JP3954362B2 - 非線形補償器と非線形補償方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば中波、短波、地上波・衛星・ケーブルテレビ等の伝送装置に用いられ、例えば送信装置の増幅器で生じる非線形特性を補償する非線形補償器及びその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、アナログ方式のテレビジョン放送では、増幅器で生じる非線形特性と逆の特性を持たせた前置補償器で非線形補償を行っている。特に、増幅器の動作温度等により増幅器の非線形特性が変化するので、増幅器の動作条件によって補償特性を切り替えて対応している。
【０００３】
ところで、アナログ方式のテレビジョン放送の場合、信号ピーク値は同期尖頭値で規定されるため、ほとんど一定である。また、クリップ値近傍は同期であるため、クリップレベル近傍で発生する位相ひずみを考慮する必要はなく、同期長が同じになるよう同期振幅のみ補正すればよい。また、ピークファクタ（ピーク値／平均値）が比較的小さいため、低レベル信号領域の線形性もそれほど要求されてはいない。
【０００４】
一方、次世代のデジタル方式によるテレビジョン放送にあっては、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の採用が決定され、その実用化に向けて種々の開発がなされている。ここにおいて、ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ信号の性質上、ピークファクタがアナログ方式に比較して極めて大きいため、低レベルから高レベルまでの線形性が要求される。また、各キャリアの位相が情報伝達のポイントとなるため、位相回転のわずかな乱れも特性劣化につながる。しかも、増幅器で生じる非線形特性には周波数依存性があるため、伝送帯域内で相互変調積（Inter Modulation：以下、ＩＭと記す）のフロアレベルにアンバランスが生じる。このため、非線形特性、位相回転、周波数依存性について正確な補償が求められる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、ＯＦＤＭ方式をはじめとしたデジタル信号伝送にあっては、非線形特性の正確な補償が求められるが、従来のアナログ方式ではそのようなニーズがなかったため、その開発が求められている。
【０００６】
本発明は、上記の事情を考慮してなされたもので、調整が容易で、かつ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転と共に、補償対象機器の非線形特性に生じる周波数依存性を適応補償することのできる非線形補償装置及びその方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係る非線形補償器及びその方法は、以下のような特徴的構成を有する。
【０００８】
（１）伝送信号を扱う被補償電子装置の前段に配置され、前記伝送信号を被補償信号として入力して前記被補償電子装置の非線形特性を補償して前記被補償電子装置に送出する非線形補償器において、前記被補償信号及び前記被補償電子装置の出力信号を取り込み、適宜復調処理して同じ信号形式に合わせた後、両信号間の相関をとることで両信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相合わせを行う信号処理部と、この信号処理部により同期及び位相が合わせられた被補償信号及び被補償電子装置の出力信号から、被補償信号を基準信号として出力信号の振幅誤差及び位相誤差を検出し、検出結果を歪み成分として検出する歪み検出部と、この歪み検出部で検出された歪み成分に基づいて前記被補償電子装置の非線形歪み補償量を生成し、この歪み補償量で前記被補償信号を補償する歪み補正部と、前記被補償電子装置の出力信号におけるＩＭ（相互変調積）レベルが許容レベルでかつ伝送帯域の上端と下端で等しくなるように、前記歪み補正部の歪み補償量を補正して、前記被補償電子装置が持つ非線形特性の周波数依存性を補償するＩＭレベル補正手段とを具備することを特徴とする。
【０００９】
（２）（１）の構成において、前記ＩＭレベル補正手段は、前記信号処理部で取り込まれた被補償電子装置の出力信号またはその復調処理信号から伝送帯域の上端と下端のＩＭレベルを検出するＩＭレベル検出手段と、このＩＭレベル検出手段で検出された上端及び下端のＩＭレベルの差をＩＭバランスデータとして求めるＩＭバランス演算部と、このＩＭバランス演算部で得られたＩＭバランスデータに基づいて前記歪み検出部の歪み検出結果を補正する歪み検出量補正部とを備えることを特徴とする。
【００１０】
（３）（２）の構成において、前記歪み補償量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記被補償信号の位相値を補正することを特徴とする。
【００１１】
（４）（２）の構成において、前記歪み補償量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償電子装置の出力信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償電子装置の出力信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記被補償電子装置の出力信号の位相値を補正することを特徴とする。
【００１２】
（５）（２）の構成において、前記歪み補償量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記歪み検出部で用いる基準信号の位相値を補正することを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１４】
図１は本発明が適用されるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すもので、変調器１でＲＦのＯＦＤＭ信号を出力し、本発明に係る非線形補償器２を介して、ＲＦ増幅器３にて電力増幅し、送信信号として出力する。ＲＦ増幅器３の出力は分配器（方向性結合器）４により一部分配されて非線形補償器２に供給される。この非線形補償器２は、ＲＦ増幅器３の入力信号及び出力信号に基づいて、その非線形特性を補償するものである。
【００１５】
図２は上記非線形補償器２の構成を示すものである。図２において、アナログＲＦ入力端子１１には、上記変調器１からのＲＦ信号（被補償信号）が供給される。この端子１１に供給されたＲＦ信号は、第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）１２により局部発振器１３からのローカル信号に基づいてＩＦ信号に変換され、ＡＧＣ（自動利得制御）回路１４によって所定の振幅レベルに安定化される。このＡＧＣ回路１４の出力は、スケルチ（ＳＱ）回路１５により信号の有無が判別され、第１アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ１）１６によりデジタルＩＦ信号に変換された後、第１直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ１）１７で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１となる。ここで得られたＩ１、Ｑ１信号は、必要に応じてＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）１８、１９によりダウンサンプリングされる。以上により、入力復調部Ａが構成される。
【００１６】
一方、アナログＰＡ入力端子２１には、ＲＦ増幅器３から出力されるＲＦ信号が供給される。この端子２１に供給されたＲＦ信号は、第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）２２により移相器２３で位相調整されたローカル信号に基づいてＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号は、スケルチ（ＳＱ）回路２５により信号の有無の判別処理を受け、第２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ２）２６によりデジタルＩＦ信号に変換された後、第２直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ２）２７で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２となる。ここで得られたＩ２、Ｑ２信号は、必要に応じてＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）２８、２９によりダウンサンプリングされる。以上により、出力復調部Ｂが形成される。
