JP5034888B2 - Synchronous motor V / f control device - Google Patents
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Description
本発明は、同期電動機のV/f制御装置に係り、特に、電動機の無効電力制御に関する。 The present invention relates to a synchronous motor V / f control device, and more particularly to reactive power control of a motor.
永久磁石同期電動機は、通常、回転子の磁極位置情報を位置センサで検出する必要があるが、使用環境によっては位置センサの取り付けが困難、あるいは低コスト化や位置センサ故障回避のために、位置センサがなくても駆動できるセンサレス制御法が数多く提案されている。 Permanent magnet synchronous motors usually require the position sensor to detect the magnetic pole position information of the rotor. However, depending on the usage environment, it may be difficult to attach the position sensor, or the position may be reduced in order to reduce costs and avoid position sensor failure. Many sensorless control methods that can be driven without a sensor have been proposed.
V/f制御法は、電動機の一次電圧を回転数に合わせて一定に制御する手法であり、基本的に位置センサや電流センサを用いないオープンループ構成となる。しかし、V/f制御法を同期電動機の駆動装置に適用した場合は、磁極位置を検出していないために負荷の急変などによって不安定な制御状態を招き、場合によっては脱調する可能性が高い。 The V / f control method is a method of controlling the primary voltage of the motor to be constant according to the rotation speed, and basically has an open loop configuration in which no position sensor or current sensor is used. However, when the V / f control method is applied to a synchronous motor drive device, the magnetic pole position is not detected, so that an unstable control state is caused by a sudden change in the load, and there is a possibility of stepping out in some cases. high.
図5は、一般的な電圧形PWMインバータによる同期電動機の駆動装置である。この装置をV/f制御法で制御する場合に脱調なく安定化を図るために、同期電動機1の2相の電流を交流電流センサ2で検出し、このモータ電流に含まれる脈動成分をコントローラ3で抽出することでPWMインバータ4の制御位相を補正する。5はPWMインバータ4の直流電圧源、6は平滑コンデンサである。
FIG. 5 shows a driving apparatus for a synchronous motor using a general voltage source PWM inverter. In order to stabilize the apparatus without step-out when this apparatus is controlled by the V / f control method, the two-phase current of the
このV/f制御における安定化手法として、モータ電流検出値をインバータ電圧基準のγδ座標(インバータの電圧ベクトル方向をδ軸として、δ軸より90度遅れた位相をγ軸とするインバータの直交座標)に変換し、γ軸電流の脈動成分を周波数指令値にフィードバックして安定化する手法がある(例えば、非特許文献1参照)。この手法では電流をフィードバックすることで負荷変動にも対応できる。 As a stabilization method in this V / f control, the motor current detection value is the inverter voltage reference γδ coordinate (the inverter voltage vector direction is the δ axis, and the orthogonal coordinate of the inverter with the phase delayed 90 degrees from the δ axis as the γ axis) ), And the pulsating component of the γ-axis current is fed back to the frequency command value and stabilized (see, for example, Non-Patent Document 1). This method can cope with load fluctuations by feeding back current.
