JP2004532564A - ローレベルとハイレベルとの間の振幅の交互変化によって(ask)変調される電圧を復調するための回路配置 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、特許請求項1に従った、ローレベルとハイレベルとの間の振幅の交互変化によって(ASK)変調される電圧を復調するための回路配置に関する。
【背景技術】
【0002】
「非接触(contactless)タグ」のような非接触チップカードなどの利用時に、多くの場合、「ASK変調」が利用される。このことは、デジタル形式で利用可能なデータの利用時に、第1のレベルと第2のレベルとの間を交互に変化し、それによって、高周波数信号を変調する高周波数信号を意味することが、理解される。
【0003】
デジタルデータに対する「はい」および「いいえ」または「1」および「0」または「ハイ」および「ロー」の間に差異が引かれるの同じ方法で、高振幅と低振幅との間に、差異が引かれる。この文脈では、2つの変調タイプASK100およびASK10が、現在のところ標準である。ここで、ASK100は、100%のレベル差を表わし、ASK10は、10%のレベル差を表わす。他の差も可能であるが、以下に記述される本発明は、これら2つの従来の変調タイプに制限されない。
【0004】
ASK変調に関する問題は、伝送される信号の振幅が一定でありながら、こうした方法で変調される信号が送信側と受信側との間の距離において変化することは、結果として、距離が変化するときに、受信側において受信される振幅が変化することであるとみなされ得る。送信側と受信側との間に介在する空間に差異が生じる場合、同じことが適用される。
【0005】
事態がより悪くなると、常に「ゼロ」へ戻る信号を利用するとき、すなわち、2つの2進「1」とこのようにはならない信号との間で信号が「ゼロ」へ戻るとき、異なる長さの「0」および「1」シーケンスが、変調され、伝達される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
従って、本発明は、可能な限り小さな複雑性を有するASK変調オペレーションの間の2つの状態の間のレベル変化を、確実に識別する復調器回路を提供するという目的に基づく。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明は、特許請求項1に明記される計測手段によって、この目的を達成する。明記される回路は、2つの充電電圧を比較するときに、変調レベルにおける変化を識別することが、非常に簡単な問題になるという利点を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【0008】
本発明は、図を参照して、以下により詳細に説明される。
【0009】
図1に示される第1の本発明の例示的な実施形態の場合では、高周波数入力電圧UHFが、復調回路の入力に印加される。この入力は、2つの入力接続LA、および、LBによって示される。図2は、経時の高周波数入力電圧の振幅電圧に対する包絡線を示す。図示されるように、「high」によって示される高振幅レベルと、「low」によって示される低振幅レベルとの間を、交互に変化する。従って、この整流される高周波数入力電圧UHFは、ノードY上に整流された形式で存在する。ノードYは、並行にノードYに接続された2つの充電回路を有する。2つの充電回路は、整流された高周波数電圧によって充電される。
【0010】
第1の充電回路は、再度電圧ノードV1から並行に接続される、キャパシタC1と、電流ソースi1とを含む。対応するように、第2の充電回路は、電圧ノードV2から並行に接続される、キャパシタC2と、電流ソースi2とを含む。第2の充電回路は、充電スイッチS1を介して、ノードYへ接続される。このスイッチS1は、高周波数AC電圧UHFを変調するために利用される低周波数電圧UNFで作動される。これは、ダイオード(示されない)によって、極めて単純な態様で可能になる。
【0011】
この回路が作動する方法は、以下に説明される。ノードYにおける整流される高周波数電圧UHFが、充電回路の入力ノードV1およびV2と、スイッチS1とにおける電圧よりも高い間に、キャパシタC1およびC2は、整流された高周波数AC電圧UHFの値まで充電される。同時に、キャパシタC1およびC2は、電流ソースi1およびi2によって、放電され、2つの充電回路の時定数は、高周波数入力電圧UHFの周期の半分に対して高くなるように選択され得、その結果、充電回路の2つの入力ノードV1およびV2は、高周波数AC電圧のゼロ交差によって引き起こされる実質的な電圧変動(hum)に直面しない。
【0012】