【００１７】
ここで、上記第２直交復調回路２７のＩＱ出力はＩＭ検出部Ｈに供給される。このＩＭ検出部Ｈは、具体的には図３に示すように構成される。図３において、直交復調回路２７からの信号Ｉ１，Ｑ１は第１及び第２のＩＭレベル検出回路８１、８２に供給される。第１のＩＭレベル検出回路８１において、入力ＩＱ信号は周波数シフト回路８１１によりベースバンド信号の中心周波数ｆ０から＋３ＭＨｚ分周波数シフトされ、そのうち例えばＩ信号のみ（Ｑ信号のみ、またはＩＱ信号の両成分を用いても同様の効果が得られる）が第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１２によりｆ０＋３ＭＨｚの周波数成分が抽出される。この抽出信号は検波回路８１３により全波整流されて直流信号となり、さらに第２ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１４により振幅平均信号となる。この信号はｆ０＋３ＭＨｚ（ＯＦＤＭ信号伝送帯域の上端）のＩＭレベル値Ｌ１として出力される。第２のＩＭレベル検出回路８２は、第１のＩＭレベル検出回路８１と同一回路構成であり、ｆ０−３ＭＨｚ（ＯＦＤＭ信号伝送帯域の下端）のＩＭレベル値Ｌ２を検出出力する。このようにして得られたｆ０±３ＭＨｚのＩＭレベル検出信号Ｌ１、Ｌ２は後述の歪み検出部Ｆに供給される。
【００１８】
上記入力復調部Ａから出力されるデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１は、遅延調整部Ｃ及び歪み補正部Ｄに供給される。ここで、上記遅延調整部Ｃは、入力復調部Ａからのデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１をそれぞれ所定時間遅延するＲＡＭ遅延器３１、３２を備える。ＲＡＭ遅延器３１、３２で遅延されたデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３は、上記出力復調部Ｂから出力されるデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２と共に、遅延検出部Ｅ及び歪み検出部Ｆに供給される。
【００１９】
上記遅延検出部Ｅにおいて、遅延調整部Ｃからのベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と出力復調部Ｂからのベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２は複素乗算器４１に供給される。この複素乗算器４１は、両入力信号を複素乗算することで、両者の複素相関をとってＲＥＡＬ（実部）信号とＩＭＡＧ（虚部）信号を求めるものである。ここで得られたＲＥＡＬ信号及びＩＭＡＧ信号は、それぞれＲＥＡＬ積分器４２及びＩＭＡＧ積分器４３に供給される。
【００２０】
これらの積分器４２、４３は、例えば累積値／累積時間を求める区間積分を行うことでノイズ等の影響を除去するものである。積分器４２、４３の出力はピタゴラス変換器４４に供給され、デカルト座標から極座標に変換される。ピタゴラス変換器４４の出力うち、振幅値は相関ピーク検出器４５に供給される。この相関ピーク検出器４５は、２つの入力信号の相関出力におけるピーク位置を求めるものである。この相関ピーク検出器４５で検出されたピーク位置情報はピタゴラス変換器４４から出力される角度値（位相値）と共に遅延／角度検出器４６に供給される。
【００２１】
この遅延／角度検出器４６は、ピークの位置情報から増幅器入力側（変調器出力側）のデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と増幅器出力側のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２との時間差及び位相差（角度）を求めるもので、ここで得られた時間差は遅延制御器４７に供給され、位相差は位相制御器４８に供給される。遅延制御器４７は、与えられた時間差に応じて遅延調整部ＣのＲＡＭ遅延器３１、３２の遅延量を設定して粗同期を行い、さらに出力復調部ＢのＦＩＲフィルタ２８、２９の係数値を制御して精密同期させるものである。これにより増幅器入力側のデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と増幅器出力側のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２との同期がとられる。また、位相制御器４８は、与えられた位相差に応じて、出力復調部Ｂの移相器２３の移相量を調整する。これにより増幅器入力側と増幅器出力側の位相合わせがなされる。
【００２２】
尚、上記遅延制御器４７及び位相制御器４８は、いずれもデジタルベースバンド信号に信号成分が含まれていない場合には時間差及び位相差が得られないため、制御不能となり、誤動作するおそれがある。そこで、入力復調部Ａ及び出力復調部Ｂに設けられたスケルチ回路１５、２５の出力から信号成分の有無を判別し、信号成分があるときのみ制御を行うものとする。
【００２３】
上記歪み検出部Ｆは、遅延調整部Ｃからのデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と出力復調部Ｂからのデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２をそれぞれピタゴラス変換器５１、５２によってデカルト座標（Ｉ３、Ｑ３）、（Ｉ２、Ｑ２）から極座標（Ｒ３、θ３′）、（Ｒ２、θ２）に変換した後、角度補正部５４にてθ３′をθ３に補正して、誤差演算器５３にて両者の振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθを求める。
ΔＲ＝Ｒ３−Ｒ２
Δθ＝θ３−θ２
ここで得られた振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθは歪み補正部Ｄに供給される。
【００２４】
この歪み補正部Ｄは、歪み検出部Ｆからの振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθをそれぞれ積分器６１で区間積分し、その積分結果を歪み補償量としてＲＡＭテーブル６２に登録しておく。一方、入力復調部Ａからのデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１をピタゴラス変換器６３によりデカルト座標（Ｉ１、Ｑ１）から極座標（Ｒ１、θ１）に変換した後、Ｒ１の値に応じた歪み補償量（ΔＲ、Δθ）をＲＡＭテーブル６２から読み出して、その補償量を歪み補償量加算部６４で加算し、逆ピタゴラス変換器６５で元のデカルト座標（Ｉ１′、Ｑ１′）に戻して出力する。この歪み補正部Ｄから出力されるデジタルベースバンド信号は出力変換部Ｇに供給される。
【００２５】
この出力変換部Ｇは入力デジタルベースバンド信号をＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）７１、７２によって元のビットレートに戻し（オーバーサンプリング）、直交変調（Ｑ−ＭＯＤ）回路７３で直交変調してＩＦ信号とし、デジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）７４でアナログ信号に変換した後、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）７５で局部発振器１３からのローカル信号に基づいてＲＦ信号に変換し、ＲＦ出力端子７６から歪み補償された信号として出力する。
【００２６】
次に、上記歪み補正部Ｄ及び歪み検出部Ｆの具体的な構成を説明する。
【００２７】
図４は歪み補正部Ｄと歪み検出部Ｆの具体的な構成を示すもので、歪み補正部ＤのＲＡＭテーブル６２は、デュアルポートメモリにより現用領域６２１と予備領域６２２を備え、個々に独立して動作するようになされている。現用領域６２１と予備領域６２２は、それぞれ振幅値（Ｒ）用と角度（θ）用を備え、外部から切換信号が与えられることにより、予備領域６２２に書き込まれたデータが現用領域６２１に移される。