図6の(a)は、非特許文献1等で提案される同期電動機のV/f安定化制御の構成図である。V/f制御装置になるコントローラ3は、基本的にはf/V変換器31では周波数指令値ω*から所望の電圧振幅値になる電圧指令V*を求める。このf/V変換は、駆動する同期電動機の定格速度と定格電圧の比率を用いる。積分器32は周波数指令値ω*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θを求める。これら電圧指令V*(vδ*)と位相θおよびγ軸成分の電圧指令vγ*から座標変換器33がPWMインバータ4の3相電圧指令値に変換する。PWMインバータ4は、各種PWM手法、例えば一般的な三角波比較PWM方式などによってインバータをPWM制御する。
FIG. 6A is a configuration diagram of the V / f stabilization control of the synchronous motor proposed in
V/f安定化制御手段として、座標変換器34は電流センサ2で検出するモータ電流iu,iwを、PWMインバータの一次電圧の位相情報θを基に座標変換してγ、δ軸の電流iγ,iδに変換し、安定化処理部35は座標変換器34からのδ軸電流iδを用いて補正周波数Δωを求め、補正周波数Δωで周波数指令値ω*をω1*に補正する。安定化処理部35は、例えば、図6の(b)に示す構成とし、ハイパスフィルタ35Aで直流に近い成分をカットして脈動成分(補正周波数Δω)のみを抽出し、安定化ゲイン設定器35Bで補正ゲインKiを決定する。
As the V / f stabilization control means, the
上記の同期電動機のV/f安定化手法を低慣性のPMモータに適用した場合、フィードバックループに積分器が入るため、負荷変動や速度変動に対し、オーバーシュートや振動成分が残り、静定にも時間がかかる。この現象を改善する他のV/f安定化制御方法として、q軸トルク電流の脈動成分をインバータd軸電圧に直接フィードバックして(比例項)、応答の速い安定化制御を実現する方法も提案されている(例えば、非特許文献2参照)。 When the above-mentioned synchronous motor V / f stabilization method is applied to a low-inertia PM motor, an integrator is inserted in the feedback loop, so overshoot and vibration components remain for load fluctuations and speed fluctuations. It takes time. As another V / f stabilization control method that improves this phenomenon, a method is also proposed in which the pulsation component of the q-axis torque current is directly fed back to the inverter d-axis voltage (proportional term) to achieve a quick response stabilization control. (For example, see Non-Patent Document 2).
なお、モータ電流を検出するセンサを不要にする手法として、インバータの直流電流をシャント抵抗等で検出し、この直流電流からモータ電流を演算する手法もある(例えば、非特許文献3参照)。
永久磁石同期電動機のV/f制御装置において、前記の非特許文献1や2の手法では、モータ電流(少なくとも2相分)を検出して脈動成分を抽出し、その脈動を打ち消す方向に周波数指令値や電圧指令値を調整するフィードバック制御を行っている。このV/f制御には交流電流センサが必要となるが、実用上はモータの過電流保護などの安全装置にもつ交流電流センサを利用することができる。しかし、低コストおよび小型化重視の用途では交流電流センサがコスト高の要因となるし、実装スペースの問題も発生する。
In the V / f control device for a permanent magnet synchronous motor, the methods of
この点、非特許文献3の手法は、インバータの直流電流を1つのシャント抵抗で検出し、この直流電流から3相のモータ電流を再現することができ、3相電流を再現した後は非特許文献1あるいは2の手法を用いて、図6のようなブロック構成にしたV/f安定化制御が考えられる。また、交流電流センサが不要となるため、低コスト化が実現できる。さらに、シャント抵抗器の両端電圧を直流電流情報として過電流保護を行っている場合にはシャント抵抗の追加が不要となる。
In this respect, the method of Non-Patent
ここで、PWMインバータの直流電流は図7のようにPWMパルスを含んだ波形となる。この瞬時のパルス電流値は、交流電流のいずれの相の情報を持っているので、PWMインバータの通電パターンから把握できる。そこで、非特許文献3ではパルス電流値を入手できるタイミングでA/D変換して、その瞬時電流値を基にモータの交流電流値を推定・再現している。このため、PWMインバータの直流電流からモータの交流3相電流を再現するには、高速のA/D変換器および複雑なソフトウェア演算処理が必要となる。
Here, the direct current of the PWM inverter has a waveform including a PWM pulse as shown in FIG. Since this instantaneous pulse current value has information of any phase of the alternating current, it can be grasped from the energization pattern of the PWM inverter. Therefore, in
特に、PWM制御のキャリア周波数を高くする用途、あるいは高速回転駆動を必要とする用途では、A/D変換処理も高速に行う必要があり、コストアップの要因となるし、モータ電流の再現が困難となることが予測される。 In particular, in applications that increase the carrier frequency of PWM control or applications that require high-speed rotation drive, A / D conversion processing must also be performed at high speed, which increases costs and makes it difficult to reproduce motor current. It is predicted that
