JP3860795B2 - ローレベルとハイレベルとの間の振幅の交互変化によって（ａｓｋ）変調される電圧を復調するための回路配置 - Google Patents

Description

本発明は、特許請求項１に従った、ローレベルとハイレベルとの間の振幅の交互変化によって（ＡＳＫ）変調される電圧を復調するための回路配置に関する。

「非接触（ｃｏｎｔａｃｔｌｅｓｓ）タグ」のような非接触チップカードなどの利用時に、多くの場合、「ＡＳＫ変調」が利用される。このことは、デジタル形式で利用可能なデータの利用時に、第１のレベルと第２のレベルとの間を交互に変化し、それによって、高周波数信号を変調する高周波数信号を意味することが、理解される。

デジタルデータに対する「はい」および「いいえ」または「１」および「０」または「ハイ」および「ロー」の間に差異が引かれるの同じ方法で、高振幅と低振幅との間に、差異が引かれる。この文脈では、２つの変調タイプＡＳＫ１００およびＡＳＫ１０が、現在のところ標準である。ここで、ＡＳＫ１００は、１００％のレベル差を表わし、ＡＳＫ１０は、１０％のレベル差を表わす。他の差も可能であるが、以下に記述される本発明は、これら２つの従来の変調タイプに制限されない。

ＡＳＫ変調に関する問題は、伝送される信号の振幅が一定でありながら、こうした方法で変調される信号が送信側と受信側との間の距離において変化することは、結果として、距離が変化するときに、受信側において受信される振幅が変化することであるとみなされ得る。送信側と受信側との間に介在する空間に差異が生じる場合、同じことが適用される。

事態がより悪くなると、常に「ゼロ」へ戻る信号を利用するとき、すなわち、２つの２進「１」とこのようにはならない信号との間で信号が「ゼロ」へ戻るとき、異なる長さの「０」および「１」シーケンスが、変調され、伝達される。

従って、本発明は、可能な限り小さな複雑性を有するＡＳＫ変調オペレーションの間の２つの状態の間のレベル変化を、確実に識別する復調器回路を提供するという目的に基づく。

本発明は、特許請求項１に明記される計測手段によって、この目的を達成する。明記される回路は、２つの充電電圧を比較するときに、変調レベルにおける変化を識別することが、非常に簡単な問題になるという利点を有する。

本発明は、図を参照して、以下により詳細に説明される。

図１に示される第１の本発明の例示的な実施形態の場合では、高周波数入力電圧ＵＨＦが、復調回路の入力に印加される。この入力は、２つの入力接続ＬＡ、および、ＬＢによって示される。図２は、経時の高周波数入力電圧の振幅電圧に対する包絡線を示す。図示されるように、「ｈｉｇｈ」によって示される高振幅レベルと、「ｌｏｗ」によって示される低振幅レベルとの間を、交互に変化する。従って、この整流される高周波数入力電圧ＵＨＦは、ノードＹ上に整流された形式で存在する。ノードＹは、並行にノードＹに接続された２つの充電回路を有する。２つの充電回路は、整流された高周波数電圧によって充電される。

第１の充電回路は、再度電圧ノードＶ１から並行に接続される、キャパシタＣ１と、電流ソースｉ１とを含む。対応するように、第２の充電回路は、電圧ノードＶ２から並行に接続される、キャパシタＣ２と、電流ソースｉ２とを含む。第２の充電回路は、充電スイッチＳ１を介して、ノードＹへ接続される。このスイッチＳ１は、高周波数ＡＣ電圧ＵＨＦを変調するために利用される低周波数電圧ＵＮＦで作動される。これは、ダイオード（示されない）によって、極めて単純な態様で可能になる。