図2に示されるように、ここで、高周波数入力電圧UHFの振幅は、時間t1前まで、「high」レベルにあることが意図される。時間t1では、高周波数入力電圧UHFの振幅は、「low」レベルに変化する。この変化の結果、スイッチS1がオフになり、第2の充電回路と、従って、入力ノードV2とは、残りの回路から分断される。第1および第2の充電回路の時定数が異なるように選択される場合、2つのキャパシタC1およびC2は、異なるように放電する。このことは、一例として、2つのキャパシタC1およびC2が、同じサイズであるのに対して、電流ソースi1およびi2は、異なる強さを有するという長所によって、可能になる。結果として生じる放電の挙動は、図3に示される。
【0013】
図3から理解され得るように、ノードV2における電圧は、ノードV1における電圧よりも、十分に鋭く落ち込む。図1から理解され得るように、電圧V1は、再度、分圧器X%によって、V1’の電圧まで変換される。図3から理解されるように、このことにより、放電曲線V2およびV1’は、交差させられる。ここで、交点Sか、「high」レベルから「low」レベルまでの通過(passage)を識別するために適切である。エバリュエーション回路(後で説明される)が、そのような交点を検知するために、利用され得る。
【0014】
図4は、本発明の復号回路の別の形式を示す。この場合、ノードV2における電圧を、2つの異なる電圧V2’およびV2”へ変換する2つの分圧器Y%およびZ%が、最初に参照される。V2’は、「V siglow」としても参照され、V2”は、「V sighigh」としても参照される。
【0015】
図4に示される回路は、原理的に、図1を参照して記載された回路と厳密に同一である方法で作動する。この場合、第2の充電回路の時定数は、第1の充電回路の時定数よりもはるかに小さい必要がある。すなわち、電流ソースi2は、キャパシタC1における電流ソースi1よりもはるかに速く、キャパシタC2を放電する。このことは、図6において、明確に理解され得る。従って、信号V sighighおよび信号V silowは、「high」から「low」への高周波数入力電圧におけるレベル変化に、完全に正確に従う。図1を参照して、図3において既に記載もされたように、交点Sが、信号V refと、電圧信号V sighighに対応する信号との間で作られる。
【0016】
電流ソースi2による放電が、電圧ノードV2における電圧を、電圧が高周波数入力電圧UHF以下になる範囲にまで下げるとすぐに、スイッチS1は、再びオンになる。このことは、電流ソースi2は、ここでさらに、抵抗R1を介して、キャパシタC1を放電することを意味する。このことは、図6におけるV refに対する放電曲線が、時間t2から前方へ、より急な勾配になるという事実から、識別され得る。高周波数電圧UHFが、ここで、「low」から「high」へレベル変化する場合、充電回路におけるキャパシタC1およびC2は、図8に示されるように再び充電され、交点S’が、曲線V refとV siglowとの間で作られる。
【0017】
ダイオードD3は、各場合において、V1とV2との間のこのダイオードD3間の電圧降下に対応する電圧差のみが存在することを保証する。つまり、2つのノードポイントにおいて、ASK100のような大きな変調の振れを伴ってでさえ、電圧は並行に伝えられる。ASK100では、高周波数入力電圧の振幅は、「low」レベルに対して、0ボルトに近くなる。このことは、これらの大きな変調の振れを伴ってでさえ、V sighighとV refとの間の正確な交点を突き止めることが常に可能であることを保証する。
【0018】
図5は、信号V refがV1’に対応し、V2’がV sighighに対応し、および、V2”がV siglowに対応する1つの可能なエバリュエーション回路を示す。この文脈では、V1’は、それぞれ、2つの異なる増幅器の負の入力に印加され、V sighighおよびV siglowは、それぞれ、正の入力に対して、印加される。異なる増幅器の出力は、続いて、示されるようにRSフリップフロップに接続される。RSフリップフロップの出力は、続いて、「high」レベル、または、「low」レベルに対応する信号を出力する。しかし、他のエバリュエーション回路もまた、考えられ得る。
【0019】
図7は、従来のCMOS技術を利用した回路図における本発明の実装を示す。この場合、入力AC電圧はまた、入力接続LOおよびLDに印加される。この技術では、前述の例示的な実施形態におけるダイオードD1からD2は、対応するように、トランジスタN4、N5、および、N11を利用して形成される。
【0020】
整流回路に接続されて、搬送周波数を抑制するローパス入力フィルタが存在する。
【0021】