【００２８】
予備領域６２２の書き込み及び現用領域６２１の読み出しはアドレスタイミング制御部６２３からのアドレスに従って行われる。すなわち、このアドレスタイミング制御部６２３は、初期設定時に、歪み検出部Ｆから極座標変換された入力側ベースバンド信号の振幅値データＲ３を取り込んで予備領域６２２の書き込みアドレスを発生し、積分器６１からの歪み補償量（ΔＲ、Δθ）をＲ３に対応付けて振幅値（ΔＲ）及び角度（Δθ）別に予備領域６２２に書き込んで、歪み補償量の更新データを生成する。また、運用時に、歪み補正部Ｄのピタゴラス変換器６３から出力されるＲ１データを取り込んで現用領域６２１の読み出しアドレスを発生し、対応する歪み補償量を振幅値（ΔＲ）及び角度（Δθ）別に読み出して、歪み補償量加算部６４に送る。
【００２９】
現用領域６２１と予備領域６２２を切り替えるタイミングとしては、電源投入時またはリセット時から一定期間内に積分器６１に蓄積された歪み補償量を予備領域６２２に書き込み、その後に現用領域６２１に予備領域６２２のデータを移し替えるものとする。
【００３０】
一方、歪み検出部Ｆには、角度補正部５４を備える。この角度補正部５４は、具体的には図５に示すように、ＩＭバランス演算部５４１、ＲＡＭテーブル５４２及び加算器５４３で構成される。ＩＭバランス演算部５４１は、ＩＭ検出部Ｈから供給されるｆ０＋３ＭＨｚのＩＭレベル検出信号Ｌ１とｆ０−３ＭＨｚのＩＭレベル検出信号Ｌ２を入力し、Ｌ１−Ｌ２を演算することで、上端と下端のレベル差と大小関係（ＩＭバランスデータ）を求める。
【００３１】
ＲＡＭテーブル５４２には、予め、ＩＭバランスデータのステップ単位で、ピタゴラス変換器５１から出力される振幅値Ｒ３と、これに対応する傾きの角度補正量（位相値の補正量）との対応関係が格納されており、振幅値Ｒ３が与えられると、ＲＡＭテーブル５４２から対応する角度補正量が出力され、加算器５４３にてピタゴラス変換器５１からの角度θ３′に加算される。この加算器５４３の加算結果が補正角度値θ３として誤差演算器５３に出力される。
【００３２】
上記構成による非線形補償器２では、入力復調部Ａと出力復調部ＢとでＲＦ増幅器３のＲＦ入力及びＲＦ出力のデジタルベースバンド信号を抽出し、両信号の時間差、位相差を遅延検出部Ｅで相関演算により検出して、遅延調整部Ｃにより両信号の同期合わせを行う。また、移相器２３にて両信号の位相合わせを行う。この状態で、歪み検出部Ｆにて入力復調部Ａの出力側の信号を基準に出力復調部Ｂの出力側の信号の振幅誤差及び位相誤差を求め、歪み成分として歪み補正部Ｄに入力する。
【００３３】
歪み補正部Ｄにて、振幅値に対応する補償量を予め登録された補償量の中から順次選び出し、この補償量を入力復調部Ａで得られたデジタルベースバンド信号に加算することで歪み成分を補償し、出力変換部Ｇにて元の信号フォーマットに変換してＲＦ増幅器３へ出力する。これにより、ＲＦ増幅器３の持つ非線形特性と逆の特性を持たせてＲＦ信号をＲＦ増幅器３に入力することができ、そのＲＦ出力の非線形特性による歪み成分を補償することができる。
【００３４】
補償量の更新は、電源投入時またはリセット時に行われ、通常運用時もＲＦ増幅器の非線形特性の変動に追従するように適宜行うため、調整が容易であり、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を適応補償することが可能となる。
【００３５】
さらに、本発明の特徴とする点は、補償対象機器であるＲＦ増幅器３の非線形特性に生じる周波数依存性を適応補償する点にある。以下に、その補償処理について説明する。
【００３６】
日本のデジタルテレビジョン方式であるＩＳＤＢ−Ｔでは、伝送帯域幅が約５．６ＭＨｚに定められている。デジタル放送用の電力増幅器は、広帯域であることが望ましいが、現実的には非線形特性が周波数依存性を持つ。この非線形特性の周波数依存性の概要について、図６を参照して説明する。
【００３７】
図６（ａ）は、伝送帯域におけるＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラム（実線）とＲＦ増幅器３が持つ非線形特性により発生するＩＭ成分（点線）との関係を示し、同図（ｂ）は周波数帯域の下端の振幅−位相特性（Δθ１）と上端の振幅−位相特性（Δθ２）を示している。この図からわかるように、周波数帯域の下端の振幅−位相特性（Δθ１）と上端の振幅−位相特性（Δθ２）で特性に差があるため、単に中心周波数での平均的な振幅−位相特性（図３（ｃ）のΔθ３）を検出して補償を行ったとしても、帯域全体で補償がアンバランスとなり、所望の特性が得られない。
【００３８】
そこで、本実施形態では、ＩＭ検出部Ｈにて、補償状態で下端と上端の各ＩＭフロアレベルＩＭ１（＝Ｌ１）、ＩＭ２（＝Ｌ２）を検出し、歪み検出部Ｆに設けた角度補正部５４にて、中心周波数ｆ０を中心として上下対称となるように振幅−位相特性Δθの傾きを補正する。尚、ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＩＭレベルを測定する場合、中心周波数ｆ０に対して±３ＭＨｚのポイントでレベル検出したとき、いずれも−５０ｄＢ以上得られるようにすることが規定されている。
【００３９】
以上のことから、図５に示した構成の角度補正部５４の場合には、下端及び上端のＩＭ検出レベルＬ１、Ｌ２の差分値をＩＭバランスデータとし、予め、ＩＭバランスデータのステップ単位で、ピタゴラス変換器５１から出力される振幅値Ｒ３と、これに対応する傾きの角度補正量との対応関係が格納されたＲＡＭテーブル５４２を用意しておく。そして、このテーブル５４３から振幅値Ｒ３に対応する角度補正量を求め、この角度補正量をピタゴラス変換器５１からの角度θ３′に加算して補正角度値θ３を得ている。このように、θ３′の角度補正、すなわち基準の位相をずらすことは、検出される振幅−位相特性（Δθ）の傾きを変化させることと等価である。
【００４０】
さらに、上記非線形特性の周波数依存性に対するΔθ特性の傾き補正について詳述する。
【００４１】
前述のように、電力増幅器の非線形特性が周波数依存性を持つ場合、非線形補償器のΔθ特性は信号の平均で作られるため、必ずしも最適な特性になるとは限らない。このとき、Δθ特性の傾きが周波数によって異なっている。そこで、Δθ特性の傾きに補正を加える方法を考えた場合、ＲＦ入力信号（変調器１の出力側の信号）の位相をずらす方法と基準信号（歪み検出部ＦのＲＦ入力側の信号）の位相をずらす方法の２つの方法がある。以下にその２つの方法について説明する。但し、
θi（Ｒ）：ＲＦ−ＩＮ入力信号位相
θp（Ｒ）：ＰＡ−ＩＮ入力信号位相
θo（Ｒ）：ＲＦ−ＯＵＴ出力信号位相
Δθ（Ｒ）：位相補償データ
θoffset（Ｒ）：Δθ傾き補正値
とする。
【００４２】
（１）入力信号位相をずらす方法
Δθ傾き補正なしの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
となる。
【００４３】
一方、Δθ傾き補正ありの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）＋θoffset（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
となる。このことから、入力信号位相をずらす場合にΔθ傾き補正を行うには、２倍のΔθ傾き補正値を加算すればよいことがわかる。
【００４４】
（２）基準位相をずらす方法
Δθ傾き補正なしの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
となる。
【００４５】
一方、Δθ傾き補正ありの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）＋θoffset（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
となる。このことから、基準位相をずらす場合にΔθ傾き補正を行うには、１倍のΔθ傾き補正値を加算すればよいことがわかる。
【００４６】
（１）、（２）の説明から明らかなように、基準位相をずらす方法でも、入力信号位相をずらす方法と同様にΔθ傾き補正を行うことができる。但し、回路規模が基準位相をずらす方法の方が少ないため、本実施形態では基準位相（θ３）をずらす方法で行っている。
【００４７】