これら課題を解決するものとして、インバータ直流母線のパルス状の電流からPWMキャリア成分を除去するローパスフィルタ等を用いて平均化処理し、この直流平均電流に含まれる脈動成分(周波数変動分)を抑制するように周波数指令値を補正、またはインバータの直流平均電流に直流電圧検出値を乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力に含まれる脈動成分(周波数変動分)を抑制するように周波数指令値を補正するV/f制御装置を本願出願人は既に提案している。この提案では、安定化ゲイン設定器35Bの出力を周波数指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求めること、または直流平均電流または直流平均電力の検出値を周波数指令値ω*で除算してトルク推定値を求め、このトルク推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω*を補正することも提案している。
To solve these problems, average processing is performed using a low-pass filter that removes the PWM carrier component from the pulsed current of the inverter DC bus, and the pulsation component (frequency fluctuation) contained in this DC average current is suppressed. The frequency command value is corrected so that the DC average current is obtained by multiplying the DC average current of the inverter by the DC voltage detection value, and the pulsation component (frequency fluctuation) contained in this DC average power is suppressed. The present applicant has already proposed a V / f control device for correcting the value. In this proposal, the correction value Δω is obtained by lowering the output of the
上記の直流平均電力による安定化制御のブロック構成図を図8の(a)に示す。図6における交流電流センサ2に代えて、直流母線の電流をシャント抵抗器7で検出し、シャント抵抗器7で検出するインバータ直流母線電流に比例した電圧vshからフィルタ平均処理部(ローパスフィルタ)36で平均化処理した平均化電流idcを求める。この平均化電流idcは図9に示すように有効電流分になる。PWMインバータ4の直流電圧Vdcを電圧検出器8で検出する。3相電圧指令値生成部37は、電圧指令Vmと位相θからPWMインバータ4の3相電圧指令V*を生成する。この演算式は下記のようになる。PWMインバータのスイッチングパターン生成方法は任意であるが、例えばキャリア比較方式によって電圧指令値とキャリア波をコンパレートしてPWM信号を生成し、PWMインバータおよび電動機を駆動する。
FIG. 8A shows a block configuration diagram of the stabilization control based on the DC average power. In place of the AC
安定化処理部35は、図8の(b)に示すように、直流電圧Vdcと平均化電流idcを乗算器35Cで乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力を割り算器35Dで周波数指令値ω*で除算し、トルク推定値(T^=P/ω*)を求め、これをハイパスフィルタ35Aの入力とする。この安定化処理により、直流電流・直流電圧検出値および周波数指令値からトルク推定値を演算して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値を補正するので、高負荷時や高速回転時においても常にトルク変動に基づいて安定化制御を行うことができ、同期電動機のトルク変動に応じて全速度/全負荷領域でより安定なV/f制御を実現できる。
As shown in FIG. 8B, the
ここで、電動機を高効率に制御するためには、電動機を力率1に制御することが好ましい。例えば電動機の回転に同期した回転座標(d軸を永久磁石磁束方向とした直交2軸dq座標を定義する)において、突極性のない永久磁石同期電動機を用いた場合、d軸電流を零とすることが好ましい。つまり、電動機における無効電流を零にして高効率化を図る。しかしながら、永久磁石同期電動機におけるV/f制御は、磁極位置検出を行わないオープンループ制御が基本となる。そのため、d軸電流を任意に高速制御することが難しい。 Here, in order to control the electric motor with high efficiency, it is preferable to control the electric motor to a power factor of 1. For example, when a permanent magnet synchronous motor having no saliency is used in rotation coordinates synchronized with the rotation of the motor (the orthogonal two-axis dq coordinate having the d axis as the permanent magnet magnetic flux direction is defined), the d axis current is set to zero. It is preferable. In other words, the reactive current in the motor is reduced to zero to achieve high efficiency. However, V / f control in a permanent magnet synchronous motor is based on open loop control in which magnetic pole position detection is not performed. For this reason, it is difficult to arbitrarily control the d-axis current at high speed.
