JP4005510B2

JP4005510B2 - Synchronous motor drive system

Info

Publication number: JP4005510B2
Application number: JP2002587910A
Authority: JP
Inventors: 坂本　　潔; 善尚岩路; 常博遠藤; 憲昭山田; 洋藤井
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2001-05-09
Filing date: 2002-05-08
Publication date: 2007-11-07
Anticipated expiration: 2022-05-08
Also published as: JPWO2002091559A1; WO2002091559A1

Description

技術分野
本発明は速度・位置を検出するセンサを用いずに、簡略化した制御構成によって高精度、高応答、高効率な駆動が可能な同期電動機の駆動システムに関する。
背景技術
磁極位置を検出することなく同期電動機を制御する手法は、大きく二種類に分類できる。一つは、同期電動機の速度・位置センサ付きベクトル制御に基づいた手法である。これは速度・位置センサを用いる代わりに、磁極位置推定器ならびに速度推定器を用いて制御を行う。なお、以後の説明では、この構成をベクトル制御型センサレス方式と呼ぶ。もう一つは、同期電動機を開ループで制御するＶ／Ｆ制御である。
ベクトル制御型センサレス方式として、電気学会半導体電力変換／産業電力電気応用合同研究会資料、論文番号ＳＰＣ−００−６７／ＩＥＡ−００−４２（従来例１）に記載された技術がある。この技術では、磁極位置推定器は、電動機の印加電圧と電流から磁極位置を求めている。速度推定器は、磁極位置の推定誤差をもとに速度を求めている。また、速度自動調整部と、電流自動調整部を備え、速度と電流が各々の指令値に一致するように制御している。
Ｖ／Ｆ制御によるセンサレス方式として、特開２０００−２３６６９４号公報（従来例２）に開示された技術がある。この技術は、速度指令にほぼ比例した電圧を印加して同期電動機を駆動する。また、トルクや電流の振動を抑制し、負荷急変時の脱調を防止するために、電流検出値から速度を補正する制御ループを備えている。ベクトル制御型センサレス方式と比べると、磁極軸の推定は行わず、速度や電流の自動調整部も持たない方式であるために、Ｖ／Ｆ制御の制御器構成は極めて単純化される。
Ｖ／Ｆ制御によるセンサレス方式の他の例として、三菱電機技報Ｖｏｌ．７３・Ｎｏ．９・１９９９年、ｐｐ．６８−７１（従来例３）に記載された技術がある。この技術では、磁極軸を基準とした座標軸上において、モータの印加電圧Ｖｄ、Ｖｑが、電流に比例する項、速度に比例する項、および安定化補償電圧項の和によって演算される。また、脱調や乱調等を防ぐため、速度指令に速度安定化項を加算した値をもとに、電動機の印加電圧周波数を決めている。
従来例１のベクトル制御型センサレス方式の場合、速度制御器や電流制御器といった自動調整部が存在する。電動機の制御性能を引き出すには、自動調整部の制御ゲインを適切な値に設定しなければならないが、現実システムではゲイン設計や調整が非常に難しい。この原因として、以下の２点があげられる。
第１に、ベクトル制御型センサレス方式は、速度制御器、電流制御器、磁極位置推定器、および速度推定器を組み合わせた手法であり、これらの制御要素が互いに干渉しやすい構成であることがあげられる。制御ゲインの設定によっては、負荷や速度が変動した際、過渡的な変化のあとに電流や周波数の振動が持続するといった不安定現象が生じやすい。
第２に、磁極位置推定器ならびに速度推定器は、電動機の定数変動や演算処理の遅れなどの影響があり、必ず推定誤差が存在することがあげられる。この推定誤差のため、制御器で推定した磁極軸の位置は実際の磁極位置と等しくならず、両者の間には軸誤差Δθが生じる。軸誤差Δθがある場合、速度制御器や電流制御器といった自動調整部の制御ゲインは調整が難しくなる。また、調整せずに用いると十分な性能を出すことができなくなる。
また、仮にゲイン設計や調整が良好になされた状態であっても、ベクトル制御型センサレス方式を用いて、電動機を高速回転で駆動するには、自動調整部の演算を短いサンプル周期で実行しなければならず、基本的に高速演算処理が必要となる。このため、処理能力の低い普及型マイコンでは駆動システムを作れないという問題がある。
一方、従来例２のＶ／Ｆ制御の場合、ベクトル制御型センサレス方式のような自動調整部がないため、無調整で電動機を可変速制御できる。しかしＶ／Ｆ制御は、電動機の磁極位置を推定して印加電圧の位相を決める方式ではないため、非常に早い速度応答が必要な用途や、トルク制御が必要な用途では充分な性能を出すことができない。また、Ｖ／Ｆ制御は基本的に電流調整機能を有しておらず、流れる電流は電動機を駆動するまでわからない。つまり、基本的に所定の電流値に制御することができない。このため、Ｖ／Ｆ制御では電動機を最も少ない電流で駆動するといった高効率運転制御ができず、駆動装置の省エネルギー化に向いていない。
さらに、従来例３では、電流検出値を直接用いて電圧指令を演算しているため、電流振動が生じた際に制御系全体が不安定になりやすい。また、制御系を安定化するための安定化補償電圧の作成方法、ならびに制御系の安定化原理が開示されていない。また、各種ゲインについても設計法が開示されていない。
本発明の目的は、従来のベクトル制御型センサレス方式に用いられている自動調整部を無くし、前述したベクトル制御型センサレス方式の諸問題を解決する同期電動機の駆動システムを提供することにある。また本発明の目的は、前記のように自動調整部を無くして制御構成を単純化しても従来のベクトル制御型センサレス方式と同等の性能を出すことができる電動機駆動システムを提供することである。
発明の開示
本発明では、制御要素間の相互干渉で制御系が不安定にならず、ゲイン設計が容易であり、かつ普及型マイコンでも処理可能とするために、従来のベクトル制御型センサレス方式で使われてきた速度制御器、および電流制御器を使用しない駆動システムになるよう留意した。しかし、自動調整部を無くし制御構成が単純化すれば、Ｖ／Ｆ制御と同様に応答性が悪化し、電流を所定の値に制御できなくなる問題が生じる。
そこで、本発明では、電動機電流が、負荷状態（即ち負荷トルク）と関係のある量であることに着目し、電動機内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸と直交するｑｃ軸上において、電流検出値からｑｃ軸上の電流検出値Ｉｑｃを求め、Ｉｑｃに基づいて電流指令値Ｉｑ＊を作成すれば、電流指令Ｉｑ＊は実際の負荷トルクに応じた値になるため、応答性が改善されることを見いだした。
上記目的を達成する本発明は、同期電動機に対して、ベクトル制御と同様に、磁極軸を基準とした座標軸上（ｄｃ−ｑｃ軸上）で、電動機への印加電圧を演算する。その際、速度制御器や、電流制御器といった自動調整部を持たず、電圧指令演算には、回転速度指令、電流指令値を用いる。ただし、トルク電流指令に相当するＩｑ＊は、電動機の負荷状態により変化するため、電流検出値に基づいて演算して与えるようにする。
さらに、電動機の実際の磁極軸であるｄ軸と前記ｄｃ軸との軸誤差に相当する状態量を演算する手段と、軸誤差を用いて回転子座標の位相を修正する手段を備えることにより、制御系の安定性をより向上できる。
また、本発明では、同期電動機の印加電圧の大きさを調整すれば負荷角が変化し、電動機電流の大きさと位相が変わることに着目し、前記ｑｃ軸上の電圧指令値を調整すれば、電動機定数の設定誤差によって電流値と指令値との誤差を補正できることを見いだした。
本発明の同期電動機の駆動システムは、前記ｄｃ軸上の電流検出値Ｉｄｃが、電流指令Ｉｄ＊に一致するように、前記ｑｃ軸上の電圧指令に修正を加える手段を備えている。これによれば、ｄｃ軸の電流Ｉｄｃを所定の値に制御できる。なお、前記ｑｃ軸上の電圧指令に修正を加えるのではなく、前記ｑｃ軸における電圧指令の演算に用いる定数を修正する手段を備えていてもよい。または、電動機の誘起電圧定数を修正する手段を備えていてもよい。電動機の誘起電圧定数を修正する場合は、速度急変時の過渡特性をさらに改善できる。さらに、前記ｑｃ軸上の電流指令Ｉｑ＊、あるいは、前記ｑｃ軸上の電流検出値Ｉｑｃに基づいて、前記ｄｃ軸上の電流指令Ｉｄ＊を発生する手段を備えることにより、同期電動機を最大効率で駆動できる。
発明を実施するための最良の形態
以下本発明の詳細を第１図から第５図を参照して説明する。
（実施例１）
第１図に本実施例の構成図を示す。第１図において、符号１は電動機の回転速度指令ωｒ＊を与える速度指令発生器、２は電動機の印加電圧を演算する制御装置、３は電圧指令Ｖ１＊に基づいて、インバータ４を駆動するパルスを生成するＰＷＭ（パルス幅変調）信号発生器、４は電動機を駆動するインバータ、５は制御対象である同期電動機、６は電動機５の電流を検出する電流検出器である。
第１図の制御装置２について説明する。符号７は回転速度指令ωｒ＊を、電動機の電気角周波数指令ω１＊に変換する変換ゲイン、Ｐは電動機の極数、８はω１＊に基づいて、制御装置内部の交流位相θｃを演算する積分器、９は三相交流軸上の電流値を回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ軸上の成分に変換するｄｑ座標変換器、１０は電動機の磁極軸成分の電流指令Ｉｄ＊を与えるＩｄ＊発生器、１１は本発明の特徴部であるＩｑ＊発生器、１２はω１＊、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に基づいて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を演算する電圧指令演算器、１３は電動機の誘起電圧定数自動調整器、１４はｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を、三相交流軸上の値に変換するｄｑ逆変換器である。
次に、第１図のインバータ４について説明する。符号４１はインバータ４の主回路電源を構成する直流電源部、４２はインバータの主回路部、４３は主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ、４１１はインバータ４に電力を供給する三相交流電源、４１２は三相交流を整流するダイオード・ブリッジ、４１３は直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサである。
第２図に、本実施例の構成概略図を示す。本発明による電動機駆動システムは、交流電源部、制御・インバータ部、電動機に分けられる。第２図に示すように、制御・インバータ部にある制御ボード上に、速度指令発生器１、制御装置２、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号発生器３が備えられており、実際にはマイクロ・プロセッサーをベースにしたディジタル回路で、上記機能を実現している。また、インバータ４の主回路部、電流検出部６も、一つの装置内に実装されている。
次に、第１図を用いて本実施例の動作原理を説明する。速度指令ωｒ＊に基づき、電動機の電気角周波数ω１＊が、変換ゲイン７の出力として得られる。積分器８では、ω１＊を積分して制御器内部の交流位相θｃが出力される。θｃに基づいて、三相交流電流の検出値は座標変換され、ｄｃ軸成分であるＩｄｃと、ｑｃ軸成分であるＩｑｃとが出力される。Ｉｑ＊発生器１１では、Ｉｑｃから高周波の振動分を除去する演算が行われＩｑ＊が出力される。Ｉｄ＊発生器１０では、同期電動機の種類や運転状態に応じた所定のＩｄ＊が演算される。誘起電圧定数自動調整器１３では、Ｉｄ＊とＩｄｃの差に基づいて、誘起電圧定数（Ｋｅ）と定数調整分（ΔＫｅ）の和が演算される。電圧指令演算器１２では、回転速度ω１＊、電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、および（Ｋｅ＋ΔＫｅ）に基づいて、電動機５への印加電圧指令であるＶｄｃ＊、およびＶｑｃ＊を演算する。なお、演算式は、