また、（１）、（２）の方法以外に、予め、ＲＡＭテーブル５４１には、ＩＭバランスデータのステップ単位でＲＦ増幅器３の出力側の信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納しておき、このテーブル５４１からＩＭバランスデータとＲＦ増幅器３の出力側の信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量でＲＦ増幅器３の出力側の信号の位相値を補正するようにしても、同様の効果が得られる。
【００４８】
したがって、上記構成による非線形補償器では、ＲＦ増幅器３が持つ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を自動的に補償することができ、さらに非線形特性に生じる周波数依存性をも適応補償することができる。
【００４９】
尚、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
【００５０】
例えば、上記実施形態では、ＩＭ検出部Ｈに第２直交復調回路２７のＩＱ出力を入力するようにしたが、スケルチ回路２５の出力を入力し、ＩＭ検出部Ｈ側でＩＱ信号に変換し処理するようにしてよい。
【００５１】
また、上記実施形態では、出力復調部Ｂの移相器２３の移相量を調整することによって位相合わせを行うようにしているが、入力復調部Ａのダウンコンバータ１２に供給されるローカル信号の位相を移相器によって調整するようにしても、同様に位相合わせを行うことができる。
【００５２】
さらに、上記実施形態では、変調器１からアナログＲＦ信号を入力する場合について説明したが、変調器１がデジタルベースバンド信号を直接出力する場合には、このデジタルベースバンド信号を入力して、入力復調部Ａの出力に代わって遅延調整部Ｃ及び歪み補正部Ｄに直接供給するようにすれば、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５３】
また、上記実施形態はＯＦＤＭ送信装置に適用した場合であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のアナログ通信系、デジタル通信系の電子回路、例えばＮＴＳＣ方式によるアナログテレビジョン信号の送信装置、ＡＴＳＣ方式によるデジタルテレビジョン信号の送信装置等における非線形特性及び位相回転の補償についても適用可能である。
【００５４】
また、上記実施形態では、歪み補正を極座標（Ｒ，θ）の加算により行うものとしたが、デカルト座標（Ｉ，Ｑ）での乗算により行うことも可能である。
【００５５】
さらに、上記実施形態では、全てループ構成とすることにより自動調整、自動制御で非線形特性や位相回転を適応補償するようにしているが、それぞれの検出部の検出結果を適宜表示し、この表示内容を見ながら手動で調整、補正を行うようにしてもよいことは勿論である。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、調整が容易で、かつ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転と共に、補償対象機器の非線形特性に生じる周波数依存性を適応補償することのできる非線形補償器とその方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明が適用されるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図。
【図２】 本発明の実施形態として、図１のＲＦ増幅器の非線形特性を補償する非線形補償器の構成を示すブロック図。
【図３】 図２に示す実施形態のＩＭ検出部の具体的な構成を示すブロック図。
【図４】 図２に示す実施形態の歪み補正部と歪み検出部の具体的な構成を示すブロック図。
【図５】 図２及び図４に示す実施形態における角度補正部の具体的な構成を示すブロック図。
【図６】 図２に示す実施形態における非線形特性の周波数依存性の概要を説明するための図。
【符号の説明】
１…変調器
２…非線形補償器
３…ＲＦ増幅器
４…分配器
Ａ…入力復調部
Ｂ…出力復調部
Ｃ…遅延制御部
Ｄ…歪み補正部
Ｅ…遅延検出部
Ｆ…歪み検出部
Ｇ…出力変換部
Ｈ…ＩＭ検出部
１１…アナログＲＦ入力端子
１２…第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）
１３…局部発振器
１４…ＡＧＣ回路
１５…スケルチ回路（ＳＱ）
１６…第１アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ１）
１７…第１直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ１）
１８、１９…ＦＩＲフィルタ
２１…アナログＰＡ入力端子
２２…第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）
２３…移相器
２４…ＡＧＣ回路
２５…スケルチ回路（ＳＱ）
２６…第２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ２）
２７…第２直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ２）
２８、２９…ＦＩＲフィルタ
３０…局部発振器
３１、３２…ＲＡＭ遅延器
４１…複素乗算器
４２…ＲＥＡＬ積分器
４３…ＩＭＡＧ積分器
４４…ピタゴラス変換器
４５…自己相関ピーク検出器
４６…遅延／角度検出器
４７…遅延制御器
４８…位相制御器
４９…キャリア同期回路
４９１…微分器
４９２…ループフィルタ
４９３…加算器
４９４…ループフィルタ
５１、５２…ピタゴラス変換器
５３…誤差演算器
５４…角度補正部
５４１…ＩＭバランス演算部
５４２…ＲＡＭテーブル
５４３…加算器
６１…積分器
６２…ＲＡＭテーブル
６２１…現用領域
６２２…予備領域
６２３…アドレスタイミング制御部
６３…ピタゴラス変換器
６４…歪み加算部
６５…逆ピタゴラス変換器
７１、７２…ＦＩＲフィルタ
７３…直交変調回路（Ｑ−ＭＯＤ）
７４…デジタル・アナログコンバータ（ＡＤＣ）
７５…アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）
７６…ＲＦ出力端子
７７…局部発振器
８１，８２…ＩＭ検出回路
８１１，８２１…周波数シフト回路
８１２，８２２…第１ローパスフィルタ
８１３，８２３…検波回路
８１４，８２４…第２ローパスフィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば中波、短波、地上波・衛星・ケーブルテレビ等の伝送装置に用いられ、例えば送信装置の増幅器で生じる非線形特性を補償する非線形補償器及びその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、アナログ方式のテレビジョン放送では、増幅器で生じる非線形特性と逆の特性を持たせた前置補償器で非線形補償を行っている。特に、増幅器の動作温度等により増幅器の非線形特性が変化するので、増幅器の動作条件によって補償特性を切り替えて対応している。
【０００３】
ところで、アナログ方式のテレビジョン放送の場合、信号ピーク値は同期尖頭値で規定されるため、ほとんど一定である。また、クリップ値近傍は同期であるため、クリップレベル近傍で発生する位相ひずみを考慮する必要はなく、同期長が同じになるよう同期振幅のみ補正すればよい。また、ピークファクタ（ピーク値／平均値）が比較的小さいため、低レベル信号領域の線形性もそれほど要求されてはいない。
【０００４】
一方、次世代のデジタル方式によるテレビジョン放送にあっては、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の採用が決定され、その実用化に向けて種々の開発がなされている。ここにおいて、ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ信号の性質上、ピークファクタがアナログ方式に比較して極めて大きいため、低レベルから高レベルまでの線形性が要求される。また、各キャリアの位相が情報伝達のポイントとなるため、位相回転のわずかな乱れも特性劣化につながる。しかも、増幅器で生じる非線形特性には周波数依存性があるため、伝送帯域内で相互変調積（Inter Modulation：以下、ＩＭと記す）のフロアレベルにアンバランスが生じる。このため、非線形特性、位相回転、周波数依存性について正確な補償が求められる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、ＯＦＤＭ方式をはじめとしたデジタル信号伝送にあっては、非線形特性の正確な補償が求められるが、従来のアナログ方式ではそのようなニーズがなかったため、その開発が求められている。