この回路が作動する方法は、以下に説明される。ノードＹにおける整流される高周波数電圧ＵＨＦが、充電回路の入力ノードＶ１およびＶ２と、スイッチＳ１とにおける電圧よりも高い間に、キャパシタＣ１およびＣ２は、整流された高周波数ＡＣ電圧ＵＨＦの値まで充電される。同時に、キャパシタＣ１およびＣ２は、電流ソースｉ１およびｉ２によって、放電され、２つの充電回路の時定数は、高周波数入力電圧ＵＨＦの周期の半分に対して高くなるように選択され得、その結果、充電回路の２つの入力ノードＶ１およびＶ２は、高周波数ＡＣ電圧のゼロ交差によって引き起こされる実質的な電圧変動（ｈｕｍ）に直面しない。

図２に示されるように、ここで、高周波数入力電圧ＵＨＦの振幅は、時間ｔ１前まで、「ｈｉｇｈ」レベルにあることが意図される。時間ｔ１では、高周波数入力電圧ＵＨＦの振幅は、「ｌｏｗ」レベルに変化する。この変化の結果、スイッチＳ１がオフになり、第２の充電回路と、従って、入力ノードＶ２とは、残りの回路から分断される。第１および第２の充電回路の時定数が異なるように選択される場合、２つのキャパシタＣ１およびＣ２は、異なるように放電する。このことは、一例として、２つのキャパシタＣ１およびＣ２が、同じサイズであるのに対して、電流ソースｉ１およびｉ２は、異なる強さを有するという長所によって、可能になる。結果として生じる放電の挙動は、図３に示される。

図３から理解され得るように、ノードＶ２における電圧は、ノードＶ１における電圧よりも、十分に鋭く落ち込む。図１から理解され得るように、電圧Ｖ１は、再度、分圧器Ｘ％によって、Ｖ１’の電圧まで変換される。図３から理解されるように、このことにより、放電曲線Ｖ２およびＶ１’は、交差させられる。ここで、交点Ｓか、「ｈｉｇｈ」レベルから「ｌｏｗ」レベルまでの通過（ｐａｓｓａｇｅ）を識別するために適切である。エバリュエーション回路（後で説明される）が、そのような交点を検知するために、利用され得る。

図４は、本発明の復号回路の別の形式を示す。この場合、ノードＶ２における電圧を、２つの異なる電圧Ｖ２’およびＶ２”へ変換する２つの分圧器Ｙ％およびＺ％が、最初に参照される。Ｖ２’は、「Ｖ ｓｉｇｌｏｗ」としても参照され、Ｖ２”は、「Ｖ ｓｉｇｈｉｇｈ」としても参照される。

図４に示される回路は、原理的に、図１を参照して記載された回路と厳密に同一である方法で作動する。この場合、第２の充電回路の時定数は、第１の充電回路の時定数よりもはるかに小さい必要がある。すなわち、電流ソースｉ２は、キャパシタＣ１における電流ソースｉ１よりもはるかに速く、キャパシタＣ２を放電する。このことは、図６において、明確に理解され得る。従って、信号Ｖ ｓｉｇｈｉｇｈおよび信号Ｖ ｓｉｌｏｗは、「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」への高周波数入力電圧におけるレベル変化に、完全に正確に従う。図１を参照して、図３において既に記載もされたように、交点Ｓが、信号Ｖ ｒｅｆと、電圧信号Ｖ ｓｉｇｈｉｇｈに対応する信号との間で作られる。

電流ソースｉ２による放電が、電圧ノードＶ２における電圧を、電圧が高周波数入力電圧ＵＨＦ以下になる範囲にまで下げるとすぐに、スイッチＳ１は、再びオンになる。このことは、電流ソースｉ２は、ここでさらに、抵抗Ｒ１を介して、キャパシタＣ１を放電することを意味する。このことは、図６におけるＶ ｒｅｆに対する放電曲線が、時間ｔ２から前方へ、より急な勾配になるという事実から、識別され得る。高周波数電圧ＵＨＦが、ここで、「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」へレベル変化する場合、充電回路におけるキャパシタＣ１およびＣ２は、図８に示されるように再び充電され、交点Ｓ’が、曲線Ｖ ｒｅｆとＶ ｓｉｇｌｏｗとの間で作られる。