である。式（１）は、逆起電力項に用いる誘起電圧定数をＫｅ＋ΔＫｅの値に基づいて演算していること以外は、通常のベクトル制御で用いられる演算式と同じであって、例えば、文献「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際：杉本英彦著、総合電子出版、ｐ．７８、式（４．６）」に演算式の記載がある。Ｖｄｃ＊、ならびにＶｑｃ＊は、ｄｑ逆変換器１４で三相交流軸上の電圧指令値Ｖ１＊に座標変換される。ＰＷＭ信号発生器３では、電圧指令Ｖ１＊がパルス幅に変換される。ゲート・ドライバは、このパルス信号に基づいてインバータの半導体スイッチング素子を駆動し、その結果、電動機５にはＶｄｃ＊、Ｖｑｃ＊に相当する電圧が印加される。
第３図に、電圧指令演算器１２の内部構成を示す。電圧指令演算器１２では、式（１）に基づいて、電圧指令を演算する。第３図において、符号１２１は電動機の抵抗値（Ｒ）に相当するゲイン、１２２はｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）に相当するゲイン、１２３はｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）に相当するゲイン、１２４は乗算器、１２５は入力信号を加算（あるいは減算）する加算器である。
次に、各部の動作の詳細を説明する。第１図に示すＩｄ＊発生器１０は、同期電動機の種類や運転状態に応じて、所定のＩｄ＊を発生する信号発生器である。同期電動機の駆動効率はＩｄ＊の値によって変化するため、最大の効率で駆動するにはＩｄ＊発生器１０の設計が重要になる。例えば、電動機の回転子構造が非突極型の場合、Ｉｄ＊＝０とすれば、最大トルクとなる状態で電動機を駆動でき、最大効率で運転が行える。
一方、永久磁石型同期電動機には、永久磁石によるトルクと、電動機の突極性によるリラクタンストルクを組み合わせて、電動機トルクを発生するものがある。この種の電動機（以下、リラクタンストルク応用同期電動機と呼ぶ）の場合、Ｉｄをマイナスの値にした側に電動機の最大トルク点ある。最大効率で電動機を駆動するためには、常に最大トルクとなる状態で電動機を駆動するとよいので、リラクタンストルク応用同期電動機の場合、Ｉｄ＊発生器１０はＩｄ＊としてマイナス側の所定値を出力する。
なお、リラクタンストルク応用同期電動機の最大トルクを得る条件は、文献「『ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較』、電気学会論文誌Ｄ、平成６年、１１４巻６号、ｐｐ．６６２−６６７」に記載がある。この文献に従うと、最大トルクを得る条件は式（２）で表される。

