JP3970751B2 - ダブルコンバージョン方式の受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換を２回行うダブルコンバージョン方式の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、２つの混合回路を用いることにより、受信した放送波に対して周波数変換を２回行うダブルコンバージョン方式の受信機が知られている（例えば、特許文献１参照。）。１段目の混合回路によって放送波を高い周波数に変換することにより、イメージ妨害を容易に除去することが可能になり、アンテナ同調回路やＲＦ同調回路を備えない非同調方式の受信機で優れた妨害特性を実現することができる。
【０００３】
また、このようなダブルコンバージョン方式の受信機において、アンテナで受信した放送波に対して高周波増幅を行った後の信号に対して、１段目の混合回路に入力される前に同調をとることにより、受信感度と妨害特性をさらに改善した従来技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。１段目の混合回路に入力される前の信号に対して同調を行うことにより、受信を希望しない放送局の電波やノイズが１段目の混合回路に入力されることを除去することができる。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−１７４６５３号公報（第２−３頁、図１−図４）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した特許文献１に開示された受信機では、アンテナを介して受信された信号に対して、高周波増幅を行った後に同調回路を通しているため、アンテナで受信した信号に受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分が含まれている場合にこの不要成分も増幅されてしまうという問題があった。また、上述した受信機では、同調コイルと可変容量ダイオードとを組み合わせて同調回路が構成されているが、これとは別にアンテナが設けられている。このアンテナとしては例えばロッドアンテナが一般に用いられるが、この場合にはロッドアンテナと同調コイルの両方が必要になって部品点数が増加するという問題もあった。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、受信した信号に含まれる不要成分を確実に除去するとともに部品点数を低減することができるダブルコンバージョン方式の受信機を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明のダブルコンバージョン方式の受信機は、同調コイルと可変容量ダイオードとを含むアンテナ同調回路と、アンテナ同調回路から出力される信号に対して高周波増幅を行う高周波増幅回路と、高周波増幅回路の出力に対して２回の周波数変換を行う第１および第２の混合回路と、混合回路の出力に対して検波処理を行う検波回路とを備えている。ダブルコンバージョン方式を採用するとともに、高周波増幅回路の前段にアンテナ同調回路を設けることにより、受信した放送波に含まれる受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分を確実に除去することが可能になる。また、高周波増幅後に同調回路を設ける場合に比べて、アンテナ同調回路において同調用に用いるコイルをアンテナとして用いることができるため、同調用のコイルとアンテナとを別々に備える必要がなく、部品点数を低減することができる。
【０００８】
また、上述したアンテナ同調回路に含まれる同調コイルは、磁芯に導線を巻いたバーアンテナであることが望ましい。バーアンテナの場合には、周辺に存在する人体等の影響による磁束の変動を最小限に抑えることができるため、放送波を安定的に受信することが可能になる。また、透磁率の大きなフェライトコアを用いることにより、大きな起電圧を得ることができ、受信感度の向上が可能になる。
【０００９】
また、上述したアンテナ同調回路に含まれる同調コイルは、導線をループ状に巻いたループアンテナであることが望ましい。ループアンテナの場合には、携帯受信機等の筐体を利用して容易に形成することができる。
また、上述したアンテナ同調回路に含まれる可変容量ダイオードに印加する同調周波数設定用の制御電圧を生成するデジタル−アナログ変換器と、高周波増幅回路の出力信号が入力される第１の混合回路に、周波数が変更可能な局部発振信号を入力する局部発振器と、局部発振器から出力される局部発振信号の周波数を設定するとともに、この局部発振信号の周波数にアンテナ同調回路の同調周波数を連動させるために必要な周波数設定データを生成してデジタル−アナログ変換器に入力する制御部とをさらに備えることが望ましい。ダブルコンバージョン方式の受信機では、第１の混合回路から出力される中間周波信号の周波数を１０ＭＨｚ近傍に設定する場合が多いが、このように放送波の周波数（ＡＭ放送の場合にはほぼ５００〜１６００ｋＨｚ）と中間周波信号の周波数とが大きく異なると、パディングコンデンサ等を追加しただけでは、局部発振器の発振周波数とアンテナ同調回路の同調周波数とを同じように変化させることが困難になって、トラッキングエラーが許容範囲を超えてしまう。ところが、デジタル−アナログ変換器を用いて可変容量ダイオードに印加する制御電圧を発生させる場合には、局部発振器の発振周波数とは関係なく任意の同調周波数を設定することが可能になり、過大なトラッキングエラーの発生を防止することができる。
【００１０】
また、上述したデジタル−アナログ変換器は、制御電圧が所定の温度係数で周囲温度に応じて変化することが望ましい。これにより、高価な温度補償用コンデンサ等の部品を用いる必要がなくなるため、部品コストを低減することが可能になる。
【００１１】
また、上述したデジタル−アナログ変換器は、所定の温度係数を有する素子を含んで構成される温度係数設定部を有しており、温度係数設定部全体の素子定数が、周囲温度に応じて変化することが望ましい。このように、デジタル−アナログ変換器の一部に温度係数設定部を備えることにより、デジタル−アナログ変換器全体の温度特性を所定範囲内で任意に設定することが可能になる。
【００１２】
また、上述したデジタル−アナログ変換器、高周波増幅回路、第１および第２の混合回路、検波回路、局部発振器は、同一の半導体基板上に形成されており、温度係数設定部は、互いに温度係数が異なっており、半導体製造プロセスによって形成される複数の抵抗を含み、デジタル−アナログ変換器の温度係数が所定値となるように複数の抵抗の接続形態を設定することが望ましい。このように、デジタル−アナログ変換器を含むほとんどの部品を半導体基板上に形成することにより、製造の容易化、部品点数の低減に伴うコストダウンが可能になる。
【００１３】