ダイオードＤ３は、各場合において、Ｖ１とＶ２との間のこのダイオードＤ３間の電圧降下に対応する電圧差のみが存在することを保証する。つまり、２つのノードポイントにおいて、ＡＳＫ１００のような大きな変調の振れを伴ってでさえ、電圧は並行に伝えられる。ＡＳＫ１００では、高周波数入力電圧の振幅は、「ｌｏｗ」レベルに対して、０ボルトに近くなる。このことは、これらの大きな変調の振れを伴ってでさえ、Ｖ ｓｉｇｈｉｇｈとＶ ｒｅｆとの間の正確な交点を突き止めることが常に可能であることを保証する。

図５は、信号Ｖ ｒｅｆがＶ１’に対応し、Ｖ２’がＶ ｓｉｇｈｉｇｈに対応し、および、Ｖ２”がＶ ｓｉｇｌｏｗに対応する１つの可能なエバリュエーション回路を示す。この文脈では、Ｖ１’は、それぞれ、２つの異なる増幅器の負の入力に印加され、Ｖ ｓｉｇｈｉｇｈおよびＶ ｓｉｇｌｏｗは、それぞれ、正の入力に対して、印加される。異なる増幅器の出力は、続いて、示されるようにＲＳフリップフロップに接続される。ＲＳフリップフロップの出力は、続いて、「ｈｉｇｈ」レベル、または、「ｌｏｗ」レベルに対応する信号を出力する。しかし、他のエバリュエーション回路もまた、考えられ得る。

図７は、従来のＣＭＯＳ技術を利用した回路図における本発明の実装を示す。この場合、入力ＡＣ電圧はまた、入力接続ＬＯおよびＬＤに印加される。この技術では、前述の例示的な実施形態におけるダイオードＤ１からＤ２は、対応するように、トランジスタＮ４、Ｎ５、および、Ｎ１１を利用して形成される。

整流回路に接続されて、搬送周波数を抑制するローパス入力フィルタが存在する。

前述の例示的な実施形態における充電回路と対照的に、ｐ−チャネルトランジスタＰ１およびＰ０を含むフローティング電流ミラー回路が提供される。この電流ミラー回路は、キャパシタＣ１およびＣ２を充電し、キャパシタＣ１およびＣ２に、ｎ−チャネルトランジスタＮ８およびＮ１０を含む電流シンクが接続される。放電電流に対する電流ミラー回路によって配送される充電電流の割合は、キャパシタＣ１およびＣ２の各充電時定数を決定する。抵抗Ｒ４、Ｒ５、および、Ｒ７は、前述の例示的な実施形態に関連して既に説明された分圧器を実現し、分圧器は、ウインドウ回路に提供される信号ｖｒｅｆ＿ｄｅｍ、ｖｓｉｇｈｉｇｈ、および、ｖｓｉｇｌｏｗを配送する。

入力電圧が、Ｖ１またはＶ２の電圧レベル以下に落ちるとすぐに、前述のダイオードＮ２４およびＮ２５は、電圧Ｖ１およびＶ２を分断する。

ダイオードＮ１１は、既に説明されたダイオードＤ３と同一の機能を有する。

先の例示的な実施形態への付け足しとして、高度の変調が、出力信号ｐａｕｓｅｘにおいて識別されるとき、対応する制御信号ｄｅｍｏｄｅｎｘが、ゲートＮＡ６において、供給される。この制御信号は、電流ミラーＰ４と直列に接続された２つの並列電流シンクＮ１およびＮ０を操作する。電流ミラーＰ４は、続いて、電流ミラー回路Ｐ１およびＰ０と並列に接続される。その結果として、キャパシタの放電電流は、倍数に（ｂｙ ａ ｍｕｌｔｉｐｌｅ）増加される。このことは、大きな振れを有する変調の場合においてでさえも、定常状態が、加速された様式で保存されるので、検出バンド幅が低減されないことを保証する。