非特許文献1では、制御器における推定dq軸(γδ座標)の電圧指令値Vγ、Vδ、および、γδ回転座標系の位相を用いて電動機の交流電流を座標変換したIγ、Iδを用いて、電動機の無効電力を零とするような高効率制御を間接的に実現している。
In
この手法は、交流電流センサにより、3相電流情報を直接入手することを必要とする。これに代えて、非特許文献3のように、交流電流センサレスで直流母線電流から3相交流電流を再現する手法を非特許文献1に適用すると無効電力制御を行うことができる。しかしながら、前述したとおり、非特許文献3の手法は、超高速駆動やPWM周波数が高い場合に実現困難となる。
This approach requires obtaining three-phase current information directly with an alternating current sensor. Instead, reactive power control can be performed by applying, to
この課題を解消するため、図8に示す構成とする場合、3相交流電流の再現は不可能となり、電流の位相情報を入手することが困難となり、非特許文献1のような無効電力制御ができない。また、電動機の銘板あるいは設計値で与えられる定格電圧と定格周波数の比率からV/f変換比を決定していたため、この変換比がそのまま電動機の力率に影響するが、固定の変換比であると負荷変化時(例えば低負荷時)に無効電力を発生し、定常的にその状態の運転が続くと効率の低下を招くおそれがあった。 In order to solve this problem, when the configuration shown in FIG. 8 is adopted, it is impossible to reproduce the three-phase alternating current, and it becomes difficult to obtain the phase information of the current. Can not. Further, since the V / f conversion ratio is determined from the ratio of the rated voltage and the rated frequency given by the nameplate of the motor or the design value, this conversion ratio directly affects the power factor of the motor, but is a fixed conversion ratio. When reactive power is generated when the load changes (for example, when the load is low) and operation in that state is continued, there is a risk of reducing efficiency.
本発明の目的は、交流電流センサを不要にしたV/f制御装置において、負荷変化にも電動機無効電力を零に制御できる同期電動機のV/f制御装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a V / f control device for a synchronous motor that can control a motor reactive power to zero even when a load changes, in a V / f control device that does not require an alternating current sensor.
本発明は、前記の課題を解決するため、同期電動機の回転速度および電動機負荷に相当するインバータ直流電力の状態に応じて常に電動機の無効電力が0になるよう電圧指令瞬時値Vmを制御するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。 In order to solve the above-described problems, the present invention controls the voltage command instantaneous value V m so that the reactive power of the motor is always zero according to the rotational speed of the synchronous motor and the state of the inverter DC power corresponding to the motor load. As described above, it has the following configuration.
(1)同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のV/f制御装置において、
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が1になるようインバータの電圧指令瞬時値Vmを制御するf/V変換器を備えたことを特徴とする。
(1) The synchronous motor is driven by a voltage type inverter, and the inverter's DC bus current is averaged by a low-pass filter, and the inverter frequency command value ω * is set so as to suppress the pulsation component contained in the DC average current. In the synchronous motor V / f control device including the stabilization processing means for correction,
Using the frequency command value corrected by the stabilization processing means, the DC average current, the inverter DC voltage, and the synchronous motor constant as parameters, the inverter voltage command instantaneous value V m so that the power factor of the synchronous motor becomes 1. An f / V converter for controlling the above is provided.