式（２）より、最大トルクを得るＩｄの大きさは、Ｉｑが定まれば演算できる。なお、式（２）の演算に用いるＩｑの値は、本実施例ではＩｑｃに相当する。しかし、負荷急変時の過渡状態ではＩｑｃの変動が激しいので、このＩｑｃを用いると制御系全体が不安定化する恐れがある。そこで、Ｉｄ＊発生器１０ではＩｑ＊を用いて式（２）の演算処理を実行する。
ここで、Ｉｑｃから過渡状態で生じた高周波振動成分を除去した量がＩｑ＊である。従って、Ｉｑ＊に基づいてＩｄ＊を求めると、最大トルクでの運転は定常状態で実現されることになる。なお、電動機が駆動されている時間の大部分は定常状態であり、この定常状態において、最大トルクで駆動できればよいから、本実施例でも効率最大化に関して問題はない。以上より、リラクタンストルク応用同期電動機に対しても、常に最大トルクで駆動でき、最大効率で駆動できる。
次に、第１図に示すＩｑ＊発生器１１について説明する。電圧指令演算器１２に与える指令値の中で、ω１＊、Ｉｄ＊は、電動機の負荷状態に無関係な値にできるが、Ｉｑ＊は、電動機の必要としているトルクに応じた値にする必要がある。Ｉｑ＊と、実際のトルク負荷とに差異が生じると、電動機の磁極軸と制御軸とが一致せず、不安定やトルク不足の原因になる。本実施例では、Ｉｑ＊発生器１１が、電流検出値Ｉｑｃを用いて電流指令Ｉｑ＊を作成する。ただし、Ｉｑｃを直接Ｉｑ＊として用いると、Ｉｑｃの高周波成分が正帰還ループを作るため電流や周波数が振動しやすくなるから、次式に従ってＩｑ＊を演算する。

式（３）は一次遅れフィルタであるが、これ以外にも移動平均値などの手段を用いてもよい。Ｉｑｃから高周波成分を除去した量をＩｑ＊として、制御系が不安定になることを抑制できる。また、定常的にはＩｑｃの直流成分とＩｑ＊は一致するから、Ｉｑ＊発生器１１は電動機の負荷状態に応じたＩｑ＊を与えることができる。
次に、第１図に示す誘起電圧定数自動調整器１３について説明する。式（１）ならびに第３図に示すように、電圧指令演算器１２では、電動機の定数であるＲ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｋｅに基づいて電圧指令を演算する。これらの電動機定数が正確であれば、電動機は指令値通りの回転速度、電流値で駆動される。しかし、実際の電動機定数には誤差を含むので、与えられた指令値での駆動に必要な電圧と比べると、演算された電圧指令の大きさは異なるのが普通である。このため、電動機は指令値とずれて駆動される。
一般に同期電動機では、電動機の回転数は、指令値に必ず一致するように制御できる。一方、電動機の電流は、印加電圧の大きさが変われば同期電動機の負荷角が変わるため、電流の位相と大きさは、ともに変化する。従って、電動機定数に誤差があると、指令値通りの電流値で駆動できない。
上記問題を解決するため、本発明では誘起電圧定数自動調整器１３によって、電動機定数の誤差を補正し、電流が指令値通りになるように制御する。誘起電圧定数自動調整器１３は、誘起電圧定数を調整するため、結果的にｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃ＊が変化することになる。よって、式（１）からわかるように、誘起電圧定数自動調整器１３で補正が可能な電気定数はＫｅのみならず、ＬｄおよびＲも含まれる。
なお、公知の技術には、駆動システムの据え付け後の調整段階に、特殊な条件で電動機を駆動して電動機定数の同定を行う「オートチューニング制御」と呼ばれる技術があるが、本実施例の誘起電圧定数自動調整器１３は、システムが同期電動機を駆動している時、常に動作させており、基本的に異なるる。
誘起電圧定数自動調整器１３の内部を、第１図を用いて説明する。誘起電圧定数信号発生器１３１では、誘起電圧定数Ｋｅが出力される。一方、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と検出電流Ｉｄｃの差は、加算器１３３によって演算される。誘起電圧定数補償器１３２では、前記加算器１３３の出力値に基づいて、その値が零になるように誘起電圧定数調整分ΔＫｅが演算される。ＫｅとΔＫｅの和は、加算器１３４によって演算される。電圧指令演算器１２では、加算器１３４が出力するＫｅ＋ΔＫｅの値に基づいて、電圧指令が演算される。
誘起電圧定数補償器１３２の演算式として、比例積分補償器演算を用いる例を式（４）に示す。

