−ｆ１）の信号の振幅を調整して当該調整後の信号を遅延回路１２へ出力する。
遅延回路１２は、振幅回路１１から入力される周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を遅延させて当該信号の遅延時間を調整し、当該調整後の信号を位相変調器１４の制御端子へ出力する。

ここで、本例では、振幅回路１１及び遅延回路１２を介して位相変調器１４へ出力される信号が本発明に言う位相変調に用いられる周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、当該制御信号の振幅を振幅回路１１で調整することにより変調指数を調整しており、また、当該制御信号の遅延時間を遅延回路１２で調整している。

振幅変調器１３は、遅延回路１０から制御端子に印加される制御信号により制御されて、振幅回路８から入力される信号を振幅変調し、当該振幅変調後の信号を位相変調器１４へ出力する。
位相変調器１４は、遅延回路１２から制御端子に印加される制御信号により制御されて、振幅変調器１３から入力される信号を位相変調し、当該位相変調後の信号を主増幅器１５へ出力する。

なお、本例では、上記した遅延回路１０や上記した遅延回路１２のそれぞれにおいて制御信号に与える遅延時間を可変に変化させることができ、例えば、遅延回路１０における遅延時間の中央値をＴ１とし、遅延回路１２における遅延時間の中央値をＴ２とする。ここで、中央値Ｔ１については、分岐部１から遅延線２と位相回路７と振幅回路８とを介して振幅変調器１３まで信号を伝送するのに生じる遅延時間と、分岐部１から振幅検波器３と振幅回路９と遅延回路１０とを介して制御信号を振幅変調器１３へ出力するのに生じる遅延時間とが等しくなるように設定してある。また、中央値Ｔ２については、分岐部１から遅延線２と位相回路７と振幅回路８と振幅変調器１３とを介して位相変調器１４まで信号を伝送するのに生じる遅延時間と、分岐部１から振幅検波器３と振幅回路１１と遅延回路１２とを介して制御信号を位相変調器１４へ出力するのに生じる遅延時間とが等しくなるように設定してある。

ここで、遅延回路１０で調整された遅延時間がＴ１であり且つ遅延回路１２で調整された遅延時間がＴ２である場合には振幅変調や位相変調に用いられる制御信号の位相が例えば主信号に対して相対的にゼロとなるが、本例では、遅延回路１０における遅延時間をＴ１から変化させることや遅延回路１２における遅延時間をＴ２から変化させることにより、振幅変調器１３や位相変調器１４により主信号に対して発生させる歪みの位相を変化させることができる。また、本例では、振幅回路９や振幅回路１１により振幅変調や位相変調に用いられる制御信号の振幅を制御して振幅変調器１３により行われる振幅変調の変調指数や位相変調器１４により行われる位相変調の変調指数を制御することにより、振幅変調器１３や位相変調器１４により主信号に対して発生させる側帯波の振幅を変化させることができる。

そして、本例では、振幅回路９及び遅延回路１０及び振幅変調器１３により行われる振幅変調と振幅回路１１及び遅延回路１２及び位相変調器１４により行われる位相変調とにより、例えば上記した「課題を解決するための手段」に示したのと同様な原理に基づいて、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させることが行われる。

なお、本例では、振幅変調器１３や位相変調器１４を位相回路７や振幅回路８の後段に備えた構成例を示したが、例えば振幅変調器１３や位相変調器１４を位相回路７や振幅回路８の前段に備えるような構成とすることも可能である。
また、例えば主信号を制御するための位相回路７と振幅回路８の並び順としては、本例のように位相回路７の後段に振幅回路８が備えられてもよく、或いは、振幅回路８の後段に位相回路７が備えられる構成が用いられてもよい。
また、これらの構成に限られず、位相回路７や振幅回路８や振幅変調器１３や位相変調器１４の並び順としては、種々な並び順が用いられてもよい。

主増幅器１５は、例えば共通増幅器から構成されており、位相変調器１４から入力される信号を増幅して当該増幅信号を分岐部１６を介して出力する。この際に、主増幅器１５で発生する歪みが位相回路７や振幅回路８や振幅変調器１３や位相変調器１４で与えられた歪みにより補償され、主増幅器１５からは歪みが補償された増幅信号が分岐部１６を介して出力される。

また、分岐部１６は、主増幅器１５から入力される増幅信号の一部を分岐して、当該分岐信号を歪み検知回路１７へ出力する。
歪み検知回路１７は、分岐部１６から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分を検出し、当該検出結果をテーブル更新回路１８へ出力する。

テーブル更新回路１８は、歪み検知回路１７から入力される検出結果に基づいて、分岐部１６により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル５ａ、５ｂへ出力することにより、当該各テーブル５ａ、５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換える。このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補性データの更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。