また、上述したデジタル−アナログ変換器は、入力される周波数設定データの値に応じた電流値が設定される電流源と、この電流源によって生成される電流が流れる温度係数設定部とを備えており、温度係数設定部の両端電圧を制御電圧として出力することが望ましい。デジタル−アナログ変換器をこのように構成することにより、温度係数設定部の温度係数に応じてデジタル−アナログ変換器の出力電圧（制御電圧）を変化させることが容易となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用したダブルコンバージョン方式を採用した一実施形態の受信機について、図面を参照しながら説明する。
図１は、第１の実施形態の受信機の構成を示す図である。図１に示す第１の実施形態のダブルコンバージョン方式の受信機は、アンテナ同調回路１０、高周波増幅回路２０、混合回路２２、２８、局部発振器２４、３０、中間周波フィルタ２６、３２、中間周波増幅回路３４、検波回路３６、ＰＬＬ回路３８、制御部４０、ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）４２、操作部４４を含んで構成されている。
【００１５】
アンテナ同調回路１０は、同調コイル１１、コンデンサ１２、可変容量ダイオード１３によって構成されている。同調コイル１１と可変容量ダイオード１３とが並列接続されており、これらの並列共振周波数を、受信を希望する放送波の周波数にあわせることにより、この放送波以外の他の放送局の電波やその他のノイズ等を減衰させる。コンデンサ１２は、可変容量ダイオード１３の両端に逆バイアスの制御電圧を印加するためのものである。同調コイル１１としては、磁芯に導線を巻いたバーアンテナや、導線をループ状に巻いたループアンテナが用いられる。同調コイル１１としてバーアンテナを用いる場合には、周辺に存在する人体の影響による磁束の変動を最小限に抑えることができるため、放送波を安定的に受信することが可能になる。また、磁芯として透磁率の大きなフェライトコアを用いることにより、大きな起電圧を得ることができ、受信感度の向上が可能になる。また、同調コイル１１としてループアンテナを用いる場合には、携帯型の受信機の筐体を利用して容易に形成することが可能になる。
【００１６】
高周波増幅回路２０は、アンテナ同調回路１０から出力される信号に対して高周波増幅を行う。混合回路２２（第１の混合回路）は、高周波増幅回路２０から出力される信号と局部発振器２４から出力される局部発振信号とを混合する。高周波増幅回路２０から出力される信号の周波数をｆ１、局部発振信号の周波数をｆ２とすると、混合回路２２からはｆ２±ｆ１の周波数成分の信号が出力される。
【００１７】
中間周波フィルタ２６は、混合回路２２から出力される信号の中から所定の周波数成分のみを通過させる。例えば、この通過帯域の中心周波数が１０．７ＭＨｚに設定されており、ｆ２−ｆ１が１０．７ＭＨｚになる放送波がこの中間周波フィルタ２６によって選択される。すなわち、周波数ｆ１の放送波を受信したい場合には、局部発振器２４から混合回路２２に入力される局部発振信号の周波数をｆ１＋１０．７ＭＨｚに設定すればよい。
【００１８】
混合回路２８（第２の混合回路）は、中間周波フィルタ２６から出力される信号と局部発振器３０から出力される局部発振信号とを混合する。中間周波フィルタ２６から出力される信号の周波数をｆ３（＝１０．７ＭＨｚ）、局部発振器３０から出力される局部発振信号の周波数をｆ４とすると、混合回路２８からはｆ３±ｆ４の周波数成分の信号が出力される。
【００１９】
中間周波フィルタ３２は、混合回路２８から出力される信号の中から所定の周波数成分のみを通過させる。例えば、この通過帯域の中心周波数が４５０ｋＨｚに設定されており、ｆ３−ｆ４が４５０ｋＨｚになる成分がこの中間周波フィルタ３２によって選択される。
【００２０】
中間周波増幅回路３４は、中間周波フィルタ３２から出力された４５０ｋＨｚの中間周波信号を増幅する。検波回路３６は、中間周波増幅回路３４によって増幅された後の中間周波信号に対して所定の検波処理、例えばＡＭ検波処理を行って音声信号を出力する。
【００２１】
局部発振器２４は、１段目の混合回路２２に入力する周波数ｆ２（＝ｆ１−１０．７ＭＨｚ）の局部発振信号を発生する。ＰＬＬ回路３８は、この局部発振器２４とともに周波数シンセサイザを構成しており、制御部４０によってＰＬＬ回路３８内の可変分周器（図示せず）の分周比を変更することにより、局部発振器２４の発振周波数を所定のステップで設定することができる。これにより、例えばＡＭ放送の放送周波数が９ｋＨｚおきに設定されているものとすると、この放送周波数と同じ受信周波数を設定することができる。
【００２２】
局部発振器３０は、２段目の混合回路２８に入力する周波数ｆ４（＝１０．２５ＭＨｚ）の局部発振信号を発生する。中間周波フィルタ２６から出力される信号の周波数ｆ３（＝１０．７ＭＨｚ）が固定されているため、局部発振器３０では、固定の発振周波数ｆ４が設定されている。
【００２３】
制御部４０は、局部発振器２４の発振周波数を変更するとともに、アンテナ同調回路１０の同調周波数を変更する制御動作を行う。ところで、本実施形態では、ＡＭ放送の受信周波数帯域（ほぼ５００〜１６００ｋＨｚ）と局部発振器２４によって発生する局部発振信号の周波数（ほぼ１０ＭＨｚ）とが大きく異なっているため、パディングコンデンサ等を用いただけでは、ＰＬＬ回路３８によって生成される制御電圧をそのままアンテナ同調回路１０内の可変容量ダイオード１３に印加するとトラッキングエラーが許容範囲を超えてしまう。このため、制御部４０は、局部発振器２４の発振周波数に対応する正確な同調周波数を設定するために必要な周波数設定データをＤＡＣ４２に入力し、この設定データに対応する制御電圧をＤＡＣ４２によって生成している。このようにして生成された制御電圧を可変容量ダイオード１３に印加することにより、トラッキングエラーが許容範囲内に収まるようにアンテナ同調回路１０の同調回路の設定が行われる。
【００２４】
操作部４４は、受信機の利用者が選局指示等を行うためのものであり、その操作内容が制御部４０に送られる。
このように、本実施形態の受信機では、ダブルコンバージョン方式を採用するとともに、高周波増幅回路２０の前段にアンテナ同調回路１０を設けることにより、受信した放送波に含まれる受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分を確実に除去することが可能になる。また、高周波増幅後に同調回路を設ける場合に比べて、アンテナ同調回路１０内の同調コイル１１をアンテナとして用いることができるため、同調用のコイルとアンテナとを別々に備える必要がなく、部品点数を低減することができる。
【００２５】
図２は、第２の実施形態の受信機の構成を示す図である。図２に示す第２の実施形態のダブルコンバージョン方式の受信機は、図１に示した受信機に含まれる高周波増幅回路２０、混合回路２２、２８、局部発振器２４、３０、中間周波フィルタ２６、３２、中間周波増幅回路３４、検波回路３６、ＰＬＬ回路３８、制御部４０、ＤＡＣ４２が同一の半導体基板上に形成された半導体装置１００によって実現されている点と、ＤＡＣ４２が温度係数を有しておりその出力である制御電圧が周囲温度に応じて変化する点が、第１の実施形態の受信機と異なっている。