なお、誘起電圧定数補償器１３２は定数誤差分を保持する機能があればよく、式（４）においてＫｐｅ＝０として積分補償器のみの演算にしてもよい。式（４）からわかるように、誘起電圧定数自動調整器１３の構成は、電流Ｉｄｃについての電流制御器として見ることができる。しかし、従来技術のベクトル制御型センサレス方式の電流自動調整部が、Ｉｄｃを制御するためにＶｄｃ＊を調整していることに対し、本実施例ではＩｄｃを制御するために誘起電圧定数Ｋｅを変化させている。
本実施例では、誘起電圧定数自動調整器１３を備えているので以下のメリットがある。
（１）従来方式の電流自動調整では、補償電圧を電圧指令に加算する構成であるため、速度指令が急変した際に補償電圧が即座に変化しない問題がある。一方、誘起電圧定数自動調整器１３は、誘起電圧定数を調整するため、補償電圧はΔＫｅ・ω１＊で表される。従って、速度指令ω１＊が急変した際に、補償電圧も即時に変化するため、制御系全体の安定性や応答性能が改善される。
（２）誘起電圧定数補償器１３２は電動機定数誤差の修正が目的であり、ＩｄｃをＩｄ＊へ追従させる応答速度は遅くできるので、電流や周波数の振動が持続するといった不安定現象の発生を抑制できる。
（３）電動機のｄ軸とｑ軸の間には干渉項があり、ω１が大きくなるほど、ｄ−ｑ軸間の干渉が強くなる。よって、過渡時には、ｄ、ｑ軸間での振動が生じやすくなる。Ｉｑ＊は、Ｉｑｃに大きなフィルタを介しているため、この振動を抑制する能力はない。しかし、誘起電圧定数自動調整器１３を付加すると、ＩｄｃをＩｄ＊（一定値）に一致させようとするため、ｄｑ軸間の干渉項を抑制するので、制御系全体の安定性や応答性能が改善される。
（４）前述のように、誘起電圧定数自動調整器１３は、最終的にｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を調整する。ｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を調整するので、制御系を構成する補償器どうしの相互干渉を小さくでき、安定な制御系を実現できる。
なお、ｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を増減させる方法は、誘起電圧定数Ｋｅを調整する以外にも、例えば、他の電気定数Ｌｄ、あるいはＲを調整してもよい。特に、電動機の場合、配線の引きまわしや、インバータの抵抗分等により、抵抗値に誤差を含むことがある。この場合、停止時や低速時では、誘起電圧定数でなく抵抗定数Ｒを調整するほうが、制御系全体の安定性や応答性能が改善される。
（実施例２）
第４図を用いて本実施例を説明する。第４図は、制御装置２Ｂの構成を示したものであり、本制御装置を、第１図における制御装置２の代わりに用いる。第４図において、符号７〜１４は、第１図の同一番号のものと同じである。符号１５は電動機のｄ−ｑ軸と、制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差を推定演算する軸誤差推定器、１６は軸誤差に零指令を与える零発生器、１７は入力信号を加算（あるいは減算）する加算器、１８は軸誤差を用いて、電気角周波数指令ω１＊への修正量を演算する磁極軸推定ゲインである。
次に、本実施例の動作原理を説明する。第１図の制御装置２に、符号１５〜１８を加えたものが、本実施例である。軸誤差推定器１５では、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸の誤差分Δθを推定演算する。ここでは、軸誤差Δθを、第５図に示すように、ｄ−ｑ軸から観測したｄｃ−ｑｃ軸の誤差成分と定義する。軸誤差Δθの推定値Δθｃの演算には、いくつかの手法が考えられるが、例えば従来例１の演算式を式（５）に示す。