【０００６】
本発明は、上記の事情を考慮してなされたもので、調整が容易で、かつ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転と共に、補償対象機器の非線形特性に生じる周波数依存性を適応補償することのできる非線形補償装置及びその方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係る非線形補償器及びその方法は、以下のような特徴的構成を有する。
【０００８】
（１）伝送信号を扱う被補償電子装置の前段に配置され、前記伝送信号を被補償信号として入力して前記被補償電子装置の非線形特性を補償して前記被補償電子装置に送出する非線形補償器において、前記被補償信号及び前記被補償電子装置の出力信号を取り込み、適宜復調処理して同じ信号形式に合わせた後、両信号間の相関をとることで両信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相合わせを行う信号処理部と、この信号処理部により同期及び位相が合わせられた被補償信号及び被補償電子装置の出力信号から、被補償信号を基準信号として出力信号の振幅誤差及び位相誤差を検出し、検出結果を歪み成分として検出する歪み検出部と、この歪み検出部で検出された歪み成分に基づいて前記被補償電子装置の非線形歪み補償量を生成し、この歪み補償量で前記被補償信号を補償する歪み補正部と、前記被補償電子装置の出力信号におけるＩＭ（相互変調積）レベルが許容レベルでかつ伝送帯域の上端と下端で等しくなるように、前記歪み補正部の歪み補償量を補正して、前記被補償電子装置が持つ非線形特性の周波数依存性を補償するＩＭレベル補正手段とを具備することを特徴とする。
【０００９】
（２）（１）の構成において、前記ＩＭレベル補正手段は、前記信号処理部で取り込まれた被補償電子装置の出力信号またはその復調処理信号から伝送帯域の上端と下端のＩＭレベルを検出するＩＭレベル検出手段と、このＩＭレベル検出手段で検出された上端及び下端のＩＭレベルの差をＩＭバランスデータとして求めるＩＭバランス演算部と、このＩＭバランス演算部で得られたＩＭバランスデータに基づいて前記歪み検出部の歪み検出結果を補正する歪み検出量補正部とを備えることを特徴とする。
【００１０】
（３）（２）の構成において、前記歪み補償量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記被補償信号の位相値を補正することを特徴とする。
【００１１】
（４）（２）の構成において、前記歪み補償量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償電子装置の出力信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償電子装置の出力信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記被補償電子装置の出力信号の位相値を補正することを特徴とする。
【００１２】
（５）（２）の構成において、前記歪み補償量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記歪み検出部で用いる基準信号の位相値を補正することを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１４】
図１は本発明が適用されるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すもので、変調器１でＲＦのＯＦＤＭ信号を出力し、本発明に係る非線形補償器２を介して、ＲＦ増幅器３にて電力増幅し、送信信号として出力する。ＲＦ増幅器３の出力は分配器（方向性結合器）４により一部分配されて非線形補償器２に供給される。この非線形補償器２は、ＲＦ増幅器３の入力信号及び出力信号に基づいて、その非線形特性を補償するものである。
【００１５】
図２は上記非線形補償器２の構成を示すものである。図２において、アナログＲＦ入力端子１１には、上記変調器１からのＲＦ信号（被補償信号）が供給される。この端子１１に供給されたＲＦ信号は、第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）１２により局部発振器１３からのローカル信号に基づいてＩＦ信号に変換され、ＡＧＣ（自動利得制御）回路１４によって所定の振幅レベルに安定化される。このＡＧＣ回路１４の出力は、スケルチ（ＳＱ）回路１５により信号の有無が判別され、第１アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ１）１６によりデジタルＩＦ信号に変換された後、第１直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ１）１７で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１となる。ここで得られたＩ１、Ｑ１信号は、必要に応じてＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）１８、１９によりダウンサンプリングされる。以上により、入力復調部Ａが構成される。
【００１６】
一方、アナログＰＡ入力端子２１には、ＲＦ増幅器３から出力されるＲＦ信号が供給される。この端子２１に供給されたＲＦ信号は、第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）２２により移相器２３で位相調整されたローカル信号に基づいてＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号は、スケルチ（ＳＱ）回路２５により信号の有無の判別処理を受け、第２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ２）２６によりデジタルＩＦ信号に変換された後、第２直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ２）２７で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２となる。ここで得られたＩ２、Ｑ２信号は、必要に応じてＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）２８、２９によりダウンサンプリングされる。以上により、出力復調部Ｂが形成される。
【００１７】
ここで、上記第２直交復調回路２７のＩＱ出力はＩＭ検出部Ｈに供給される。このＩＭ検出部Ｈは、具体的には図３に示すように構成される。図３において、直交復調回路２７からの信号Ｉ１，Ｑ１は第１及び第２のＩＭレベル検出回路８１、８２に供給される。第１のＩＭレベル検出回路８１において、入力ＩＱ信号は周波数シフト回路８１１によりベースバンド信号の中心周波数ｆ０から＋３ＭＨｚ分周波数シフトされ、そのうち例えばＩ信号のみ（Ｑ信号のみ、またはＩＱ信号の両成分を用いても同様の効果が得られる）が第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１２によりｆ０＋３ＭＨｚの周波数成分が抽出される。この抽出信号は検波回路８１３により全波整流されて直流信号となり、さらに第２ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１４により振幅平均信号となる。この信号はｆ０＋３ＭＨｚ（ＯＦＤＭ信号伝送帯域の上端）のＩＭレベル値Ｌ１として出力される。第２のＩＭレベル検出回路８２は、第１のＩＭレベル検出回路８１と同一回路構成であり、ｆ０−３ＭＨｚ（ＯＦＤＭ信号伝送帯域の下端）のＩＭレベル値Ｌ２を検出出力する。このようにして得られたｆ０±３ＭＨｚのＩＭレベル検出信号Ｌ１、Ｌ２は後述の歪み検出部Ｆに供給される。
【００１８】