【００２６】
図３は、ＤＡＣ４２の詳細構成を示す図である。図３に示すように、ＤＡＣ４２は、ＦＥＴ１１０、１１１、１２０、１２１、１２２、１３０、１３１、１３２、…、１４０、１４１、１４２と、電流源１１２と、アナログスイッチ１２３、１３３、…、１４３と、インバータ回路１２４、１３４、…１４４と、温度係数設定部１５０とを含んで構成されている。
【００２７】
ＦＥＴ１１０、１１１、電流源１１２とＦＥＴ１２０、１２１とを用いて第１のカレントミラー回路が構成されており、インバータ回路１２４、ＦＥＴ１２２およびアナログスイッチ１２３によって構成される切替回路によってその動作の有効／無効が制御される。この第１のカレントミラー回路は、ＤＡＣ４２の入力データの第１ビットｄ1に対応している。この第１ビットｄ1が“１”のとき、すなわちインバータ回路１２４に入力される信号がハイレベルのときに、アナログスイッチ１２３およびＦＥＴ１２２がともにオン状態になるため、第１のカレントミラー回路の動作が有効になって、所定の電流Ｉ1が流れる。
【００２８】
また、ＦＥＴ１１０、１１１、電流源１１２とＦＥＴ１３０、１３１とを用いて第２のカレントミラー回路が構成されており、インバータ回路１３４、ＦＥＴ１３２およびアナログスイッチ１３３によって構成される切替回路によってその動作の有効／無効が制御される。この第２のカレントミラー回路は、ＤＡＣ４２の入力データの第２ビットｄ2に対応している。この第２ビットｄ2が“１”のとき、すなわちインバータ回路１３４に入力される信号がハイレベルのときに、アナログスイッチ１３３およびＦＥＴ１３２がともにオン状態になるため、第２のカレントミラー回路の動作が有効になって、所定の電流Ｉ2が流れる。
【００２９】
同様に、ＦＥＴ１１０、１１１、電流源１１２とＦＥＴ１４０、１４１とを用いて第ｎのカレントミラー回路が構成されており、インバータ回路１４４、ＦＥＴ１４２およびアナログスイッチ１４３によって構成される切替回路によってその動作の有効／無効が制御される。この第ｎのカレントミラー回路は、ＤＡＣ４２の入力データの第ｎビットｄnに対応している。この第ｎビットｄnが“１”のとき、すなわちインバータ回路１４４に入力される信号がハイレベルのときに、アナログスイッチ１４３およびＦＥＴ１４２がともにオン状態になるため、第ｎのカレントミラー回路の動作が有効になって、所定の電流Ｉnが流れる。
【００３０】
本実施形態では、ＤＡＣ４２に入力されるｎビットのデータは、第１ビットｄ1が最下位ビットに、第ｎビットｄnが最上位ビットに対応している。また、第１のカレントミラー回路によって生成される電流Ｉ1を１とすると、第２、第３、…第ｎのカレントミラー回路によって生成される電流Ｉ2、Ｉ3、…、Ｉnはその２（＝２1）倍、４（＝２2）倍、…、２(n-1)倍となるように、各ＦＥＴのゲート幅（チャネル幅）Ｗやゲート長（チャネル長）Ｌが設定されている。
【００３１】
上述した第１〜第ｎのカレントミラー回路が並列に接続されて電流源が形成されており、２以上のカレントミラーが同時に動作すると、これら複数のカレントミラー回路によって生成される各電流が加算される。したがって、入力データの各ビットの値に対応して上述した第１〜第ｎのカレントミラー回路を選択的に動作させることにより、この入力データの値に対応した電流を生成することが可能になる。このようにして生成された電流が温度係数設定部１５０に供給される。
【００３２】
温度係数設定部１５０は、温度係数が異なる複数の抵抗を組み合わせて構成される合成抵抗であり、この合成抵抗全体の素子定数（抵抗値）が周囲温度に応じて変化する。一般に、半導体製造プロセスによって半導体基板上に形成される抵抗は、不純物の種類や濃度を工夫することにより、３種類程度の温度係数を容易に実現できることが知られている。例えば、半導体基板上にポリシリコンで抵抗を形成する場合には、不純物濃度やｐ形にするかｎ形にするかによって、−数千〜＋数百ｐｐｍ／°Ｃの温度係数を容易に実現することができる。あるいは、ポリシリコンの代わりに、半導体基板上に形成されたｐ形領域あるいはｎ形領域の拡散抵抗を利用する場合も同様である。温度係数が大きく異なる３種類の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が半導体基板上に形成可能である場合を考えると、これら３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３の値や接続方法を工夫することにより、温度係数設定部１５０全体としての温度係数を所定範囲で自由に設定することができる。
【００３３】
図４は、３種類の抵抗を直列接続した温度係数設定部１５０の構成を示す図である。３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３のそれぞれの抵抗値をｒ1、ｒ2、ｒ3、それぞれの温度係数をａ1、ａ2、ａ3とすると、図４に示す温度係数設定部１５０全体の温度係数ｂ1は、
ｂ1＝（ａ1ｒ1＋ａ2ｒ2＋ａ3ｒ3）／（ｒ1＋ｒ2＋ｒ3）
となる。また、温度係数設定部１５０に供給される電流をＩとすると、温度係数設定部１５０の一方端に現れるＤＡＣ４２の出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝（ｒ1＋ｒ2＋ｒ3）Ｉ
となり、この出力電圧Ｖoutは、周囲温度が１°Ｃ変化したときに、ΔＶ＝（ａ1ｒ1＋ａ2ｒ2＋ａ3ｒ3）Ｉだけ変動する。
【００３４】
図５は、３種類の抵抗を並列接続した温度係数設定部１５０の構成を示す図である。図５に示す温度係数設定部１５０全体の温度係数ｂ2は、
となる。また、温度係数設定部１５０の一方端に現れるＤＡＣ４２の出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝ｒ1ｒ2ｒ3Ｉ／（ｒ1ｒ2＋ｒ2ｒ3＋ｒ3ｒ1）
となり、この出力電圧Ｖoutは、周囲温度が１°Ｃ変化したときに、ΔＶ＝ａ1ａ2ａ3ｒ1ｒ2ｒ3Ｉ／（ａ1ａ2ｒ1ｒ2＋ａ2ａ3ｒ2ｒ3＋ａ3ａ1ｒ3ｒ1）だけ変動する。
【００３５】
図６は、３種類の抵抗を直列および並列接続した温度係数設定部１５０の構成を示す図である。図６に示す温度係数設定部１５０全体の温度係数ｂ3は、
となる。また、温度係数設定部１５０の一方端に現れるＤＡＣ４２の出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝（ｒ1＋ｒ2ｒ3／（ｒ2＋ｒ3））Ｉ
となり、この出力電圧Ｖoutは、周囲温度が１°Ｃ変化したときに、ΔＶ＝（ａ1ｒ1＋ａ2ａ3ｒ2ｒ3／（ａ2ｒ2＋ａ3ｒ3））Ｉだけ変動する。
【００３６】