式（５）は、電動機定数、ならびに電動機への印加電圧指令、電流検出値（ｄｃ−ｑｃ軸上での観測値）に基づいて、直接Δθを推定演算する。なお、式（５）は突極型の電動機の電気定数を用いた場合の演算式である。
軸誤差Δθｃが正である場合、第５図に示す関係より、制御軸ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも回転方向に進んでいるので、電気角周波数ω１＊を減少するように補正量Δω１（この場合は、Δω１＜０）を加え、Δθを減少させる。逆に、Δθｃが負の場合は、ω１＊を増加するように補正量Δω１を加える。これらの動作によりＰＬＬ動作を実現しているのが、第４図における符号１５〜１８で示すブロックである。磁極軸推定ゲイン１８は、Δθｃの収束時間を決定する係数であり、基本的には比例ゲインでよいが、比例・積分、あるいは微分要素等を組み合わせてもよい。
本実施例の制御装置では、負荷変動等によって軸誤差が発生した場合にも、設定応答時間内にΔθｃを零に収束させることができる。また、本実施例では、磁極軸推定ゲインを調整すれば、制御系を不安定にすることなく外乱応答を改善できる。本実施例では、速度指令への追従性も改善される。これは、ＰＬＬ動作により、Δθが高応答で零になるように制御されるため、磁極軸推定ゲイン１８の出力Δω１も零になり、電動機の駆動周波数は瞬時にω１＊に一致するためである。
なお、軸誤差推定器１５は、電圧指令値を用いて軸誤差推定値Δθｃを演算する。このため、誘起電圧定数自動調整器１３が動作し、その結果ｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃ＊が変化すると、Δθｃの演算値は影響を受けることになる。ところが、式（５）からわかるように、Ｖｑｃ＊が変化して影響を受けるのは、逆正接関数内の分母であり、この分母の値は、ほぼ電動機の逆起電力の大きさになることから、Ｖｑｃ＊が調整されたとしても、分母の値は大きく変化しないと考えられる。従って、Δθｃの演算値が受ける影響は非常に小さい。これより、誘起電圧定数自動調整器１３は、最終的にｑｃ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を調整させているが、これは制御系を構成する補償器どうしの相互干渉を小さくし、安定な制御系を実現している。
なお、実施例として、軸誤差推定器１５において軸誤差Δθを推定し、ＰＬＬ制御系を構成する手法を述べたが、軸誤差Δθ相当の他状態量を求めるセンサレス方式にも、本実施例は適用できる。例えば、式（５）の逆正接関数内部の分子だけを演算して求め、その値に基づいてω１＊の修正を行っても、原理的に問題ない。その他、磁極位置の推定方法として、高調波信号を注入して磁極位置推定を行う手法も提案されているが、それらに対しても本発明は適用できる。
以上、本実施例によれば、制御系の安定性、および速度応答特性をより向上させることができる。
産業上の利用可能性
以上述べたように本発明の同期電動機の駆動システムは、あらゆる産業分野で駆動用原動機として用いられる同期電動機を制御するために広く利用できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は実施例１の構成図である。
第２図は実施例１の同期電動機の駆動システムを実装した駆動装置の構造概略図である。
第３図は実施例１の電圧指令演算器の構成図である。
第４図は実施例２の制御装置の構成図である。
第５図は電動機内のｄ−ｑ軸、ならびに制御装置内のｄｃ−ｑｃ軸と、軸誤差Δθの関係を示すベクトル図である。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a drive system for a synchronous motor that can be driven with high accuracy, high response, and high efficiency by a simplified control configuration without using a sensor for detecting speed and position.
BACKGROUND ART Methods for controlling a synchronous motor without detecting a magnetic pole position can be roughly classified into two types. One is a method based on vector control with a speed / position sensor of a synchronous motor. This is controlled using a magnetic pole position estimator and a speed estimator instead of using a speed / position sensor. In the following description, this configuration is referred to as a vector control type sensorless system. The other is V / F control for controlling the synchronous motor in an open loop.
As a vector control type sensorless system, there is a technology described in the IEEJ Semiconductor Power Conversion / Industrial Power / Electric Power Application Joint Study Group Material, Article No. SPC-00-67 / IEA-00-42 (Conventional Example 1). In this technique, the magnetic pole position estimator obtains the magnetic pole position from the applied voltage and current of the electric motor. The speed estimator obtains the speed based on the estimation error of the magnetic pole position. Further, an automatic speed adjusting unit and an automatic current adjusting unit are provided, and control is performed so that the speed and current coincide with each command value.
As a sensorless system based on V / F control, there is a technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-236694 (conventional example 2). In this technique, a synchronous motor is driven by applying a voltage substantially proportional to the speed command. In addition, a control loop for correcting the speed from the detected current value is provided in order to suppress vibration of torque and current and prevent step-out at the time of sudden load change. Compared with the vector control type sensorless system, the magnetic pole axis is not estimated and the system does not have an automatic speed / current adjustment unit, so the controller configuration for V / F control is greatly simplified.
As another example of the sensorless system based on V / F control, Mitsubishi Electric Technical Report Vol. 73 No. 9, 1999, pp. 68-71 (conventional example 3). In this technique, on the coordinate axes with respect to the magnetic pole axis, the applied voltages Vd and Vq of the motor are calculated by the sum of a term proportional to the current, a term proportional to the speed, and a stabilization compensation voltage term. Further, in order to prevent step-out and irregularity, the applied voltage frequency of the motor is determined based on the value obtained by adding the speed stabilization term to the speed command.
In the case of the vector control type sensorless system of Conventional Example 1, there are automatic adjustment units such as a speed controller and a current controller. In order to extract the control performance of the electric motor, the control gain of the automatic adjustment unit must be set to an appropriate value, but gain design and adjustment are very difficult in an actual system. The following two points can be cited as the cause.
First, the vector control type sensorless system is a method combining a speed controller, a current controller, a magnetic pole position estimator, and a speed estimator, and these control elements tend to interfere with each other. It is done. Depending on the control gain setting, when the load or speed fluctuates, an unstable phenomenon is likely to occur in which oscillation of current or frequency continues after a transient change.
Secondly, the magnetic pole position estimator and the speed estimator are influenced by constant fluctuations of the electric motor and delays in calculation processing, and there is always an estimation error. Due to this estimation error, the position of the magnetic pole axis estimated by the controller is not equal to the actual magnetic pole position, and an axial error Δθ occurs between them. When there is an axis error Δθ, it is difficult to adjust the control gain of an automatic adjustment unit such as a speed controller or a current controller. Moreover, if it is used without adjustment, sufficient performance cannot be obtained.
Even if the gain design and adjustment are in good condition, in order to drive the motor at high speed using the vector control type sensorless method, the calculation of the automatic adjustment unit must be executed in a short sample cycle. Basically, high-speed arithmetic processing is required. For this reason, there is a problem that a drive system cannot be made with a popular microcomputer with low processing capability.
On the other hand, in the case of the V / F control of Conventional Example 2, since there is no automatic adjustment unit like the vector control type sensorless system, the motor can be controlled at a variable speed without adjustment. However, V / F control is not a method to determine the phase of the applied voltage by estimating the magnetic pole position of the motor, so that it provides sufficient performance in applications that require a very fast speed response or applications that require torque control. I can't. Further, V / F control basically does not have a current adjustment function, and the flowing current is not known until the motor is driven. That is, it cannot be basically controlled to a predetermined current value. For this reason, the V / F control cannot perform high-efficiency operation control in which the electric motor is driven with the least current, and is not suitable for energy saving of the drive device.
Furthermore, in the conventional example 3, since the voltage command is calculated using the current detection value directly, the entire control system tends to become unstable when current oscillation occurs. Also, a method for creating a stabilization compensation voltage for stabilizing the control system and a stabilization principle of the control system are not disclosed. Also, no design method is disclosed for various gains.
An object of the present invention is to provide a drive system for a synchronous motor that eliminates the automatic adjustment unit used in the conventional vector control type sensorless system and solves the problems of the vector control type sensorless system described above. Another object of the present invention is to provide an electric motor drive system that can achieve the same performance as a conventional vector control sensorless system even if the control configuration is simplified by eliminating the automatic adjustment unit as described above.
DISCLOSURE OF THE INVENTION In the present invention, the control system does not become unstable due to mutual interference between control elements, the gain design is easy, and the processing can be performed by a popular microcomputer. Care was taken to achieve a drive system that does not use the speed controller and current controller that have been used. However, if the automatic adjustment unit is eliminated and the control configuration is simplified, the responsiveness deteriorates similarly to the V / F control, and the current cannot be controlled to a predetermined value.
Therefore, in the present invention, focusing on the fact that the motor current is an amount related to the load state (that is, load torque), the detected current value on the qc axis orthogonal to the dc axis assuming the magnetic pole axis inside the motor. If the current detection value Iqc on the qc axis is obtained from the current value and the current command value Iq * is created based on Iqc, the current command Iq * becomes a value according to the actual load torque, so that the responsiveness is improved. I found.
The present invention that achieves the above object calculates the applied voltage to the motor on the coordinate axis (on the dc-qc axis) with respect to the magnetic pole axis, as in the vector control, for the synchronous motor. At this time, there is no automatic adjustment unit such as a speed controller or a current controller, and a rotational speed command and a current command value are used for voltage command calculation. However, since Iq * corresponding to the torque current command changes depending on the load state of the electric motor, it is calculated and given based on the detected current value.
Furthermore, by providing means for calculating a state quantity corresponding to the axis error between the d axis and the dc axis, which are the actual magnetic pole axes of the electric motor, and means for correcting the phase of the rotor coordinates using the axis error, The stability of the control system can be further improved.
Further, in the present invention, if the magnitude of the voltage applied to the synchronous motor is adjusted, the load angle changes, the magnitude and phase of the motor current change, and if the voltage command value on the qc axis is adjusted, It was found that the error between the current value and the command value can be corrected by the setting error of the motor constant.
The drive system for the synchronous motor according to the present invention includes means for correcting the voltage command on the qc axis so that the detected current value Idc on the dc axis matches the current command Id *. According to this, the dc-axis current Idc can be controlled to a predetermined value. Instead of correcting the voltage command on the qc axis, a means for correcting a constant used for calculation of the voltage command on the qc axis may be provided. Alternatively, a means for correcting the induced voltage constant of the electric motor may be provided. When correcting the induced voltage constant of the electric motor, the transient characteristics at the time of sudden speed change can be further improved. Further, the synchronous motor is configured to have a maximum efficiency by providing means for generating the current command Id * on the dc axis based on the current command Iq * on the qc axis or the current detection value Iqc on the qc axis. It can be driven with.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Details of the present invention will be described below with reference to FIGS.
Example 1
FIG. 1 shows a configuration diagram of this embodiment. In FIG. 1, reference numeral 1 is a speed command generator for giving a motor rotational speed command ωr *, 2 is a control device for calculating the applied voltage of the motor, and 3 is a pulse for driving the inverter 4 based on the voltage command V1 *. 4 is an inverter that drives the motor, 5 is a synchronous motor to be controlled, and 6 is a current detector that detects the current of the motor 5.
The control device 2 in FIG. 1 will be described. Reference numeral 7 is a conversion gain for converting the rotational speed command ωr * into an electric angular frequency command ω1 * of the motor, P is the number of poles of the motor, and 8 is an integration for calculating the AC phase θc inside the control device based on ω1 *. , 9 is a dq coordinate converter that converts the current value on the three-phase AC axis into a component on the dc-qc axis that is the rotation coordinate axis, and 10 is an Id * generator that gives a current command Id * of the magnetic pole axis component of the motor. , 11 is an Iq * generator that is a feature of the present invention, 12 is a voltage command calculator that calculates voltage commands Vdc * and Vqc * on the dc-qc axis based on ω1 *, Id *, and Iq *, Reference numeral 13 denotes an automatic induced voltage constant regulator for the motor, and reference numeral 14 denotes a dq inverse converter that converts voltage commands Vdc * and Vqc * on the dc-qc axis into values on a three-phase AC axis.
Next, the inverter 4 in FIG. 1 will be described. Reference numeral 41 is a DC power supply unit constituting the main circuit power supply of the inverter 4, 42 is a main circuit unit of the inverter, 43 is a gate driver that generates a gate signal to the main circuit, 411 is a three-phase power supply to the inverter 4 An AC power supply, 412 is a diode bridge that rectifies three-phase AC, and 413 is a smoothing capacitor that suppresses pulsating components contained in the DC power supply.
FIG. 2 shows a schematic configuration diagram of this embodiment. The electric motor drive system according to the present invention is divided into an AC power supply unit, a control / inverter unit, and an electric motor. As shown in FIG. 2, a speed command generator 1, a control device 2, and a PWM (pulse width modulation) signal generator 3 are provided on a control board in the control / inverter unit. The above functions are realized by a digital circuit based on a processor. Further, the main circuit section of the inverter 4 and the current detection section 6 are also mounted in one device.
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG. Based on the speed command ωr *, the electrical angular frequency ω1 * of the motor is obtained as the output of the conversion gain 7. The integrator 8 integrates ω1 * and outputs the AC phase θc inside the controller. Based on θc, the detected value of the three-phase alternating current is coordinate-converted, and Idc that is a dc-axis component and Iqc that is a qc-axis component are output. The Iq * generator 11 performs an operation for removing high-frequency vibration from Iqc and outputs Iq *. The Id * generator 10 calculates a predetermined Id * according to the type and operating state of the synchronous motor. The induced voltage constant automatic adjuster 13 calculates the sum of the induced voltage constant (Ke) and the constant adjustment (ΔKe) based on the difference between Id * and Idc. The voltage command calculator 12 calculates Vdc * and Vqc *, which are applied voltage commands to the motor 5, based on the rotational speed ω1 *, current commands Id *, Iq *, and (Ke + ΔKe). The arithmetic expression is