上記入力復調部Ａから出力されるデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１は、遅延調整部Ｃ及び歪み補正部Ｄに供給される。ここで、上記遅延調整部Ｃは、入力復調部Ａからのデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１をそれぞれ所定時間遅延するＲＡＭ遅延器３１、３２を備える。ＲＡＭ遅延器３１、３２で遅延されたデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３は、上記出力復調部Ｂから出力されるデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２と共に、遅延検出部Ｅ及び歪み検出部Ｆに供給される。
【００１９】
上記遅延検出部Ｅにおいて、遅延調整部Ｃからのベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と出力復調部Ｂからのベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２は複素乗算器４１に供給される。この複素乗算器４１は、両入力信号を複素乗算することで、両者の複素相関をとってＲＥＡＬ（実部）信号とＩＭＡＧ（虚部）信号を求めるものである。ここで得られたＲＥＡＬ信号及びＩＭＡＧ信号は、それぞれＲＥＡＬ積分器４２及びＩＭＡＧ積分器４３に供給される。
【００２０】
これらの積分器４２、４３は、例えば累積値／累積時間を求める区間積分を行うことでノイズ等の影響を除去するものである。積分器４２、４３の出力はピタゴラス変換器４４に供給され、デカルト座標から極座標に変換される。ピタゴラス変換器４４の出力うち、振幅値は相関ピーク検出器４５に供給される。この相関ピーク検出器４５は、２つの入力信号の相関出力におけるピーク位置を求めるものである。この相関ピーク検出器４５で検出されたピーク位置情報はピタゴラス変換器４４から出力される角度値（位相値）と共に遅延／角度検出器４６に供給される。
【００２１】
この遅延／角度検出器４６は、ピークの位置情報から増幅器入力側（変調器出力側）のデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と増幅器出力側のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２との時間差及び位相差（角度）を求めるもので、ここで得られた時間差は遅延制御器４７に供給され、位相差は位相制御器４８に供給される。遅延制御器４７は、与えられた時間差に応じて遅延調整部ＣのＲＡＭ遅延器３１、３２の遅延量を設定して粗同期を行い、さらに出力復調部ＢのＦＩＲフィルタ２８、２９の係数値を制御して精密同期させるものである。これにより増幅器入力側のデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と増幅器出力側のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２との同期がとられる。また、位相制御器４８は、与えられた位相差に応じて、出力復調部Ｂの移相器２３の移相量を調整する。これにより増幅器入力側と増幅器出力側の位相合わせがなされる。
【００２２】
尚、上記遅延制御器４７及び位相制御器４８は、いずれもデジタルベースバンド信号に信号成分が含まれていない場合には時間差及び位相差が得られないため、制御不能となり、誤動作するおそれがある。そこで、入力復調部Ａ及び出力復調部Ｂに設けられたスケルチ回路１５、２５の出力から信号成分の有無を判別し、信号成分があるときのみ制御を行うものとする。
【００２３】
上記歪み検出部Ｆは、遅延調整部Ｃからのデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と出力復調部Ｂからのデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２をそれぞれピタゴラス変換器５１、５２によってデカルト座標（Ｉ３、Ｑ３）、（Ｉ２、Ｑ２）から極座標（Ｒ３、θ３′）、（Ｒ２、θ２）に変換した後、角度補正部５４にてθ３′をθ３に補正して、誤差演算器５３にて両者の振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθを求める。
ΔＲ＝Ｒ３−Ｒ２
Δθ＝θ３−θ２
ここで得られた振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθは歪み補正部Ｄに供給される。
【００２４】
この歪み補正部Ｄは、歪み検出部Ｆからの振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθをそれぞれ積分器６１で区間積分し、その積分結果を歪み補償量としてＲＡＭテーブル６２に登録しておく。一方、入力復調部Ａからのデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１をピタゴラス変換器６３によりデカルト座標（Ｉ１、Ｑ１）から極座標（Ｒ１、θ１）に変換した後、Ｒ１の値に応じた歪み補償量（ΔＲ、Δθ）をＲＡＭテーブル６２から読み出して、その補償量を歪み補償量加算部６４で加算し、逆ピタゴラス変換器６５で元のデカルト座標（Ｉ１′、Ｑ１′）に戻して出力する。この歪み補正部Ｄから出力されるデジタルベースバンド信号は出力変換部Ｇに供給される。
【００２５】
この出力変換部Ｇは入力デジタルベースバンド信号をＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）７１、７２によって元のビットレートに戻し（オーバーサンプリング）、直交変調（Ｑ−ＭＯＤ）回路７３で直交変調してＩＦ信号とし、デジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）７４でアナログ信号に変換した後、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）７５で局部発振器１３からのローカル信号に基づいてＲＦ信号に変換し、ＲＦ出力端子７６から歪み補償された信号として出力する。
【００２６】
次に、上記歪み補正部Ｄ及び歪み検出部Ｆの具体的な構成を説明する。
【００２７】
図４は歪み補正部Ｄと歪み検出部Ｆの具体的な構成を示すもので、歪み補正部ＤのＲＡＭテーブル６２は、デュアルポートメモリにより現用領域６２１と予備領域６２２を備え、個々に独立して動作するようになされている。現用領域６２１と予備領域６２２は、それぞれ振幅値（Ｒ）用と角度（θ）用を備え、外部から切換信号が与えられることにより、予備領域６２２に書き込まれたデータが現用領域６２１に移される。
【００２８】
予備領域６２２の書き込み及び現用領域６２１の読み出しはアドレスタイミング制御部６２３からのアドレスに従って行われる。すなわち、このアドレスタイミング制御部６２３は、初期設定時に、歪み検出部Ｆから極座標変換された入力側ベースバンド信号の振幅値データＲ３を取り込んで予備領域６２２の書き込みアドレスを発生し、積分器６１からの歪み補償量（ΔＲ、Δθ）をＲ３に対応付けて振幅値（ΔＲ）及び角度（Δθ）別に予備領域６２２に書き込んで、歪み補償量の更新データを生成する。また、運用時に、歪み補正部Ｄのピタゴラス変換器６３から出力されるＲ１データを取り込んで現用領域６２１の読み出しアドレスを発生し、対応する歪み補償量を振幅値（ΔＲ）及び角度（Δθ）別に読み出して、歪み補償量加算部６４に送る。
【００２９】
現用領域６２１と予備領域６２２を切り替えるタイミングとしては、電源投入時またはリセット時から一定期間内に積分器６１に蓄積された歪み補償量を予備領域６２２に書き込み、その後に現用領域６２１に予備領域６２２のデータを移し替えるものとする。
【００３０】
一方、歪み検出部Ｆには、角度補正部５４を備える。この角度補正部５４は、具体的には図５に示すように、ＩＭバランス演算部５４１、ＲＡＭテーブル５４２及び加算器５４３で構成される。ＩＭバランス演算部５４１は、ＩＭ検出部Ｈから供給されるｆ０＋３ＭＨｚのＩＭレベル検出信号Ｌ１とｆ０−３ＭＨｚのＩＭレベル検出信号Ｌ２を入力し、Ｌ１−Ｌ２を演算することで、上端と下端のレベル差と大小関係（ＩＭバランスデータ）を求める。
【００３１】
ＲＡＭテーブル５４２には、予め、ＩＭバランスデータのステップ単位で、ピタゴラス変換器５１から出力される振幅値Ｒ３と、これに対応する傾きの角度補正量（位相値の補正量）との対応関係が格納されており、振幅値Ｒ３が与えられると、ＲＡＭテーブル５４２から対応する角度補正量が出力され、加算器５４３にてピタゴラス変換器５１からの角度θ３′に加算される。この加算器５４３の加算結果が補正角度値θ３として誤差演算器５３に出力される。