このように、本実施形態の半導体装置１００に含まれるＤＡＣ４２は、所定の温度係数を有する温度係数設定部１５０を備えており、ＤＡＣ４２全体の温度特性を所定範囲内で任意に設定することが可能になる。特に、複数のカレントミラー回路を並列接続して構成された電流源によって生成される電流が温度係数設定部１５０に流れたときに発生する温度係数設定部１５０の両端電圧をＤＡＣ４２の出力電圧としているため、温度係数設定部１５０の温度係数に応じてＤＡＣ４２の出力電圧を変化させることが容易となる。これにより、制御部４０から入力されるデータが一定であっても、周囲温度が変化すると出力電圧Ｖoutがこの周囲温度にしたがって変化するようになっている。
【００３７】
しかも、この温度係数は、温度係数設定部１５０内の３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３の接続方法を変更したり、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の各温度係数を変更することにより、ある程度任意に設定することが可能となる。したがって、ＰＬＬ回路３８から局部発振器２４に印加する電圧が周囲温度に応じて変化したときに、同じようにＤＡＣ４２の出力電圧を変化させることが可能になり、温度変化に伴うトラッキングエラーの拡大を防止することができる。
【００３８】
また、本実施形態のＤＡＣ４２やアンテナ同調回路１０は、温度補償用コンデンサ等の高価な部品を用いずに構成されているため、部品コストを削減することができる。しかも、ＤＡＣ４２内の温度係数設定部１５０は、ＣＭＯＳプロセスあるいはＭＯＳプロセス等の半導体プロセスを用いて、不純物の種類や濃度を制御することにより実現できるため、温度補償用の部品を半導体基板上に形成することができる。このため、図２に示す受信機を構成する各部品を半導体基板上に形成する際に外付け部品を減らすことが可能になり、製造の容易化、部品点数の低減に伴うさらなるコストダウンを図ることが可能になる。
【００３９】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した第２の実施形態では、入力データの各ビットの値に応じた電流を生成するＤＡＣ４２について説明したが、その他の方式を用いたＤＡＣ、例えばＲ−２Ｒ抵抗形や荷重抵抗形のＤＡＣを用いた受信機等に本発明を適用するようにしてもよい。これらの場合には、所定の動作電圧を生成する電源内に温度係数設定部１５０を備え、電源によって生成される動作電圧の値を周囲温度に応じて変化させればよい。また、この方法は、図３に示した電流形のＤＡＣ４２に適用することもできる。すなわち、図３において、温度係数設定部１５０を抵抗値が固定の抵抗に置き換えるとともに、温度係数設定部１５０を含んで出力電圧が周囲温度に応じて変化する電源を備え、この電源の出力電圧をＦＥＴ１１０、１２０、１３０、…、１４０のそれぞれのドレインに印加すればよい。
【００４０】
また、上述した第２の実施形態では、ＤＡＣ４２に含まれる温度係数設定部１５０を、温度係数が異なる３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３を組み合わせて構成する場合について説明したが、半導体プロセスにおいて拡散や打ち込みにより添加する不純物の種類や濃度を変更することにより、温度係数が異なる４種類以上の抵抗を形成することができる場合には、これら４種類以上の抵抗を組み合わせて温度係数設定部１５０を構成するようにしてもよい。あるいは、２種類の抵抗を組み合わせて、または１種類の抵抗を用いて所定の温度係数が得られる場合には、２種類あるいは１種類の抵抗を用いて温度係数設定部１５０を構成するようにしてもよい。
【００４１】
また、ＤＡＣ４２全体の温度係数を温度係数設定部１５０内の抵抗の組み合わせを工夫して所望の値にしたが、ＤＡＣ４２内の温度係数設定部１５０以外の各構成が無視できない温度係数を有する場合には、これらの各構成と温度係数設定部１５０とを含むＤＡＣ４２全体の温度係数が所定の値となるように温度係数設定部１５０の温度係数を設定すればよい。
【００４２】
また、上述した各実施形態では、同調コイル１１と可変容量ダイオード１３とが並列接続された共振回路を有するアンテナ同調回路１０について説明したが、これらの素子が直列接続された共振回路が含まれるようにしてもよい。
【００４３】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、ダブルコンバージョン方式を採用するとともに、高周波増幅回路の前段にアンテナ同調回路を設けることにより、受信した放送波に含まれる受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分を確実に除去することが可能になる。また、高周波増幅後に同調回路を設ける場合に比べて、アンテナ同調回路において同調用に用いるコイルをアンテナとして用いることができるため、同調用のコイルとアンテナとを別々に備える必要がなく、部品点数を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態の受信機の構成を示す図である。
【図２】第２の実施形態の受信機の構成を示す図である。
【図３】ＤＡＣの詳細構成を示す図である。
【図４】３種類の抵抗を直列接続した温度係数設定部の構成を示す図である。
【図５】３種類の抵抗を並列接続した温度係数設定部の構成を示す図である。
【図６】３種類の抵抗を直列および並列接続した温度係数設定部の構成を示す図である。
【符号の説明】
１０ アンテナ同調回路
１１ 同調コイル
１２ コンデンサ
１３ 可変容量ダイオード
２０ 高周波増幅回路
２２、２８ 混合回路
２４、３０ 局部発振器
２６、３２ 中間周波フィルタ
３４ 中間周波増幅回路
３６ 検波回路
３８ ＰＬＬ回路
４０ 制御部
４２ ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換を２回行うダブルコンバージョン方式の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、２つの混合回路を用いることにより、受信した放送波に対して周波数変換を２回行うダブルコンバージョン方式の受信機が知られている（例えば、特許文献１参照。）。１段目の混合回路によって放送波を高い周波数に変換することにより、イメージ妨害を容易に除去することが可能になり、アンテナ同調回路やＲＦ同調回路を備えない非同調方式の受信機で優れた妨害特性を実現することができる。
【０００３】