(2)同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流とインバータの直流電圧および周波数指令値からトルク脈動を検出して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値ω*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のV/f制御装置において、
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が1になるようインバータの電圧指令瞬時値Vmを制御するf/V変換器を備えたことを特徴とする。
(2) The synchronous motor is driven by a voltage type inverter, and the DC bus current of the inverter is averaged by a low-pass filter, and torque pulsation is detected from the DC average current, the inverter DC voltage and the frequency command value, In the synchronous motor V / f control device including the stabilization processing unit that corrects the frequency command value ω * so as to suppress the torque pulsation component,
Using the frequency command value corrected by the stabilization processing means, the DC average current, the inverter DC voltage, and the synchronous motor constant as parameters, the inverter voltage command instantaneous value V m so that the power factor of the synchronous motor becomes 1. An f / V converter for controlling the above is provided.
(3)前記f/V変換器は、 (3) The f / V converter is
φ0:1相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ω:電気角周波数、L:同期電動機の巻線インダクタンス値、Vdc:インバータの直流電圧、Idc:インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Vmを求めることを特徴とする。
φ 0 : Maximum value of armature interlinkage magnetic flux by permanent magnets per phase, ω: electrical angular frequency, L: winding inductance value of synchronous motor, V dc : DC voltage of inverter, I dc : DC average of inverter characterized in that the current determining the voltage command instantaneous value V m.
(4)前記f/V変換器は、 (4) The f / V converter is
φ0:1相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ω:電気角周波数、r:同期電動機の巻線抵抗、L:同期電動機の巻線インダクタンス値、Vdc:インバータの直流電圧、Idc:インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Vmを求めることを特徴とする。
φ 0 : maximum value of armature interlinkage magnetic flux by permanent magnet per phase, ω: electrical angular frequency, r: winding resistance of synchronous motor, L: winding inductance value of synchronous motor, V dc : DC of inverter Voltage, I dc : The voltage command instantaneous value V m is obtained from the DC average current of the inverter.
(5)前記f/V変換器は、 (5) The f / V converter is
φ0’:1相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束を温度補正した磁束の最大値、ω:電気角周波数、r’:同期電動機の巻線抵抗を温度補正した抵抗、L:同期電動機の巻線インダクタンス値、Vdc:インバータの直流電圧、Idc:インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Vmを求めることを特徴とする。
φ 0 ′: maximum value of magnetic flux obtained by temperature correction of armature interlinkage magnetic flux by permanent magnet per phase, ω: electrical angular frequency, r ′: resistance obtained by temperature correction of winding resistance of synchronous motor, L: synchronous motor The voltage command instantaneous value V m is obtained from the winding inductance value of V dc : DC voltage of the inverter, I dc : DC average current of the inverter.
(6)前記安定化処理手段は、周波数指令値ω*が高くなるほど前記補正値Δωを低くするゲインKiにしたことを特徴とする。 (6) the stabilizing processing means, characterized in that the gain K i to lower the correction value Δω as the frequency command value omega * is high.
(7)前記安定化処理手段は、前記トルク脈動推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω*の補正値を得ることを特徴とする。 (7) The stabilization processing means extracts a pulsation component obtained by cutting a component close to a direct current from the estimated torque pulsation value to obtain a correction value for the frequency command value ω * .
以上のとおり、本発明によれば、同期電動機の回転速度および電動機負荷に相当するインバータ直流電力の状態に応じて常に電動機の無効電力が0になるよう電圧指令瞬時値Vmを制御するようにしたため、交流電流センサを不要にしたV/f制御装置において、負荷変化にも電動機無効電力を零に制御できる効果がある。 As described above, according to the present invention, the voltage command instantaneous value V m is controlled so that the reactive power of the motor is always zero according to the state of the inverter DC power corresponding to the rotational speed of the synchronous motor and the motor load. Therefore, in the V / f control device that eliminates the need for an alternating current sensor, the motor reactive power can be controlled to zero even when the load changes.