It is. Equation (1) is the same as the equation used in normal vector control except that the induced voltage constant used for the back electromotive force term is calculated based on the value of Ke + ΔKe. Servo system theory and design practice: Hidehiko Sugimoto, General Electronic Publishing, p. 78, equation (4.6) ”describes the arithmetic expression. Vdc * and Vqc * are coordinate-converted by the dq inverse converter 14 to a voltage command value V1 * on the three-phase AC axis. In the PWM signal generator 3, the voltage command V1 * is converted into a pulse width. The gate driver drives the semiconductor switching element of the inverter based on this pulse signal. As a result, voltages corresponding to Vdc * and Vqc * are applied to the electric motor 5.
FIG. 3 shows the internal configuration of the voltage command calculator 12. The voltage command calculator 12 calculates a voltage command based on the equation (1). In FIG. 3, reference numeral 121 is a gain corresponding to the resistance value (R) of the motor, 122 is a gain corresponding to the d-axis inductance (Ld), 123 is a gain corresponding to the q-axis inductance (Lq), and 124 is a multiplier. , 125 are adders for adding (or subtracting) the input signals.
Next, details of the operation of each unit will be described. The Id * generator 10 shown in FIG. 1 is a signal generator that generates a predetermined Id * according to the type and operating state of the synchronous motor. Since the driving efficiency of the synchronous motor varies depending on the value of Id *, the design of the Id * generator 10 is important for driving at the maximum efficiency. For example, in the case where the rotor structure of the motor is a non-salient pole type, if Id * = 0, the motor can be driven at a maximum torque, and the operation can be performed with the maximum efficiency.
On the other hand, there are permanent magnet type synchronous motors that generate a motor torque by combining a permanent magnet torque and a reluctance torque due to the saliency of the motor. In the case of this type of motor (hereinafter referred to as a reluctance torque application synchronous motor), the maximum torque point of the motor is on the side where Id is set to a negative value. In order to drive the motor with the maximum efficiency, it is preferable to drive the motor in a state where the maximum torque is always obtained. Therefore, in the case of a reluctance torque applied synchronous motor, the Id * generator 10 outputs a predetermined value on the negative side as Id *. .
The conditions for obtaining the maximum torque of a synchronous motor using a reluctance torque are described in the literature “Comparison of characteristics by PM motor control method and rotor structure”, IEICE Transactions D, 1994, Vol. 114, No. 6, pp. 662. -667 ". According to this document, the condition for obtaining the maximum torque is expressed by equation (2).