また、このようなダブルコンバージョン方式の受信機において、アンテナで受信した放送波に対して高周波増幅を行った後の信号に対して、１段目の混合回路に入力される前に同調をとることにより、受信感度と妨害特性をさらに改善した従来技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。１段目の混合回路に入力される前の信号に対して同調を行うことにより、受信を希望しない放送局の電波やノイズが１段目の混合回路に入力されることを除去することができる。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−１７４６５３号公報（第２−３頁、図１−図４）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した特許文献１に開示された受信機では、アンテナを介して受信された信号に対して、高周波増幅を行った後に同調回路を通しているため、アンテナで受信した信号に受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分が含まれている場合にこの不要成分も増幅されてしまうという問題があった。また、上述した受信機では、同調コイルと可変容量ダイオードとを組み合わせて同調回路が構成されているが、これとは別にアンテナが設けられている。このアンテナとしては例えばロッドアンテナが一般に用いられるが、この場合にはロッドアンテナと同調コイルの両方が必要になって部品点数が増加するという問題もあった。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、受信した信号に含まれる不要成分を確実に除去するとともに部品点数を低減することができるダブルコンバージョン方式の受信機を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明のダブルコンバージョン方式の受信機は、同調コイルと可変容量ダイオードとを含むアンテナ同調回路と、アンテナ同調回路から出力される信号に対して高周波増幅を行う高周波増幅回路と、高周波増幅回路の出力に対して２回の周波数変換を行う第１および第２の混合回路と、混合回路の出力に対して検波処理を行う検波回路とを備えている。ダブルコンバージョン方式を採用するとともに、高周波増幅回路の前段にアンテナ同調回路を設けることにより、受信した放送波に含まれる受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分を確実に除去することが可能になる。また、高周波増幅後に同調回路を設ける場合に比べて、アンテナ同調回路において同調用に用いるコイルをアンテナとして用いることができるため、同調用のコイルとアンテナとを別々に備える必要がなく、部品点数を低減することができる。
【０００８】
また、上述したアンテナ同調回路に含まれる同調コイルは、磁芯に導線を巻いたバーアンテナであることが望ましい。バーアンテナの場合には、周辺に存在する人体等の影響による磁束の変動を最小限に抑えることができるため、放送波を安定的に受信することが可能になる。また、透磁率の大きなフェライトコアを用いることにより、大きな起電圧を得ることができ、受信感度の向上が可能になる。
【０００９】
また、上述したアンテナ同調回路に含まれる同調コイルは、導線をループ状に巻いたループアンテナであることが望ましい。ループアンテナの場合には、携帯受信機等の筐体を利用して容易に形成することができる。
また、上述したアンテナ同調回路に含まれる可変容量ダイオードに印加する同調周波数設定用の制御電圧を生成するデジタル−アナログ変換器と、高周波増幅回路の出力信号が入力される第１の混合回路に、周波数が変更可能な局部発振信号を入力する局部発振器と、局部発振器から出力される局部発振信号の周波数を設定するとともに、この局部発振信号の周波数にアンテナ同調回路の同調周波数を連動させるために必要な周波数設定データを生成してデジタル−アナログ変換器に入力する制御部とをさらに備えることが望ましい。ダブルコンバージョン方式の受信機では、第１の混合回路から出力される中間周波信号の周波数を１０ＭＨｚ近傍に設定する場合が多いが、このように放送波の周波数（ＡＭ放送の場合にはほぼ５００〜１６００ｋＨｚ）と中間周波信号の周波数とが大きく異なると、パディングコンデンサ等を追加しただけでは、局部発振器の発振周波数とアンテナ同調回路の同調周波数とを同じように変化させることが困難になって、トラッキングエラーが許容範囲を超えてしまう。ところが、デジタル−アナログ変換器を用いて可変容量ダイオードに印加する制御電圧を発生させる場合には、局部発振器の発振周波数とは関係なく任意の同調周波数を設定することが可能になり、過大なトラッキングエラーの発生を防止することができる。
【００１０】
また、上述したデジタル−アナログ変換器は、制御電圧が所定の温度係数で周囲温度に応じて変化することが望ましい。これにより、高価な温度補償用コンデンサ等の部品を用いる必要がなくなるため、部品コストを低減することが可能になる。
【００１１】
また、上述したデジタル−アナログ変換器は、所定の温度係数を有する素子を含んで構成される温度係数設定部を有しており、温度係数設定部全体の素子定数が、周囲温度に応じて変化することが望ましい。このように、デジタル−アナログ変換器の一部に温度係数設定部を備えることにより、デジタル−アナログ変換器全体の温度特性を所定範囲内で任意に設定することが可能になる。
【００１２】
また、上述したデジタル−アナログ変換器、高周波増幅回路、第１および第２の混合回路、検波回路、局部発振器は、同一の半導体基板上に形成されており、温度係数設定部は、互いに温度係数が異なっており、半導体製造プロセスによって形成される複数の抵抗を含み、デジタル−アナログ変換器の温度係数が所定値となるように複数の抵抗の接続形態を設定することが望ましい。このように、デジタル−アナログ変換器を含むほとんどの部品を半導体基板上に形成することにより、製造の容易化、部品点数の低減に伴うコストダウンが可能になる。
【００１３】
また、上述したデジタル−アナログ変換器は、入力される周波数設定データの値に応じた電流値が設定される電流源と、この電流源によって生成される電流が流れる温度係数設定部とを備えており、温度係数設定部の両端電圧を制御電圧として出力することが望ましい。デジタル−アナログ変換器をこのように構成することにより、温度係数設定部の温度係数に応じてデジタル−アナログ変換器の出力電圧（制御電圧）を変化させることが容易となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用したダブルコンバージョン方式を採用した一実施形態の受信機について、図面を参照しながら説明する。
図１は、第１の実施形態の受信機の構成を示す図である。図１に示す第１の実施形態のダブルコンバージョン方式の受信機は、アンテナ同調回路１０、高周波増幅回路２０、混合回路２２、２８、局部発振器２４、３０、中間周波フィルタ２６、３２、中間周波増幅回路３４、検波回路３６、ＰＬＬ回路３８、制御部４０、ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）４２、操作部４４を含んで構成されている。
【００１５】