なお、分岐部１６及び歪み検知回路１７及びテーブル更新回路１８から成るフィードバック系は、必ずしも備えられなくともよい。
また、本例では、位相補正用のテーブル５ａ及びＤ／Ａ変換器６ａと振幅補正用のテーブル５ｂ及びＤ／Ａ変換器６ｂとを別個のものとして備えたが、例えば位相補正用と振幅補正用とでテーブルやＤ／Ａ変換器が共通化されてもよい。

以上のように、本例の増幅装置では、振幅変調器１３による振幅変調と位相変調器１４による位相変調とを主信号に対して施すことにより、当該振幅変調及び当該位相変調により発生させる側帯波を用いて、例えば主増幅器１５で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みとのいずれか一方のみを補償するようなことができるため、例えば従来と比べて、大きな歪み補償量を得ることができ、増幅器の線形化に役立つことができる。

また、本例の増幅装置では、上記のような振幅変調及び位相変調により発生させる側帯波と共に、例えば従来と同様な位相回路７や振幅回路８により発生させる側帯波を用いて、主増幅器１５で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みの両方を打ち消すようなことができるため、例えば従来と比べて、精度のよい歪み補償を実現することができる。

ここで、本例では、主増幅器１５が本発明に言う増幅器に相当する。
また、本例では、振幅回路９及び遅延回路１０及び振幅変調器１３により主信号を振幅変調する機能により、本発明に言う振幅変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅回路１１及び遅延回路１２及び位相変調器１４により主信号を位相変調する機能により、本発明に言う位相変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅変調手段及び位相変調手段を用いて本発明に言う側帯波発生手段が構成されている。
また、本例では、振幅検波器３の機能により制御信号出力手段が構成されており、振幅回路９や振幅回路１１の機能により振幅変化手段が構成されており、遅延回路１０や遅延回路１２の機能により位相変化手段が構成されており、振幅変調器１３の機能により振幅変調実行手段が構成されており、位相変調器１４の機能により位相変調実行手段が構成されている。

また、本例では、位相回路７や振幅回路８を用いて周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波を発生させる機能により、従来例のプリディストーション回路（同様な回路も含む）が構成されている。
また、本例では、歪み検知回路の機能により歪みレベル検出手段が構成されており、また、例えば当該検出結果に基づいて検出される上側３次歪みレベルと下側３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅回路９、１１や遅延回路１０、１２を制御する機能を備えることもでき、この場合には、当該機能により側帯波調整手段が構成される。

次に、本発明の第２実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図２には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。

同図に示した本例の増幅装置には、分岐部２１と、遅延手段（例えば遅延線）２２と、振幅検波器２３と、Ａ／Ｄ変換器２４と、位相補正用のテーブル２５ａと、振幅補正用のテーブル２５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器２６ａ、２６ｂと、２つのローパスフィルタ３９ａ、３９ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路２７と、主信号の振幅を制御するための振幅回路２８と、振幅変調制御用の振幅回路２９と、振幅変調制御用の位相回路３０と、位相変調制御用の振幅回路３１と、位相変調制御用の位相回路３２と、主信号を振幅変調する振幅変調器３３と、主信号を位相変調する位相変調器３４と、主増幅器３５と、分岐部３６と、歪み検知回路３７と、テーブル更新回路３８とが備えられている。

ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、例えば上記第１実施例の図１に示した振幅変調制御用の遅延回路１０の代わりに振幅回路２９と振幅変調器３３との間に位相回路３０が備えられているとともに同図に示した位相変調制御用の遅延回路１２の代わりに振幅回路３１と位相変調器３４との間に位相回路３２が備えられているといった点を除いては、上記第１実施例の図１に示した増幅装置の構成や動作と同様である。

本例では、位相回路３０が振幅回路２９から入力される信号の位相を変化させて調整し、当該調整後の信号を振幅変調器３３の制御端子へ出力し、また、位相回路３２が振幅回路３１から入力される信号の位相を変化させて調整し、当該調整後の信号を位相変調器３４の制御端子へ出力する。
このような構成においても、例えば上記第１実施例で示した増幅装置と同様な効果を得ることができ、従来と比べて精度のよい歪み補償を実現することができる。

ここで、本例では、振幅回路２９及び位相回路３０及び振幅変調器３３により主信号を振幅変調する機能により、本発明に言う振幅変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅回路３１及び位相回路３２及び位相変調器３４により主信号を位相変調する機能により、本発明に言う位相変調手段が構成されている。

次に、本発明の第３実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図３には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。