From Equation (2), the magnitude of Id for obtaining the maximum torque can be calculated if Iq is determined. Note that the value of Iq used in the calculation of Expression (2) corresponds to Iqc in this embodiment. However, since the fluctuation of Iqc is severe in the transient state at the time of sudden load change, the use of this Iqc may cause the entire control system to become unstable. Therefore, the Id * generator 10 uses Iq * to execute the calculation process of Expression (2).
Here, an amount obtained by removing a high-frequency vibration component generated in a transient state from Iqc is Iq *. Accordingly, when Id * is obtained based on Iq *, the operation at the maximum torque is realized in a steady state. Note that most of the time during which the electric motor is driven is in a steady state, and it is sufficient that the motor can be driven with the maximum torque in this steady state. As described above, the reluctance torque applied synchronous motor can always be driven with the maximum torque and can be driven with the maximum efficiency.
Next, the Iq * generator 11 shown in FIG. 1 will be described. Among the command values given to the voltage command calculator 12, ω1 * and Id * can be values irrelevant to the load state of the motor, but Iq * needs to be a value according to the torque required by the motor. is there. If there is a difference between Iq * and the actual torque load, the magnetic pole axis and the control axis of the motor do not match, causing instability and insufficient torque. In this embodiment, the Iq * generator 11 creates a current command Iq * using the current detection value Iqc. However, if Iqc is directly used as Iq *, the high frequency component of Iqc forms a positive feedback loop, so that the current and frequency are likely to vibrate. Therefore, Iq * is calculated according to the following equation.

Equation (3) is a first-order lag filter, but means other than this, such as a moving average value, may be used. It is possible to suppress the control system from becoming unstable by setting the amount obtained by removing the high frequency component from Iqc as Iq *. Further, since the DC component of Iqc and Iq * are consistent with each other, the Iq * generator 11 can give Iq * corresponding to the load state of the motor.
Next, the automatic induced voltage constant adjuster 13 shown in FIG. 1 will be described. As shown in Formula (1) and FIG. 3, the voltage command calculator 12 calculates a voltage command based on R, Ld, Lq, and Ke that are constants of the motor. If these electric motor constants are accurate, the electric motor is driven at the rotational speed and current value according to the command value. However, since the actual motor constant includes an error, the magnitude of the calculated voltage command is usually different from the voltage required for driving with a given command value. For this reason, the electric motor is driven out of the command value.
In general, in a synchronous motor, the rotation speed of the motor can be controlled so as to always coincide with the command value. On the other hand, since the load angle of the synchronous motor changes when the magnitude of the applied voltage changes, both the phase and the magnitude of the current change. Therefore, if there is an error in the motor constant, it cannot be driven with the current value as commanded.
In order to solve the above problem, in the present invention, the induced voltage constant automatic adjuster 13 corrects the error of the motor constant and controls the current to be in accordance with the command value. Since the induced voltage constant automatic adjuster 13 adjusts the induced voltage constant, the qc-axis voltage command Vqc * changes as a result. Therefore, as can be seen from the equation (1), the electric constants that can be corrected by the induced voltage constant automatic adjuster 13 include not only Ke but also Ld and R.
As a known technique, there is a technique called “auto-tuning control” in which the motor constant is identified by driving the motor under special conditions in the adjustment stage after the installation of the drive system. The voltage constant automatic adjuster 13 is always operated when the system is driving the synchronous motor, and is basically different.
The inside of the induced voltage constant automatic adjuster 13 will be described with reference to FIG. The induced voltage constant signal generator 131 outputs an induced voltage constant Ke. On the other hand, the difference between the d-axis current command value Id * and the detected current Idc is calculated by the adder 133. In the induced voltage constant compensator 132, the induced voltage constant adjustment amount ΔKe is calculated based on the output value of the adder 133 so that the value becomes zero. The sum of Ke and ΔKe is calculated by the adder 134. In the voltage command calculator 12, the voltage command is calculated based on the value of Ke + ΔKe output from the adder 134.
As an arithmetic expression of the induced voltage constant compensator 132, an example using proportional integral compensator arithmetic is shown in Expression (4).

The induced voltage constant compensator 132 only needs to have a function of holding a constant error, and may be calculated by only the integral compensator with Kpe = 0 in the equation (4). As can be seen from equation (4), the configuration of the induced voltage constant automatic regulator 13 can be viewed as a current controller for the current Idc. However, the vector automatic sensorless current automatic adjustment unit of the prior art adjusts Vdc * in order to control Idc. In this embodiment, the induced voltage constant Ke is changed to control Idc. I am letting.
In this embodiment, since the induced voltage constant automatic adjuster 13 is provided, the following merits are obtained.
(1) In the conventional automatic current adjustment, since the compensation voltage is added to the voltage command, there is a problem that the compensation voltage does not change immediately when the speed command changes suddenly. On the other hand, since the induced voltage constant automatic adjuster 13 adjusts the induced voltage constant, the compensation voltage is represented by ΔKe · ω1 *. Therefore, when the speed command ω1 * changes suddenly, the compensation voltage also changes immediately, so that the stability and response performance of the entire control system are improved.
(2) The induced voltage constant compensator 132 is intended to correct the motor constant error, and since the response speed for following the Idc to the Id * can be slowed, the occurrence of unstable phenomena such as sustained current and frequency oscillations is suppressed. it can.
(3) There is an interference term between the d-axis and the q-axis of the electric motor, and the larger the ω1, the stronger the interference between the d-q axes. Therefore, during the transition, vibration between the d and q axes is likely to occur. Since Iq * passes through a large filter in Iqc, there is no ability to suppress this vibration. However, when the induced voltage constant automatic adjuster 13 is added, since the Idc is made to coincide with Id * (a constant value), the interference term between the dq axes is suppressed, so that the stability and response performance of the entire control system are reduced. Improved.
(4) As described above, the induced voltage constant automatic adjuster 13 finally adjusts the qc-axis voltage command Vqc *. Since the qc-axis voltage command Vqc * is adjusted, mutual interference between compensators constituting the control system can be reduced, and a stable control system can be realized.
Note that the method of increasing / decreasing the qc-axis voltage command Vqc * may adjust other electrical constants Ld or R, for example, besides adjusting the induced voltage constant Ke. In particular, in the case of an electric motor, an error may be included in the resistance value due to wiring routing, the resistance of the inverter, or the like. In this case, the stability and response performance of the entire control system are improved by adjusting the resistance constant R instead of the induced voltage constant at the time of stopping or at a low speed.
(Example 2)
This embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows the configuration of the control device 2B, and this control device is used in place of the control device 2 in FIG. In FIG. 4, reference numerals 7 to 14 are the same as those in FIG. Reference numeral 15 denotes an axis error estimator that estimates and calculates an axis error between the dq axis of the motor and the control axis dc-qc axis, 16 a zero generator that gives a zero command to the axis error, and 17 an input signal that is added ( An adder 18 for subtracting) is a magnetic pole axis estimation gain for calculating a correction amount to the electrical angular frequency command ω1 * using an axis error.
Next, the operation principle of this embodiment will be described. This embodiment is obtained by adding reference numerals 15 to 18 to the control device 2 of FIG. The axis error estimator 15 estimates and calculates an error Δθ between the dq axis and the dc-qc axis. Here, the axis error Δθ is defined as an error component of the dc-qc axis observed from the dq axis, as shown in FIG. Several methods can be considered for the calculation of the estimated value Δθc of the axis error Δθ. For example, the calculation formula of the conventional example 1 is shown in Expression (5).