アンテナ同調回路１０は、同調コイル１１、コンデンサ１２、可変容量ダイオード１３によって構成されている。同調コイル１１と可変容量ダイオード１３とが並列接続されており、これらの並列共振周波数を、受信を希望する放送波の周波数にあわせることにより、この放送波以外の他の放送局の電波やその他のノイズ等を減衰させる。コンデンサ１２は、可変容量ダイオード１３の両端に逆バイアスの制御電圧を印加するためのものである。同調コイル１１としては、磁芯に導線を巻いたバーアンテナや、導線をループ状に巻いたループアンテナが用いられる。同調コイル１１としてバーアンテナを用いる場合には、周辺に存在する人体の影響による磁束の変動を最小限に抑えることができるため、放送波を安定的に受信することが可能になる。また、磁芯として透磁率の大きなフェライトコアを用いることにより、大きな起電圧を得ることができ、受信感度の向上が可能になる。また、同調コイル１１としてループアンテナを用いる場合には、携帯型の受信機の筐体を利用して容易に形成することが可能になる。
【００１６】
高周波増幅回路２０は、アンテナ同調回路１０から出力される信号に対して高周波増幅を行う。混合回路２２（第１の混合回路）は、高周波増幅回路２０から出力される信号と局部発振器２４から出力される局部発振信号とを混合する。高周波増幅回路２０から出力される信号の周波数をｆ１、局部発振信号の周波数をｆ２とすると、混合回路２２からはｆ２±ｆ１の周波数成分の信号が出力される。
【００１７】
中間周波フィルタ２６は、混合回路２２から出力される信号の中から所定の周波数成分のみを通過させる。例えば、この通過帯域の中心周波数が１０．７ＭＨｚに設定されており、ｆ２−ｆ１が１０．７ＭＨｚになる放送波がこの中間周波フィルタ２６によって選択される。すなわち、周波数ｆ１の放送波を受信したい場合には、局部発振器２４から混合回路２２に入力される局部発振信号の周波数をｆ１＋１０．７ＭＨｚに設定すればよい。
【００１８】
混合回路２８（第２の混合回路）は、中間周波フィルタ２６から出力される信号と局部発振器３０から出力される局部発振信号とを混合する。中間周波フィルタ２６から出力される信号の周波数をｆ３（＝１０．７ＭＨｚ）、局部発振器３０から出力される局部発振信号の周波数をｆ４とすると、混合回路２８からはｆ３±ｆ４の周波数成分の信号が出力される。
【００１９】
中間周波フィルタ３２は、混合回路２８から出力される信号の中から所定の周波数成分のみを通過させる。例えば、この通過帯域の中心周波数が４５０ｋＨｚに設定されており、ｆ３−ｆ４が４５０ｋＨｚになる成分がこの中間周波フィルタ３２によって選択される。
【００２０】
中間周波増幅回路３４は、中間周波フィルタ３２から出力された４５０ｋＨｚの中間周波信号を増幅する。検波回路３６は、中間周波増幅回路３４によって増幅された後の中間周波信号に対して所定の検波処理、例えばＡＭ検波処理を行って音声信号を出力する。
【００２１】
局部発振器２４は、１段目の混合回路２２に入力する周波数ｆ２（＝ｆ１−１０．７ＭＨｚ）の局部発振信号を発生する。ＰＬＬ回路３８は、この局部発振器２４とともに周波数シンセサイザを構成しており、制御部４０によってＰＬＬ回路３８内の可変分周器（図示せず）の分周比を変更することにより、局部発振器２４の発振周波数を所定のステップで設定することができる。これにより、例えばＡＭ放送の放送周波数が９ｋＨｚおきに設定されているものとすると、この放送周波数と同じ受信周波数を設定することができる。
【００２２】
局部発振器３０は、２段目の混合回路２８に入力する周波数ｆ４（＝１０．２５ＭＨｚ）の局部発振信号を発生する。中間周波フィルタ２６から出力される信号の周波数ｆ３（＝１０．７ＭＨｚ）が固定されているため、局部発振器３０では、固定の発振周波数ｆ４が設定されている。
【００２３】
制御部４０は、局部発振器２４の発振周波数を変更するとともに、アンテナ同調回路１０の同調周波数を変更する制御動作を行う。ところで、本実施形態では、ＡＭ放送の受信周波数帯域（ほぼ５００〜１６００ｋＨｚ）と局部発振器２４によって発生する局部発振信号の周波数（ほぼ１０ＭＨｚ）とが大きく異なっているため、パディングコンデンサ等を用いただけでは、ＰＬＬ回路３８によって生成される制御電圧をそのままアンテナ同調回路１０内の可変容量ダイオード１３に印加するとトラッキングエラーが許容範囲を超えてしまう。このため、制御部４０は、局部発振器２４の発振周波数に対応する正確な同調周波数を設定するために必要な周波数設定データをＤＡＣ４２に入力し、この設定データに対応する制御電圧をＤＡＣ４２によって生成している。このようにして生成された制御電圧を可変容量ダイオード１３に印加することにより、トラッキングエラーが許容範囲内に収まるようにアンテナ同調回路１０の同調回路の設定が行われる。
【００２４】
操作部４４は、受信機の利用者が選局指示等を行うためのものであり、その操作内容が制御部４０に送られる。
このように、本実施形態の受信機では、ダブルコンバージョン方式を採用するとともに、高周波増幅回路２０の前段にアンテナ同調回路１０を設けることにより、受信した放送波に含まれる受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分を確実に除去することが可能になる。また、高周波増幅後に同調回路を設ける場合に比べて、アンテナ同調回路１０内の同調コイル１１をアンテナとして用いることができるため、同調用のコイルとアンテナとを別々に備える必要がなく、部品点数を低減することができる。
【００２５】
図２は、第２の実施形態の受信機の構成を示す図である。図２に示す第２の実施形態のダブルコンバージョン方式の受信機は、図１に示した受信機に含まれる高周波増幅回路２０、混合回路２２、２８、局部発振器２４、３０、中間周波フィルタ２６、３２、中間周波増幅回路３４、検波回路３６、ＰＬＬ回路３８、制御部４０、ＤＡＣ４２が同一の半導体基板上に形成された半導体装置１００によって実現されている点と、ＤＡＣ４２が温度係数を有しておりその出力である制御電圧が周囲温度に応じて変化する点が、第１の実施形態の受信機と異なっている。
【００２６】
図３は、ＤＡＣ４２の詳細構成を示す図である。図３に示すように、ＤＡＣ４２は、ＦＥＴ１１０、１１１、１２０、１２１、１２２、１３０、１３１、１３２、…、１４０、１４１、１４２と、電流源１１２と、アナログスイッチ１２３、１３３、…、１４３と、インバータ回路１２４、１３４、…１４４と、温度係数設定部１５０とを含んで構成されている。
【００２７】
ＦＥＴ１１０、１１１、電流源１１２とＦＥＴ１２０、１２１とを用いて第１のカレントミラー回路が構成されており、インバータ回路１２４、ＦＥＴ１２２およびアナログスイッチ１２３によって構成される切替回路によってその動作の有効／無効が制御される。この第１のカレントミラー回路は、ＤＡＣ４２の入力データの第１ビットｄ1に対応している。この第１ビットｄ1が“１”のとき、すなわちインバータ回路１２４に入力される信号がハイレベルのときに、アナログスイッチ１２３およびＦＥＴ１２２がともにオン状態になるため、第１のカレントミラー回路の動作が有効になって、所定の電流Ｉ1が流れる。
【００２８】
また、ＦＥＴ１１０、１１１、電流源１１２とＦＥＴ１３０、１３１とを用いて第２のカレントミラー回路が構成されており、インバータ回路１３４、ＦＥＴ１３２およびアナログスイッチ１３３によって構成される切替回路によってその動作の有効／無効が制御される。この第２のカレントミラー回路は、ＤＡＣ４２の入力データの第２ビットｄ2に対応している。この第２ビットｄ2が“１”のとき、すなわちインバータ回路１３４に入力される信号がハイレベルのときに、アナログスイッチ１３３およびＦＥＴ１３２がともにオン状態になるため、第２のカレントミラー回路の動作が有効になって、所定の電流Ｉ2が流れる。