前述の例示的な実施形態における充電回路と対照的に、p−チャネルトランジスタP1およびP0を含むフローティング電流ミラー回路が提供される。この電流ミラー回路は、キャパシタC1およびC2を充電し、キャパシタC1およびC2に、n−チャネルトランジスタN8およびN10を含む電流シンクが接続される。放電電流に対する電流ミラー回路によって配送される充電電流の割合は、キャパシタC1およびC2の各充電時定数を決定する。抵抗R4、R5、および、R7は、前述の例示的な実施形態に関連して既に説明された分圧器を実現し、分圧器は、ウインドウ回路に提供される信号vref_dem、vsighigh、および、vsiglowを配送する。
【0022】
入力電圧が、V1またはV2の電圧レベル以下に落ちるとすぐに、前述のダイオードN24およびN25は、電圧V1およびV2を分断する。
【0023】
ダイオードN11は、既に説明されたダイオードD3と同一の機能を有する。
【0024】
先の例示的な実施形態への付け足しとして、高度の変調が、出力信号pausexにおいて識別されるとき、対応する制御信号demodenxが、ゲートNA6において、供給される。この制御信号は、電流ミラーP4と直列に接続された2つの並列電流シンクN1およびN0を操作する。電流ミラーP4は、続いて、電流ミラー回路P1およびP0と並列に接続される。その結果として、キャパシタの放電電流は、倍数に(by a multiple)増加される。このことは、大きな振れを有する変調の場合においてでさえも、定常状態が、加速された様式で保存されるので、検出バンド幅が低減されないことを保証する。
【0025】
その他の点では、信号vrefdem、vsighigh、および、vsiglowは、前述の例示的な実施形態における態様と類似の態様で、評価される。
【0026】
回路に対して可変性の設計は、回路から直接的に取り込まれ得る。
【0027】
しかし、概して、本発明は、例示的な設計に制限されない。
【図面の簡単な説明】
【0028】
【図1】図1は、本発明の回路配置の第1の例示的な実施形態を示す。
【図2】図2は、ASK変調された信号のための包絡線を示す。
【図3】図3は、第1および第2の充電電圧を説明する曲線を示す。
【図4】図4は、第2の本発明の例示的な実施形態を示す。
【図5】図5は、エバリュエーション回路の例を示す。
【図6】図6は、Vrefに対して特徴的な放電曲線を示す。
【図7】図7は、本発明の実装に対する回路設計を示す。
【図8】図8は、Vrefに対して特徴的な充電曲線を示す。
【符号の説明】
【0029】
V1 第1の入力ノード
V2 第2の入力ノード
C1 キャパシタ
C2 キャパシタ
I1 電流ソース
I2 電流ソース
D1 整流回路
D2 整流回路
Y 出力ノード
S1 分断デバイス(スイッチ)
Claims (7)
- ローレベルとハイレベルとの間の振幅の交互変化によって(ASK)変調された電圧を復調するための回路配置であって、高周波数入力(LB、LA)の下流にある整流回路(D1、D2;N4、N5)と、該整流回路(D1、D2;N4、N5)の出力(Y)と並列に接続される第1の充電回路(C1,il;C1、P1)および第2の充電回路(C2、i2、C2、i2、P2)であって、各回路は、充電電圧(V1、V2)を生成する、第1の充電回路(C1,il;C1、P1)および第2の充電回路(C2、i2、C2、i2、P2)と、該各充電電圧(V1、V2)と該整流回路(D1、D2;N4、N5)に対する入力電圧(UHF)との間に所定の割合が存在するときに、該充電電圧(V1、V2)を分断する分断デバイス(S1;N24、N25)と、該充電電圧(V1、V2)の該割合から変調レベルを確かめるエバリュエーション回路とを有する、回路配置。
- 前記充電回路は、フローティング電流ミラー回路(P1;P0)を有する、請求項1に記載の回路配置。
- 少なくとも1つの充電回路(C1、i1;C2、i2)の前記充電電圧(V1)は、変圧器(X%)を利用して変更される、請求項1に記載の回路装置。
- 前記第1および第2の充電回路(C1、i1;C2、i2)は、前記充電電圧(V1、V2)に対して所定の割合が存在するときに、ダイオード(D3;N11)を介して、互いに接続される、請求項1または2に記載の回路配置。
- 前記第2の充電回路における前記電圧は、2つの異なる電圧へ変換される、前記請求項1〜4のいずれか1つに記載の回路配置。
- 前記第1および第2の充電回路は、異なる放電時間を有する、請求項1〜5のいずれか1つに記載の回路配置。
- 所定の程度の前方への変調から充電電流増幅回路(P4、N1、N0、N2、P2)をオンにする転換装置(NA6)が提供される、請求項1〜6のいずれか1つに記載の回路配置。
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