その他の点では、信号ｖｒｅｆｄｅｍ、ｖｓｉｇｈｉｇｈ、および、ｖｓｉｇｌｏｗは、前述の例示的な実施形態における態様と類似の態様で、評価される。

回路に対して可変性の設計は、回路から直接的に取り込まれ得る。

しかし、概して、本発明は、例示的な設計に制限されない。

図１は、本発明の回路配置の第１の例示的な実施形態を示す。 図２は、ＡＳＫ変調された信号のための包絡線を示す。 図３は、第１および第２の充電電圧を説明する曲線を示す。 図４は、第２の本発明の例示的な実施形態を示す。 図５は、エバリュエーション回路の例を示す。 図６は、Ｖｒｅｆに対して特徴的な放電曲線を示す。 図７は、本発明の実装に対する回路設計を示す。 図８は、Ｖｒｅｆに対して特徴的な充電曲線を示す。

符号の説明

Ｖ１ 第１の入力ノード
Ｖ２ 第２の入力ノード
Ｃ１ キャパシタ
Ｃ２ キャパシタ
Ｉ１ 電流ソース
Ｉ２ 電流ソース
Ｄ１ 整流回路
Ｄ２ 整流回路
Ｙ 出力ノード
Ｓ１ 分断デバイス（スイッチ）

Claims (7)

1. ローレベルとハイレベルとの間の振幅の交互変化によって（ＡＳＫ）変調された電圧を復調するための回路配置であって、
   高周波数入力（ＬＢ、ＬＡ）の下流にある整流回路（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）と、
   該整流回路（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）の出力（Ｙ）と並列に接続される第１の充電回路（Ｃ１，ｉｌ；Ｃ１、Ｐ１）および第２の充電回路（Ｃ２、ｉ２；Ｃ２、Ｐ０）であって、各回路は、充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を生成する、第１の充電回路（Ｃ１，ｉｌ；Ｃ１、Ｐ１）および第２の充電回路（（Ｃ２、ｉ２；Ｃ２、Ｐ０）と、
   該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）と該整流回路（Ｄ１、Ｄ２；Ｎ４、Ｎ５）に対する入力電圧（ＵＨＦ）との間に所定の割合が存在するときに、該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）を分断する分断デバイス（Ｓ１；Ｎ２４、Ｎ２５）と、
   該充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）の該割合から変調レベルを確かめるエバリュエーション回路と
   を有する、回路配置。
2. 前記充電回路は、フローティング電流ミラー回路（Ｐ１；Ｐ０）を有する、請求項１に記載の回路配置。
3. 少なくとも１つの充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ２、ｉ２）の前記充電電圧（Ｖ１）は、変圧器（Ｘ％）を利用して変更される、請求項１に記載の回路配置。
4. 前記第１および第２の充電回路（Ｃ１、ｉ１；Ｃ２、ｉ２）は、前記充電電圧（Ｖ１、Ｖ２）に対して所定の割合が存在するときに、ダイオード（Ｄ３；Ｎ１１）を介して、互いに接続される、請求項１または２に記載の回路配置。
5. 前記第２の充電回路は、該第２の充電回路によって提供される前記充電電圧（Ｖ２）を２つの異なる電圧（Ｖ２’、Ｖ２”）に変換する第１の分圧器（Ｙ％）および第２の分圧器（Ｚ％）を含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の回路配置。
6. 前記第１および第２の充電回路は、異なる放電時間を有する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路配置。
7. 所定の程度の変調が識別された場合に充電電流増幅回路（Ｐ４、Ｎ１、Ｎ０、Ｎ２、Ｐ２）をオンにする転換装置（ＮＡ６）が設られている、請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路配置。

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