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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Demodulation einer
durch Wechsel der Amplituden zwischen einem niedrigen und einem
hohen Pegel (ASK-) modulierten Spannung gemäß Patentanspruch 1.
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Beim
Einsatz von kontaktlosen Chipkarten und ähnlichen, wie beispielsweise
sogenannte kontaktlose Tags, wird häufig eine sogenannte ASK-Modulation
eingesetzt. Man versteht hierunter ein hochfrequentes Signal, das
mit in digitaler Form vorliegenden Daten zwischen einem ersten und
einem zweiten Pegel wechselt, und somit das hochfrequente Signal moduliert.
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So
wie bei digitalen Daten zwischen "Ja" und "Nein" oder "1" und "0" oder "high" und "low" unterschieden wird,
wird zwischen einer hohen Amplitude und einer niedrigen Amplitude
unterschieden. Hierbei sind zur Zeit die beiden Modulationsarten
ASK 100 und ASK 10 üblich,
wobei ASK 100 einen Pegelunterschied von 100% und ASK 10 einen Pegelunterschied
von 10% bedeutet. Es sind jedoch auch andere Unterschiede möglich und
die nachfolgend beschriebene Erfindung ist nicht auf diese beiden üblichen
Modulationsarten eingeschränkt.
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Aus
der
EP 0 940 769 B1 ist
eine Vorrichtung bekannt, die dem Bestimmen von Modulationspegeln einer
zwischen einer niedrigen und einer hohen (ASK)-modulierten Spannung
dient. Diese weist einen Hochfrequenzeingang nachfolgender Gleichrichterschaltung
auf.
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Aus
der
US 6,307,428 B1 ist
eine Vorrichtung bekannt, die über
eine erste und eine zweite Ladeschaltung verfügt. Diese sind parallel geschaltet
und mit einem Ausgang einer Schaltung verbunden.
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Das
Problem der ASK-Modulation ist darin zu sehen, daß es auch
durch eine Änderung
im Abstand zwischen Sender und Empfänger des so modulierten Signales
bei Gleichbleiben der Amplitude des ausgesendeten Signales, empfängerseitig
zu einer Änderung
der empfangenen Amplitude kommt, wenn der Abstand sich verändert. Gleiches
gilt, wenn im Zwischenraum zwischen Sender und Empfänger Unterschiede
eintreten.
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Als
erschwerend kommt hinzu, daß bei
der Verwendung von Signalen, die stets auf „Null" zurückkehren,
d.h. zwischen zwei binären „einsen" kehrt das Signal
auf „Null" zurück, und
Signalen die dies nicht vorsehen, unterschiedlich lange „0"- und „1"-Sequenzen moduliert und übertragen
werden.
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Der
Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Demodulatorschaltung
vorzusehen, mit der mit möglichst
geringem Aufwand sicher der Pegelwechsel zwischen zwei Zuständen bei
ASK-Modulationen erkannt wird.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die
im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst. Die angegebene Schaltung
weist den Vorteil auf, daß beim
Vergleich der beiden Ladespannungen der Wechsel des Modulationspegels
leicht erkennbar ist.
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Nachfolgend
wir die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung im einzelnen
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
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2 die
Hüllkurve
eines ASK-modulierten Signales,
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3 einen
beispielhaften Verlauf der ersten und zweiten Ladespannung,
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4 ein
zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
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5 ein
Beispiel einer Auswerteschaltung und
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6 eine
schaltungstechnisch dimensionierte Realisierung der Erfindung.
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Bei
dem in 1 dargestellten ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel
liegt eine hochgfrequente Eingangsspannung UHF am Eingang der Demodulatorschaltung
an, der durch die beiden Eingangsanschlüsse LA und LB bezeichnet ist.
In 2 ist die Hüllkurve
des Amplitudenbetrags der hochfrequenten Eingangsspannung über der
Zeit aufgetragen. Wie zu sehen ist, wechselt sie zwischen einem hohen
Amplitudenpegel, der mit "high" bezeichnet ist und
einem niedrigen Amplitudenpegel, der mit "low" bezeichnet
ist. Diese gleichgerichtete hochfrequente Eingangsspannung UHF liegt
somit in gleichgerichteter Form am Knoten Y an. Am Knoten Y sind
parallel zwei Ladeschaltungen angeschlossen, die durch die gleichgerichtete
hochfrequente Spannung geladen werden.