(実施形態1)
図1は、本実施形態を示す同期電動機のV/f制御装置のブロック構成図である。同図が図8と異なる部分は、f/V変換器31に代えてf/V変換器38とした点にある。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of a V / f control device for a synchronous motor showing the present embodiment. 8 differs from FIG. 8 in that an f /
f/V変換器38は、フィードバック補償した周波数指令値ω1*のほか、フィルタ平均処理部36で求める直流平均電流idcと、直流電圧Vdcと、電動機定数をパラメータとして電圧指令瞬時値Vmを求めることで、電動機無効電力を0(零)に制御する。このf/V変換を以下に説明する。
In addition to the frequency command value ω1 * subjected to feedback compensation, the f /
電動機の1相あたりの等価回路は、図2の(a)に示すとおりである。同図中、端子電圧実効値:V0、無負荷誘起電圧実効値:E、巻線抵抗:r、漏れインダクタンス:l、有効インダクタンスLa、電機子電流実効値:I0。 An equivalent circuit per phase of the electric motor is as shown in FIG. In the figure, terminal voltage effective value: V 0 , no-load induced voltage effective value: E, winding resistance: r, leakage inductance: l, effective inductance La, armature current effective value: I 0.
ここでは、直交2軸回転座標上で突極性のない永久磁石同期電動機を考え、1相のインダクタンス値をまとめて以下の式(1)に示すLとする。 Here, a permanent magnet synchronous motor having no saliency on orthogonal two-axis rotational coordinates is considered, and one-phase inductance values are collectively represented as L shown in the following formula (1).
また、誘起電圧実効値Eは、以下の式で表すことができる。 The induced voltage effective value E can be expressed by the following equation.
ただし、φ0は1相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ωは電気角周波数である。 However, phi 0 is the maximum value of the armature flux linkage ascribable to the permanent magnet per one phase, omega is the electrical angular frequency.
ここで、巻線抵抗rが十分に小さいと仮定する。また、電動機の3相電流/電圧は平衡であるとする。電動機の力率を1にするには、誘起電圧Eの位相と電機子電流I0の位相を一致させればよい。図2の(b)は、位相が一致した場合の電流・電圧の関係をベクトル図で示したものである。この関係から、図8のf/V変換器31では電圧指令値(瞬時値)Vmを、以下の式で求めることができる。
Here, it is assumed that the winding resistance r is sufficiently small. Further, it is assumed that the three-phase current / voltage of the motor is balanced. In order to set the power factor of the motor to 1, the phase of the induced voltage E and the phase of the armature current I 0 may be matched. FIG. 2B is a vector diagram showing the relationship between current and voltage when the phases match. From this relationship, the voltage command value (instantaneous value) V m can be obtained by the following equation in the f /
ここで、誘起電圧Eと電機子電流I0の位相が一致した場合の有効電力の関係から、以下の式が成り立つ。 Here, the following formula is established from the relationship of the active power when the phases of the induced voltage E and the armature current I 0 coincide.
Vdc:直流電圧、Idc:直流平均電流
したがって、電機子電流実効値I0は、(2)式と(4)式から、以下となる。
V dc : DC voltage, I dc : DC average current Therefore, the armature current effective value I 0 is as follows from the equations (2) and (4).
(2)式と(5)式を(3)式に代入し、Vmを求めると、以下となる。 Substituting Equations (2) and (5) into Equation (3) to obtain V m yields the following.
この(6)式を見ると、平方根の中が速度起電力の項と直流電流(直流電力)の項で構成されている。つまり、(6)式に従って電圧指令瞬時値Vmを求めることで、回転速度(電気角周波数ω)と負荷に応じて電動機の無効電力を0とすることができる。 Looking at equation (6), the square root is composed of a term of speed electromotive force and a term of DC current (DC power). That is, by obtaining the voltage command instantaneous value V m according to the equation (6), the reactive power of the motor can be set to 0 according to the rotational speed (electrical angular frequency ω) and the load.