同図に示した本例の増幅装置には、分岐部４１と、遅延手段（例えば遅延線）４２と、振幅検波器４３と、Ａ／Ｄ変換器４４と、位相補正用のテーブル４５ａと、振幅補正用のテーブル４５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器４６ａ、４６ｂと、ローパスフィルタ５９ａ、５９ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路４７と、主信号の振幅を制御するための振幅回路４８と、主信号を遅延させる遅延回路４９と、振幅変調制御用の振幅回路５０と、位相変調制御用の振幅回路５１と、主信号を振幅変調する振幅変調器５２と、主信号を位相変調する位相変調器５３と、主増幅器５４と、分岐部５５と、歪み検知回路５６と、テーブル更新回路５７とが備えられている。

ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、例えば上記第１実施例の図１に示した振幅変調制御用の遅延回路１０及び位相変調制御用の遅延回路１２が備えられてなく、これらの代わりに振幅回路４８と振幅変調器５２との間に遅延回路４９が備えられているといった点を除いては、上記第１実施例の図１に示した増幅装置の構成や動作と同様である。

本例では、振幅回路４８は、位相回路４７から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて遅延回路４９へ出力する。
また、本例では、遅延回路４９は、振幅回路４８から入力される信号を遅延させて当該信号の遅延時間を調整し、当該調整後の信号を振幅変調器５２へ出力する。

このように、本例では、振幅変調器５２及び位相変調器５３により振幅変調及び位相変調される主信号の遅延時間を当該振幅変調器５２及び当該位相変調器５３より前段で遅延回路４９により変化させることにより、当該振幅変調器５２や当該位相変調器５３により変調される主信号と当該振幅変調器５２で用いられる制御信号や当該位相変調器５３で用いられる制御信号との相対的な位相差を変化させることができ、これにより、実質的に、当該振幅変調器５２により行われる振幅変調で用いられる制御信号の位相や当該位相変調器５３により行われる位相変調で用いられる制御信号の位相を調整することができる。
このような構成においても、例えば上記第１実施例で示した増幅装置と同様な効果を得ることができ、従来と比べて精度のよい歪み補償を実現することができる。

ここで、本例では、振幅回路５０及び遅延回路４９及び振幅変調器５２により主信号を振幅変調する機能により、本発明に言う振幅変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅回路５１及び遅延回路４９及び位相変調器５３により主信号を位相変調する機能により、本発明に言う位相変調手段が構成されている。
なお、遅延回路４９としては、例えば遅延線を用いたものなどの種々な構成のものが用いられてもよい。

ここで、本発明に係る歪み補償装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。例えば、本例では周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波を処理する場合を示したが、ｎ≧３としてｎ波を処理する装置に本発明を適用することもできる。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。例えば、本発明に係る歪み補償装置を備えた増幅装置は、Ｗ−ＣＤＭＡやマルチキャリア等の信号を送信する通信機の送信部などに設けるのに適している。

また、本発明に係る歪み補償装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。 本発明の第２実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。 本発明の第３実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。 歪みをキャンセルする仕方の一例を説明するための図である。 振幅変調の一例を説明するための図である。 位相変調の一例を説明するための図である。 振幅変調の結果の一例及び位相変調の結果の一例を示す図である。 キャンセル用の歪みを生成する様子の一例を示す図である。 フィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。 増幅器の非線型特性の一例を示す図である。 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の例を示す図である。 増幅器に入力される主信号の一例及び増幅器で発生する歪みの一例を示す図である。

符号の説明

１、１６、２１、３６、４１、５５・・分岐部、 ２、２２、４２・・遅延線、
３、２３、４３・・振幅検波器、 ４、２４、４４・・Ａ／Ｄ変換器、
５ａ、５ｂ、２５ａ、２５ｂ、４５ａ、４５ｂ・・テーブル、
６ａ、６ｂ、２６ａ、２６ｂ、４６ａ、４６ｂ・・Ｄ／Ａ変換器、
７、２７、３０、３２，４７・・位相回路、
８、９、１１、２８、２９、３１、４８、５０、５１・・振幅回路、
１０、１２、４９、６２、７２・・遅延回路、
１３、３３、５２、６１、６３・・振幅変調器、
１４、３４、５３、７１、７３・・位相変調器、
１５、３５、５４・・主増幅器、 １７、３７、５６・・歪み検知回路、
１８、３８、５７・・テーブル更新回路、
１９ａ、１９ｂ、３９ａ、３９ｂ、５９ａ、５９ｂ・・ローパスフィルタ、

Claims (1)

1. 増幅器により増幅される信号に対して振幅変調及び位相変調を行って、当該増幅器により発生する上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みのアンバランスを低減させる上側周波数帯又は下側周波数帯の側帯波を発生させる側帯波発生手段を備えたことを特徴とする歪み補償装置。

Images