Equation (5) directly estimates Δθ based on the motor constant, the applied voltage command to the motor, and the current detection value (observed value on the dc-qc axis). Expression (5) is an arithmetic expression in the case where the electric constant of the salient pole type electric motor is used.
When the axis error Δθc is positive, the control axis dc-qc axis advances in the rotational direction relative to the dq axis from the relationship shown in FIG. 5, so that the electrical angular frequency ω1 * is corrected to decrease. The amount Δω1 (in this case, Δω1 <0) is added to decrease Δθ. Conversely, when Δθc is negative, the correction amount Δω1 is added so as to increase ω1 *. The blocks indicated by reference numerals 15 to 18 in FIG. 4 realize the PLL operation by these operations. The magnetic pole axis estimation gain 18 is a coefficient that determines the convergence time of Δθc, and may basically be a proportional gain, but may be a combination of proportional / integral or differential elements.
In the control device of the present embodiment, Δθc can be converged to zero within the set response time even when an axis error occurs due to load fluctuation or the like. In this embodiment, if the magnetic pole axis estimation gain is adjusted, the disturbance response can be improved without destabilizing the control system. In this embodiment, the followability to the speed command is also improved. This is because the output Δω1 of the magnetic pole axis estimation gain 18 also becomes zero because the Δθ is controlled to zero with high response by the PLL operation, and the drive frequency of the motor instantaneously matches ω1 *. .
The axis error estimator 15 calculates the axis error estimated value Δθc using the voltage command value. For this reason, when the induced voltage constant automatic adjuster 13 operates and, as a result, the qc-axis voltage command Vqc * changes, the calculated value of Δθc is affected. However, as can be seen from Equation (5), it is the denominator in the arctangent function that is affected by the change in Vqc *, and the value of this denominator is approximately the magnitude of the back electromotive force of the motor. Therefore, even if Vqc * is adjusted, it is considered that the denominator value does not change greatly. Accordingly, the influence of the calculated value of Δθc is very small. As a result, the induced voltage constant automatic adjuster 13 finally adjusts the qc-axis voltage command Vqc *. This reduces the mutual interference between the compensators constituting the control system, and makes a stable control system. Realized.
As an embodiment, a method of estimating the axis error Δθ in the axis error estimator 15 and configuring the PLL control system has been described. However, the present embodiment is also applied to a sensorless method for obtaining another state quantity corresponding to the axis error Δθ. Applicable. For example, there is no problem in principle even if only the numerator inside the arc tangent function of Equation (5) is calculated and the ω1 * is corrected based on the value. In addition, as a method for estimating the magnetic pole position, a method of estimating the magnetic pole position by injecting a harmonic signal has been proposed, but the present invention can also be applied to them.
As described above, according to this embodiment, the stability and speed response characteristics of the control system can be further improved.
INDUSTRIAL APPLICABILITY As described above, the synchronous motor drive system of the present invention can be widely used to control a synchronous motor used as a driving motor in all industrial fields.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment.
FIG. 2 is a schematic diagram of the structure of a drive apparatus in which the synchronous motor drive system of Embodiment 1 is mounted.
FIG. 3 is a block diagram of the voltage command calculator of the first embodiment.
FIG. 4 is a block diagram of the control device of the second embodiment.
FIG. 5 is a vector diagram showing the relationship between the dq axis in the electric motor, the dc-qc axis in the control device, and the axis error Δθ.

Claims

A synchronous motor, an inverter for applying an arbitrary alternating current to the motor, a means for detecting a current flowing through the motor, a means for giving a rotational speed command to the motor, and the electric motor based on the rotational speed command Means for calculating the AC phase of the motor, a dc axis assuming a magnetic pole axis inside the motor, a means for giving a current command Id * on the qc axis that is an axis orthogonal to the dc axis, and Iq *, and the current A means for calculating a voltage command on the dc-qc axis based on the command and the rotational speed command, and a means for sending a control signal to the inverter based on the voltage command, and controlling the motor In the motor drive system,
The means for providing the qc-axis component current command Iq * calculates the Iq * based on the current detection value Iqc on the qc-axis obtained from the current detection value of the motor. system.

The drive system for a synchronous motor according to claim 1, wherein means for calculating a state quantity corresponding to an axial error between the d axis which is an actual magnetic pole axis of the electric motor and the dc axis, and the state A drive system for a synchronous motor, comprising means for correcting the AC phase using a quantity.

The synchronous motor drive system according to claim 1 or 2, wherein the current detection value Idc on the dc axis coincides with a current command Id * on the dc axis. A drive system for a synchronous motor, comprising means for correcting a voltage command on the qc axis.

4. The synchronous motor drive system according to claim 1, wherein the current detection value Idc on the dc axis coincides with a current command Id * on the dc axis. Thus, a drive system for a synchronous motor, comprising means for correcting a constant used for calculating a voltage command in the qc axis.

5. The synchronous motor drive system according to claim 4, wherein the induced voltage constant of the motor is corrected so that a current detection value Idc on the dc axis coincides with a current command Id * on the dc axis. A drive system for a synchronous motor, characterized by comprising means.

The drive system for a synchronous motor according to any one of claims 1 to 5, wherein the dc is based on a current command Iq * on the qc axis or a current detection value Iqc on the qc axis. A drive system for a synchronous motor, comprising means for generating a current command Id * on the shaft.