本実施形態では、図1中のf/V変換器38が(6)式に従ってf/V変換を行うことで、交流電流センサを不要にしたV/f安定化制御としながら、回転周波数だけでなく負荷状態にも対応したf/V変換を行って無効電力を0にすることができるので、高効率に制御することが可能となる。
In the present embodiment, the f /
(実施形態2)
実施形態1では、巻線抵抗rが十分に小さいと仮定して、その電圧降下の影響を無視していた。しかしながら、小型・低慣性な電動機になると、インダクタンス値Lも小さくなる場合が多く、r≒0に近似すると高負荷時の電圧降下の影響を無視できないことがある。
(Embodiment 2)
In the first embodiment, assuming that the winding resistance r is sufficiently small, the influence of the voltage drop is ignored. However, when the motor is small and low-inertia, the inductance value L is often small, and when approximating r≈0, the influence of the voltage drop at high load may not be negligible.
そこで、本実施形態では巻線抵抗rの影響も考慮したf/V変換を可能とする。原理的には実施形態1と同様であり、電流・電圧の位相関係を図3にベクトル図で示す。この関係から、電圧指令値(瞬時値)Vmは、以下の式で求めることができる。 Therefore, in this embodiment, it is possible to perform f / V conversion considering the influence of the winding resistance r. The principle is the same as in the first embodiment, and the phase relationship between current and voltage is shown in a vector diagram in FIG. From this relationship, the voltage command value (instantaneous value) V m can be obtained by the following equation.
(2)式と(5)式を(7)式に代入すると、(8)式となる。 Substituting Equations (2) and (5) into Equation (7) yields Equation (8).
したがって、図1におけるf/V変換器38の変換式を(8)式に置き換えれば、巻線抵抗rの電圧降下の影響も考慮した無効電力0の制御ができる。
Therefore, if the conversion formula of the f /
本実施形態によれば、巻線抵抗rの電圧降下の影響も考慮することができるので、高精度に無効電力を零にする高効率な制御ができる。 According to the present embodiment, since the influence of the voltage drop of the winding resistance r can be taken into consideration, it is possible to perform highly efficient control with zero reactive power with high accuracy.
(実施形態3)
実施形態1または実施形態2では、電動機のパラメータを用いて間接的に無効電力を零としている。電動機のパラメータの内、特に巻線抵抗rや永久磁石による鎖交磁束の最大値φ0は、温度に依存して変動する。したがって、動作温度領域の広い用途に使用する場合は、パラメータが変動して前述の高効率f/V変換に誤差を生じる。
(Embodiment 3)
In the first or second embodiment, the reactive power is indirectly set to zero using the parameters of the motor. Among the parameters of the electric motor, in particular, the maximum value φ 0 of the linkage flux by the winding resistance r and the permanent magnet varies depending on the temperature. Therefore, when used in applications with a wide operating temperature range, the parameters fluctuate and an error occurs in the above-described high efficiency f / V conversion.
そこで、本実施形態では、電動機の巻線等に設置した温度センサ、あるいは推定した温度情報等、何らかの手段で入手した温度情報を用いてパラメータの補正を行う。温度検出手段や温度情報の入手方法は限定しない。図4は、その構成図の一例である。 Therefore, in the present embodiment, the parameters are corrected using temperature information obtained by some means such as a temperature sensor installed in the winding of the motor or estimated temperature information. The temperature detection means and the method for obtaining temperature information are not limited. FIG. 4 is an example of the configuration diagram.
図4が図1と異なる部分は、温度検出器39によって電動機1の動作温度を検出し、その温度情報を用いて温度係数器40では予め設定される巻線抵抗rおよび鎖交磁束の最大値φ0のパラメータを補正し、この補正後のパラメータr0’、φ0’をf/V変換器38での電動機定数として与える。
4 differs from FIG. 1 in that the
例えば、実施形態2の(8)式は、補正後のr’、φ0’を用いて以下の(9)式とする。 For example, the expression (8) in the second embodiment is expressed as the following expression (9) using the corrected r ′ and φ 0 ′.