【００２９】
同様に、ＦＥＴ１１０、１１１、電流源１１２とＦＥＴ１４０、１４１とを用いて第ｎのカレントミラー回路が構成されており、インバータ回路１４４、ＦＥＴ１４２およびアナログスイッチ１４３によって構成される切替回路によってその動作の有効／無効が制御される。この第ｎのカレントミラー回路は、ＤＡＣ４２の入力データの第ｎビットｄnに対応している。この第ｎビットｄnが“１”のとき、すなわちインバータ回路１４４に入力される信号がハイレベルのときに、アナログスイッチ１４３およびＦＥＴ１４２がともにオン状態になるため、第ｎのカレントミラー回路の動作が有効になって、所定の電流Ｉnが流れる。
【００３０】
本実施形態では、ＤＡＣ４２に入力されるｎビットのデータは、第１ビットｄ1が最下位ビットに、第ｎビットｄnが最上位ビットに対応している。また、第１のカレントミラー回路によって生成される電流Ｉ1を１とすると、第２、第３、…第ｎのカレントミラー回路によって生成される電流Ｉ2、Ｉ3、…、Ｉnはその２（＝２1）倍、４（＝２2）倍、…、２(n-1)倍となるように、各ＦＥＴのゲート幅（チャネル幅）Ｗやゲート長（チャネル長）Ｌが設定されている。
【００３１】
上述した第１〜第ｎのカレントミラー回路が並列に接続されて電流源が形成されており、２以上のカレントミラーが同時に動作すると、これら複数のカレントミラー回路によって生成される各電流が加算される。したがって、入力データの各ビットの値に対応して上述した第１〜第ｎのカレントミラー回路を選択的に動作させることにより、この入力データの値に対応した電流を生成することが可能になる。このようにして生成された電流が温度係数設定部１５０に供給される。
【００３２】
温度係数設定部１５０は、温度係数が異なる複数の抵抗を組み合わせて構成される合成抵抗であり、この合成抵抗全体の素子定数（抵抗値）が周囲温度に応じて変化する。一般に、半導体製造プロセスによって半導体基板上に形成される抵抗は、不純物の種類や濃度を工夫することにより、３種類程度の温度係数を容易に実現できることが知られている。例えば、半導体基板上にポリシリコンで抵抗を形成する場合には、不純物濃度やｐ形にするかｎ形にするかによって、−数千〜＋数百ｐｐｍ／°Ｃの温度係数を容易に実現することができる。あるいは、ポリシリコンの代わりに、半導体基板上に形成されたｐ形領域あるいはｎ形領域の拡散抵抗を利用する場合も同様である。温度係数が大きく異なる３種類の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が半導体基板上に形成可能である場合を考えると、これら３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３の値や接続方法を工夫することにより、温度係数設定部１５０全体としての温度係数を所定範囲で自由に設定することができる。
【００３３】
図４は、３種類の抵抗を直列接続した温度係数設定部１５０の構成を示す図である。３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３のそれぞれの抵抗値をｒ1、ｒ2、ｒ3、それぞれの温度係数をａ1、ａ2、ａ3とすると、図４に示す温度係数設定部１５０全体の温度係数ｂ1は、
ｂ1＝（ａ1ｒ1＋ａ2ｒ2＋ａ3ｒ3）／（ｒ1＋ｒ2＋ｒ3）
となる。また、温度係数設定部１５０に供給される電流をＩとすると、温度係数設定部１５０の一方端に現れるＤＡＣ４２の出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝（ｒ1＋ｒ2＋ｒ3）Ｉ
となり、この出力電圧Ｖoutは、周囲温度が１°Ｃ変化したときに、ΔＶ＝（ａ1ｒ1＋ａ2ｒ2＋ａ3ｒ3）Ｉだけ変動する。
【００３４】
図５は、３種類の抵抗を並列接続した温度係数設定部１５０の構成を示す図である。図５に示す温度係数設定部１５０全体の温度係数ｂ2は、
Ｖout＝ｒ1ｒ2ｒ3Ｉ／（ｒ1ｒ2＋ｒ2ｒ3＋ｒ3ｒ1）
となり、この出力電圧Ｖoutは、周囲温度が１°Ｃ変化したときに、ΔＶ＝ａ1ａ2ａ3ｒ1ｒ2ｒ3Ｉ／（ａ1ａ2ｒ1ｒ2＋ａ2ａ3ｒ2ｒ3＋ａ3ａ1ｒ3ｒ1）だけ変動する。
【００３５】
図６は、３種類の抵抗を直列および並列接続した温度係数設定部１５０の構成を示す図である。図６に示す温度係数設定部１５０全体の温度係数ｂ3は、
Ｖout＝（ｒ1＋ｒ2ｒ3／（ｒ2＋ｒ3））Ｉ
となり、この出力電圧Ｖoutは、周囲温度が１°Ｃ変化したときに、ΔＶ＝（ａ1ｒ1＋ａ2ａ3ｒ2ｒ3／（ａ2ｒ2＋ａ3ｒ3））Ｉだけ変動する。
【００３６】
このように、本実施形態の半導体装置１００に含まれるＤＡＣ４２は、所定の温度係数を有する温度係数設定部１５０を備えており、ＤＡＣ４２全体の温度特性を所定範囲内で任意に設定することが可能になる。特に、複数のカレントミラー回路を並列接続して構成された電流源によって生成される電流が温度係数設定部１５０に流れたときに発生する温度係数設定部１５０の両端電圧をＤＡＣ４２の出力電圧としているため、温度係数設定部１５０の温度係数に応じてＤＡＣ４２の出力電圧を変化させることが容易となる。これにより、制御部４０から入力されるデータが一定であっても、周囲温度が変化すると出力電圧Ｖoutがこの周囲温度にしたがって変化するようになっている。
【００３７】
しかも、この温度係数は、温度係数設定部１５０内の３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３の接続方法を変更したり、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の各温度係数を変更することにより、ある程度任意に設定することが可能となる。したがって、ＰＬＬ回路３８から局部発振器２４に印加する電圧が周囲温度に応じて変化したときに、同じようにＤＡＣ４２の出力電圧を変化させることが可能になり、温度変化に伴うトラッキングエラーの拡大を防止することができる。
【００３８】
また、本実施形態のＤＡＣ４２やアンテナ同調回路１０は、温度補償用コンデンサ等の高価な部品を用いずに構成されているため、部品コストを削減することができる。しかも、ＤＡＣ４２内の温度係数設定部１５０は、ＣＭＯＳプロセスあるいはＭＯＳプロセス等の半導体プロセスを用いて、不純物の種類や濃度を制御することにより実現できるため、温度補償用の部品を半導体基板上に形成することができる。このため、図２に示す受信機を構成する各部品を半導体基板上に形成する際に外付け部品を減らすことが可能になり、製造の容易化、部品点数の低減に伴うさらなるコストダウンを図ることが可能になる。