【００３２】
上記構成による非線形補償器２では、入力復調部Ａと出力復調部ＢとでＲＦ増幅器３のＲＦ入力及びＲＦ出力のデジタルベースバンド信号を抽出し、両信号の時間差、位相差を遅延検出部Ｅで相関演算により検出して、遅延調整部Ｃにより両信号の同期合わせを行う。また、移相器２３にて両信号の位相合わせを行う。この状態で、歪み検出部Ｆにて入力復調部Ａの出力側の信号を基準に出力復調部Ｂの出力側の信号の振幅誤差及び位相誤差を求め、歪み成分として歪み補正部Ｄに入力する。
【００３３】
歪み補正部Ｄにて、振幅値に対応する補償量を予め登録された補償量の中から順次選び出し、この補償量を入力復調部Ａで得られたデジタルベースバンド信号に加算することで歪み成分を補償し、出力変換部Ｇにて元の信号フォーマットに変換してＲＦ増幅器３へ出力する。これにより、ＲＦ増幅器３の持つ非線形特性と逆の特性を持たせてＲＦ信号をＲＦ増幅器３に入力することができ、そのＲＦ出力の非線形特性による歪み成分を補償することができる。
【００３４】
補償量の更新は、電源投入時またはリセット時に行われ、通常運用時もＲＦ増幅器の非線形特性の変動に追従するように適宜行うため、調整が容易であり、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を適応補償することが可能となる。
【００３５】
さらに、本発明の特徴とする点は、補償対象機器であるＲＦ増幅器３の非線形特性に生じる周波数依存性を適応補償する点にある。以下に、その補償処理について説明する。
【００３６】
日本のデジタルテレビジョン方式であるＩＳＤＢ−Ｔでは、伝送帯域幅が約５．６ＭＨｚに定められている。デジタル放送用の電力増幅器は、広帯域であることが望ましいが、現実的には非線形特性が周波数依存性を持つ。この非線形特性の周波数依存性の概要について、図６を参照して説明する。
【００３７】
図６（ａ）は、伝送帯域におけるＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラム（実線）とＲＦ増幅器３が持つ非線形特性により発生するＩＭ成分（点線）との関係を示し、同図（ｂ）は周波数帯域の下端の振幅−位相特性（Δθ１）と上端の振幅−位相特性（Δθ２）を示している。この図からわかるように、周波数帯域の下端の振幅−位相特性（Δθ１）と上端の振幅−位相特性（Δθ２）で特性に差があるため、単に中心周波数での平均的な振幅−位相特性（図３（ｃ）のΔθ３）を検出して補償を行ったとしても、帯域全体で補償がアンバランスとなり、所望の特性が得られない。
【００３８】
そこで、本実施形態では、ＩＭ検出部Ｈにて、補償状態で下端と上端の各ＩＭフロアレベルＩＭ１（＝Ｌ１）、ＩＭ２（＝Ｌ２）を検出し、歪み検出部Ｆに設けた角度補正部５４にて、中心周波数ｆ０を中心として上下対称となるように振幅−位相特性Δθの傾きを補正する。尚、ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＩＭレベルを測定する場合、中心周波数ｆ０に対して±３ＭＨｚのポイントでレベル検出したとき、いずれも−５０ｄＢ以上得られるようにすることが規定されている。
【００３９】
以上のことから、図５に示した構成の角度補正部５４の場合には、下端及び上端のＩＭ検出レベルＬ１、Ｌ２の差分値をＩＭバランスデータとし、予め、ＩＭバランスデータのステップ単位で、ピタゴラス変換器５１から出力される振幅値Ｒ３と、これに対応する傾きの角度補正量との対応関係が格納されたＲＡＭテーブル５４２を用意しておく。そして、このテーブル５４３から振幅値Ｒ３に対応する角度補正量を求め、この角度補正量をピタゴラス変換器５１からの角度θ３′に加算して補正角度値θ３を得ている。このように、θ３′の角度補正、すなわち基準の位相をずらすことは、検出される振幅−位相特性（Δθ）の傾きを変化させることと等価である。
【００４０】
さらに、上記非線形特性の周波数依存性に対するΔθ特性の傾き補正について詳述する。
【００４１】
前述のように、電力増幅器の非線形特性が周波数依存性を持つ場合、非線形補償器のΔθ特性は信号の平均で作られるため、必ずしも最適な特性になるとは限らない。このとき、Δθ特性の傾きが周波数によって異なっている。そこで、Δθ特性の傾きに補正を加える方法を考えた場合、ＲＦ入力信号（変調器１の出力側の信号）の位相をずらす方法と基準信号（歪み検出部ＦのＲＦ入力側の信号）の位相をずらす方法の２つの方法がある。以下にその２つの方法について説明する。但し、
θi（Ｒ）：ＲＦ−ＩＮ入力信号位相
θp（Ｒ）：ＰＡ−ＩＮ入力信号位相
θo（Ｒ）：ＲＦ−ＯＵＴ出力信号位相
Δθ（Ｒ）：位相補償データ
θoffset（Ｒ）：Δθ傾き補正値
とする。
【００４２】
（１）入力信号位相をずらす方法
Δθ傾き補正なしの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
【００４３】
一方、Δθ傾き補正ありの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）＋θoffset（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
【００４４】
（２）基準位相をずらす方法
Δθ傾き補正なしの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
【００４５】
一方、Δθ傾き補正ありの状態にて、位相補償データΔθは、
Δθ（Ｒ）＝θi（Ｒ）＋θoffset（Ｒ）−θp（Ｒ）
となり、出力信号位相θoは、
【００４６】
（１）、（２）の説明から明らかなように、基準位相をずらす方法でも、入力信号位相をずらす方法と同様にΔθ傾き補正を行うことができる。但し、回路規模が基準位相をずらす方法の方が少ないため、本実施形態では基準位相（θ３）をずらす方法で行っている。
【００４７】
また、（１）、（２）の方法以外に、予め、ＲＡＭテーブル５４１には、ＩＭバランスデータのステップ単位でＲＦ増幅器３の出力側の信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納しておき、このテーブル５４１からＩＭバランスデータとＲＦ増幅器３の出力側の信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量でＲＦ増幅器３の出力側の信号の位相値を補正するようにしても、同様の効果が得られる。
【００４８】
したがって、上記構成による非線形補償器では、ＲＦ増幅器３が持つ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を自動的に補償することができ、さらに非線形特性に生じる周波数依存性をも適応補償することができる。
【００４９】
尚、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
【００５０】
例えば、上記実施形態では、ＩＭ検出部Ｈに第２直交復調回路２７のＩＱ出力を入力するようにしたが、スケルチ回路２５の出力を入力し、ＩＭ検出部Ｈ側でＩＱ信号に変換し処理するようにしてよい。
【００５１】
また、上記実施形態では、出力復調部Ｂの移相器２３の移相量を調整することによって位相合わせを行うようにしているが、入力復調部Ａのダウンコンバータ１２に供給されるローカル信号の位相を移相器によって調整するようにしても、同様に位相合わせを行うことができる。
【００５２】
さらに、上記実施形態では、変調器１からアナログＲＦ信号を入力する場合について説明したが、変調器１がデジタルベースバンド信号を直接出力する場合には、このデジタルベースバンド信号を入力して、入力復調部Ａの出力に代わって遅延調整部Ｃ及び歪み補正部Ｄに直接供給するようにすれば、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５３】
また、上記実施形態はＯＦＤＭ送信装置に適用した場合であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のアナログ通信系、デジタル通信系の電子回路、例えばＮＴＳＣ方式によるアナログテレビジョン信号の送信装置、ＡＴＳＣ方式によるデジタルテレビジョン信号の送信装置等における非線形特性及び位相回転の補償についても適用可能である。
【００５４】