本実施形態によれば、電動機パラメータの温度変化を考慮したf/V変換式で、高効率な制御を行うことができる。 According to the present embodiment, high-efficiency control can be performed with an f / V conversion equation that takes into account the temperature change of the motor parameters.
(変形例)
以上までの実施形態では、インバータの直流平均電流と直流電圧検出値および周波数指令値からトルク脈動を検出して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値を補正する同期電動機のV/f制御装置の場合を示すが、インバータの直流母線電流を平均化処理し、この直流平均電流に含まれる脈動成分(周波数変動分)を抑制するように周波数指令値を補正するV/f制御装置に適用して同等の作用効果を奏する。
(Modification)
In the embodiments described above, the V / f of the synchronous motor that detects the torque pulsation from the DC average current of the inverter, the DC voltage detection value, and the frequency command value and corrects the frequency command value so as to suppress the torque pulsation component. In the case of the control device, a V / f control device that averages the DC bus current of the inverter and corrects the frequency command value so as to suppress the pulsation component (frequency variation) included in the DC average current. Applying the same effects.
同様に、安定化ゲイン設定器35Bの出力を周波数指令値ω*が高くなるほど低くした補正値Δωを求めるV/f制御装置に適用して同等の作用効果を奏する。
Similarly, when the output of the
また、以上までの実施形態では、f/V変換器38は、(6)、(8)、(9)式の演算で電圧指令瞬時値Vmを求める場合を示すが、これら演算式に代えたテーブルデータを使って電圧指令瞬時値Vmを求めることができる。
In the embodiments described above, the f /
1 同期電動機
2 交流電流センサ
3 コントローラ
4 PWMインバータ
5 直流電圧源
6 平滑コンデンサ
7 シャント抵抗器
31、38 f/V変換器
32 積分器
35 安定化処理部
36 フィルタ平均処理部
37 3相電圧指令値生成部
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が1になるようインバータの電圧指令瞬時値Vmを制御するf/V変換器を備えたことを特徴とする同期電動機のV/f制御装置。 A stable motor that drives a synchronous motor with a voltage-type inverter, averages the DC bus current of the inverter with a low-pass filter, and corrects the inverter frequency command value ω * so as to suppress the pulsation component contained in the DC average current In the synchronous motor V / f control device provided with the processing unit,
Using the frequency command value corrected by the stabilization processing means, the DC average current, the inverter DC voltage, and the synchronous motor constant as parameters, the inverter voltage command instantaneous value V m so that the power factor of the synchronous motor becomes 1. A V / f control device for a synchronous motor comprising an f / V converter for controlling the motor.
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が1になるようインバータの電圧指令瞬時値Vmを制御するf/V変換器を備えたことを特徴とする同期電動機のV/f制御装置。 The synchronous motor is driven by a voltage type inverter, the DC bus current of the inverter is averaged by a low-pass filter, torque pulsation is detected from this DC average current, the DC voltage of the inverter and the frequency command value, and the torque pulsation component In the synchronous motor V / f control device including the stabilization processing means for correcting the frequency command value ω * so as to suppress
Using the frequency command value corrected by the stabilization processing means, the DC average current, the inverter DC voltage, and the synchronous motor constant as parameters, the inverter voltage command instantaneous value V m so that the power factor of the synchronous motor becomes 1. A V / f control device for a synchronous motor comprising an f / V converter for controlling the motor.
から前記電圧指令瞬時値Vmを求めることを特徴とする請求項1または2に記載の同期電動機のV/f制御装置。 The f / V converter is
から前記電圧指令瞬時値Vmを求めることを特徴とする請求項1または2に記載の同期電動機のV/f制御装置。 The f / V converter is
から前記電圧指令瞬時値Vmを求めることを特徴とする請求項1または2に記載の同期電動機のV/f制御装置。 The f / V converter is
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