【００３９】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した第２の実施形態では、入力データの各ビットの値に応じた電流を生成するＤＡＣ４２について説明したが、その他の方式を用いたＤＡＣ、例えばＲ−２Ｒ抵抗形や荷重抵抗形のＤＡＣを用いた受信機等に本発明を適用するようにしてもよい。これらの場合には、所定の動作電圧を生成する電源内に温度係数設定部１５０を備え、電源によって生成される動作電圧の値を周囲温度に応じて変化させればよい。また、この方法は、図３に示した電流形のＤＡＣ４２に適用することもできる。すなわち、図３において、温度係数設定部１５０を抵抗値が固定の抵抗に置き換えるとともに、温度係数設定部１５０を含んで出力電圧が周囲温度に応じて変化する電源を備え、この電源の出力電圧をＦＥＴ１１０、１２０、１３０、…、１４０のそれぞれのドレインに印加すればよい。
【００４０】
また、上述した第２の実施形態では、ＤＡＣ４２に含まれる温度係数設定部１５０を、温度係数が異なる３種類の抵抗Ｒ１〜Ｒ３を組み合わせて構成する場合について説明したが、半導体プロセスにおいて拡散や打ち込みにより添加する不純物の種類や濃度を変更することにより、温度係数が異なる４種類以上の抵抗を形成することができる場合には、これら４種類以上の抵抗を組み合わせて温度係数設定部１５０を構成するようにしてもよい。あるいは、２種類の抵抗を組み合わせて、または１種類の抵抗を用いて所定の温度係数が得られる場合には、２種類あるいは１種類の抵抗を用いて温度係数設定部１５０を構成するようにしてもよい。
【００４１】
また、ＤＡＣ４２全体の温度係数を温度係数設定部１５０内の抵抗の組み合わせを工夫して所望の値にしたが、ＤＡＣ４２内の温度係数設定部１５０以外の各構成が無視できない温度係数を有する場合には、これらの各構成と温度係数設定部１５０とを含むＤＡＣ４２全体の温度係数が所定の値となるように温度係数設定部１５０の温度係数を設定すればよい。
【００４２】
また、上述した各実施形態では、同調コイル１１と可変容量ダイオード１３とが並列接続された共振回路を有するアンテナ同調回路１０について説明したが、これらの素子が直列接続された共振回路が含まれるようにしてもよい。
【００４３】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、ダブルコンバージョン方式を採用するとともに、高周波増幅回路の前段にアンテナ同調回路を設けることにより、受信した放送波に含まれる受信を希望しない放送局の電波やノイズ等の不要成分を確実に除去することが可能になる。また、高周波増幅後に同調回路を設ける場合に比べて、アンテナ同調回路において同調用に用いるコイルをアンテナとして用いることができるため、同調用のコイルとアンテナとを別々に備える必要がなく、部品点数を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態の受信機の構成を示す図である。
【図２】第２の実施形態の受信機の構成を示す図である。
【図３】ＤＡＣの詳細構成を示す図である。
【図４】３種類の抵抗を直列接続した温度係数設定部の構成を示す図である。
【図５】３種類の抵抗を並列接続した温度係数設定部の構成を示す図である。
【図６】３種類の抵抗を直列および並列接続した温度係数設定部の構成を示す図である。
【符号の説明】
１０ アンテナ同調回路
１１ 同調コイル
１２ コンデンサ
１３ 可変容量ダイオード
２０ 高周波増幅回路
２２、２８ 混合回路
２４、３０ 局部発振器
２６、３２ 中間周波フィルタ
３４ 中間周波増幅回路
３６ 検波回路
３８ ＰＬＬ回路
４０ 制御部
４２ ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）
Claims (4)
- 同調コイルと可変容量ダイオードとを含むアンテナ同調回路と、
前記アンテナ同調回路から出力される信号に対して高周波増幅を行う高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路の出力に対して２回の周波数変換を行う第１および第２の混合回路と、
前記第２の混合回路の出力に対して検波処理を行う検波回路と、
前記アンテナ同調回路に含まれる前記可変容量ダイオードに印加する同調周波数設定用の制御電圧を生成するデジタル−アナログ変換器と、
前記高周波増幅回路の出力信号が入力される前記第１の混合回路に、周波数が変更可能な局部発振信号を入力する局部発振器と、
前記局部発振器から出力される局部発振信号の周波数を設定するとともに、この局部発振信号の周波数に前記アンテナ同調回路の同調周波数を連動させるために必要な周波数設定データを生成して前記デジタル−アナログ変換器に入力する制御部と、を備え、
前記デジタル−アナログ変換器、前記高周波増幅回路、前記第１および第２の混合回路、前記検波回路、前記局部発振器は、同一の半導体基板上に形成されており、
前記デジタル−アナログ変換器は、半導体製造プロセスによって形成される互いに温度係数が異なる複数の抵抗を含んで構成される温度係数設定部を有しており、
前記デジタル−アナログ変換器の温度係数が所定値となるように前記複数の抵抗の接続形態を設定することを特徴とするダブルコンバージョン方式の受信機。 - 同調コイルと可変容量ダイオードとを含むアンテナ同調回路と、
前記アンテナ同調回路から出力される信号に対して高周波増幅を行う高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路の出力に対して２回の周波数変換を行う第１および第２の混合回路と、
前記第２の混合回路の出力に対して検波処理を行う検波回路と、
前記アンテナ同調回路に含まれる前記可変容量ダイオードに印加する同調周波数設定用の制御電圧を生成するデジタル−アナログ変換器と、
前記高周波増幅回路の出力信号が入力される前記第１の混合回路に、周波数が変更可能な局部発振信号を入力する局部発振器と、
前記局部発振器から出力される局部発振信号の周波数を設定するとともに、この局部発振信号の周波数に前記アンテナ同調回路の同調周波数を連動させるために必要な周波数設定データを生成して前記デジタル−アナログ変換器に入力する制御部と、を備え、
前記デジタル−アナログ変換器は、入力される前記周波数設定データの値に応じた電流値が設定される電流源と、所定の温度係数を有する素子を含んで構成されて全体の素子定数が周囲温度に応じて変化するとともに前記電流源によって生成される電流が流れる温度係数設定部とを有し、前記温度係数設定部の両端電圧を前記制御電圧として出力することを特徴とするダブルコンバージョン方式の受信機。 - 請求項１または２において、
前記アンテナ同調回路に含まれる前記同調コイルは、磁芯に導線を巻いたバーアンテナであることを特徴とするダブルコンバージョン方式の受信機。 - 請求項１または２において、
前記アンテナ同調回路に含まれる前記同調コイルは、導線をループ状に巻いたループアンテナであることを特徴とするダブルコンバージョン方式の受信機。
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