また、上記実施形態では、歪み補正を極座標（Ｒ，θ）の加算により行うものとしたが、デカルト座標（Ｉ，Ｑ）での乗算により行うことも可能である。
【００５５】
さらに、上記実施形態では、全てループ構成とすることにより自動調整、自動制御で非線形特性や位相回転を適応補償するようにしているが、それぞれの検出部の検出結果を適宜表示し、この表示内容を見ながら手動で調整、補正を行うようにしてもよいことは勿論である。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、調整が容易で、かつ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転と共に、補償対象機器の非線形特性に生じる周波数依存性を適応補償することのできる非線形補償器とその方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明が適用されるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図。
【図２】 本発明の実施形態として、図１のＲＦ増幅器の非線形特性を補償する非線形補償器の構成を示すブロック図。
【図３】 図２に示す実施形態のＩＭ検出部の具体的な構成を示すブロック図。
【図４】 図２に示す実施形態の歪み補正部と歪み検出部の具体的な構成を示すブロック図。
【図５】 図２及び図４に示す実施形態における角度補正部の具体的な構成を示すブロック図。
【図６】 図２に示す実施形態における非線形特性の周波数依存性の概要を説明するための図。
【符号の説明】
１…変調器
２…非線形補償器
３…ＲＦ増幅器
４…分配器
Ａ…入力復調部
Ｂ…出力復調部
Ｃ…遅延制御部
Ｄ…歪み補正部
Ｅ…遅延検出部
Ｆ…歪み検出部
Ｇ…出力変換部
Ｈ…ＩＭ検出部
１１…アナログＲＦ入力端子
１２…第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）
１３…局部発振器
１４…ＡＧＣ回路
１５…スケルチ回路（ＳＱ）
１６…第１アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ１）
１７…第１直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ１）
１８、１９…ＦＩＲフィルタ
２１…アナログＰＡ入力端子
２２…第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）
２３…移相器
２４…ＡＧＣ回路
２５…スケルチ回路（ＳＱ）
２６…第２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ２）
２７…第２直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ２）
２８、２９…ＦＩＲフィルタ
３０…局部発振器
３１、３２…ＲＡＭ遅延器
４１…複素乗算器
４２…ＲＥＡＬ積分器
４３…ＩＭＡＧ積分器
４４…ピタゴラス変換器
４５…自己相関ピーク検出器
４６…遅延／角度検出器
４７…遅延制御器
４８…位相制御器
４９…キャリア同期回路
４９１…微分器
４９２…ループフィルタ
４９３…加算器
４９４…ループフィルタ
５１、５２…ピタゴラス変換器
５３…誤差演算器
５４…角度補正部
５４１…ＩＭバランス演算部
５４２…ＲＡＭテーブル
５４３…加算器
６１…積分器
６２…ＲＡＭテーブル
６２１…現用領域
６２２…予備領域
６２３…アドレスタイミング制御部
６３…ピタゴラス変換器
６４…歪み加算部
６５…逆ピタゴラス変換器
７１、７２…ＦＩＲフィルタ
７３…直交変調回路（Ｑ−ＭＯＤ）
７４…デジタル・アナログコンバータ（ＡＤＣ）
７５…アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）
７６…ＲＦ出力端子
７７…局部発振器
８１，８２…ＩＭ検出回路
８１１，８２１…周波数シフト回路
８１２，８２２…第１ローパスフィルタ
８１３，８２３…検波回路
８１４，８２４…第２ローパスフィルタ
Claims (5)
- 伝送信号を扱う被補償電子装置の前段に配置され、前記伝送信号を被補償信号として入力して前記被補償電子装置の非線形特性を補償して前記被補償電子装置に送出する非線形補償器において、
前記被補償信号及び前記被補償電子装置の出力信号を取り込み、適宜復調処理して同じ信号形式に合わせた後、両信号間の相関をとることで両信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相合わせを行う信号処理部と、
この信号処理部により同期及び位相が合わせられた被補償信号及び被補償電子装置の出力信号から、被補償信号を基準信号として出力信号の振幅誤差及び位相誤差を検出し、検出結果を歪み成分として検出する歪み検出部と、
この歪み検出部で検出された歪み成分に基づいて前記被補償電子装置の非線形歪み補償量を生成し、この歪み補償量で前記被補償信号を補償する歪み補正部と、
前記信号処理部で取り込まれた被補償電子装置の出力信号またはその復調処理信号から伝送帯域の上端と下端のＩＭレベルを検出するＩＭレベル検出手段と、
このＩＭレベル検出手段で検出された上端及び下端のＩＭレベルの差をＩＭバランスデータとして求めるＩＭバランス演算部と、
このＩＭバランス演算部で得られたＩＭバランスデータに基づいて前記歪み検出部の歪み検出結果を補正する歪み検出量補正部と
を具備することを特徴とする非線形補償器。 - 前記歪み検出量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記被補償信号の位相値を補正することを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
- 前記歪み検出量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償電子装置の出力信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償電子装置の出力信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記被補償電子装置の出力信号の位相値を補正することを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
- 前記歪み検出量補正部は、予め、前記ＩＭバランスデータのステップ単位で前記被補償信号の振幅値に対する位相値の補正量を格納したテーブルを備え、このテーブルから前記ＩＭバランスデータと前記被補償信号の振幅値とに対応する位相値の補正量を読み出し、この補正量で前記歪み検出部で用いる基準信号の位相値を補正することを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
- 伝送信号を扱う被補償電子装置の前段に配置され、前記伝送信号を被補償信号として入力して前記被補償電子装置の非線形特性を補償して前記被補償電子装置に送出する非線形補償器に適用され、
前記被補償信号及び前記被補償電子装置の出力信号を取り込み、適宜復調処理して同じ信号形式に合わせた後、両信号間の相関をとることで両信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相合わせを行う信号処理ステップと、
この信号処理ステップにより同期及び位相が合わせられた被補償信号及び被補償電子装置の出力信号から、被補償信号を基準信号として出力信号の振幅誤差及び位相誤差を検出し、検出結果を歪み成分として検出する歪み検出ステップと、
この歪み検出ステップで検出された歪み成分に基づいて前記被補償電子装置の非線形歪み補償量を生成し、この歪み補償量で前記被補償信号を補償する歪み補正ステップと、
前記信号処理ステップで取り込まれた被補償電子装置の出力信号またはその復調処理信号から伝送帯域の上端と下端のＩＭレベルを検出するＩＭレベル検出ステップと、
このＩＭレベル検出ステップで検出された上端及び下端のＩＭレベルの差をＩＭバラン スデータとして求めるＩＭバランス演算ステップと、
このＩＭバランス演算ステップで得られたＩＭバランスデータに基づいて前記歪み検出ステップの歪み検出結果を補正する歪み検出量補正ステップと
を具備することを特徴とする非線形補償方法。
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