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Die
erste Ladeschaltung besteht aus dem Kondensator C1 und einer Stromquelle
i1, die wiederum vom Spannungsknoten V1 abgehend parallel geschaltet
sind. Entsprechend ist die zweite Ladeschaltung aus dem Kondensator
C2 und der Stromquelle i2 aufgebaut, die vom Stromknoten V2 ausgehend
parallelgeschaltet sind. Die zweite Ladeschaltung ist über einen
Ladeschalter S1 an dem Knoten Y angeschlossen. Dieser Schalter S1
wird mit der niederfrequenten Spannung UNF, mit der die hochfrequente
Wechselspannung UHF moduliert ist, betätigt. In einfachster Weise
ist dies mittels einer nicht dargestellten Diode möglich.
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Nachfolgend
wird die Funktionsweise dieser Schaltung erläutert. Solange die gleichgerichtete hochfrequente
Spannung UHF am Knoten Y größer als
die Spannung an den Eingangsknoten V1 und V2 der Ladeschaltungen
ist und der Schalter S1 geschlossen ist, werden die Kondensatoren
C1 und C2 auf den Wert der gleichgerichteten hochfrequenten Wechselspannung
UHF aufgeladen. Gleichzeitig werden die Kondensatoren C1 und C2
durch die Stromquellen i1 beziehungsweise i2 entladen, wobei die
Zeitkonstante der beiden Ladeschaltungen so zu wählen ist, daß sie groß gegenüber der
Halbperiode der hochfrequenten Eingangsspannung UHF ist, damit es
an den beiden Eingangsknoten V1 und V2 der Ladeschaltungen zu keinen
wesentlichen Spannungsschwankungen (Brummen) kommt, die von den
Nulldurchgängen
der hochfrequenten Wechselspannung herrühren.
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Wie
in 2 dargestellt, soll nunmehr die Amplitude der
hochfrequenten Eingangsspannung UHF sich bis zur Zeit vor t1 auf
dem "high"-Pegel befinden.
Zum Zeitpunkt t1 wechselt sie über
zum "low"-Pegel. Dieser Wechsel
bewirkt, daß der
Schalter S1 öffnet
und die zweite Ladeschaltung und damit der Eingangsknoten V2 von
der restlichen Schaltung abgekoppelt ist. Sind die Zeitkonstanten
der ersten und zweiten Ladeschaltung unterschiedlich gewählt, kommt
es zu einem unterschiedlichen Entladen der beiden Kondensatoren
C1 und C2. Dies ist beispielsweise dadurch möglich, daß die beiden Kondensatoren
C1 und C2 gleich groß sind,
die Stromquellen i1 und i2 jedoch unterschiedlich stark sind. Das
hieraus resultierende Entladeverhalten ist in 3 dargestellt.
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Wie
der 3 zu entnehmen ist, sinkt die Spannung am Knoten
V2 deutlich steiler ab als die Spannung am Knoten V1. Wie in 1 zu
sehen ist, ist die Spannung V1 nochmals mittels eines Spannungsteilers
X% auf eine Spannung auf V1' umgesetzt.
Somit kommt es, wie in 3 zu sehen ist, zu einem Schneiden
der Entladekurven V2 und V1'.
Der Schnittpunkt S ist nunmehr geeignet, um den Übergang vom "high"-Pegel zum "low"-Pegel zu kennzeichnen.
Mittels einer später
noch beschriebenen Auswerteschaltung ist ein solcher Schnittpunkt
erfaßbar.
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Gemäß 4 ist
eine weitere Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung dargestellt.
Hierbei sei zunächst
auf die beiden Spannungsteiler Y% und Z% verwiesen, die die Spannung des
Knotens V2 in zwei unterschiedliche Spannungen V2', auch als "V siglow" bezeichnet, und
V2'' auch als "V sighigh" bezeichnet, umgesetzt.
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Die
Schaltung gemäß 4 funktioniert grundsätzlich genauso
wie die gemäß 1 beschriebene
Schaltung. Es soll hier die Zeitkonstante der zweiten Ladeschaltung
deutlich geringer sein als die der ersten Ladeschaltung, d. h. die
Stromquelle i2 entlädt
den Kondensator C2 deutlich schneller, als es die Stromquelle i1
am Kondensator C1. Dies ist in 6 deutlich
zu sehen. Die Signale V sighigh und V silow folgen somit ziemlich
genau dem Pegelwechsel der hochfrequenten Eingangsspannung von "high" nach "low". Es kommt, wie auch
schon in 3 unter Bezugnahme auf 1 beschrieben,
zum Schnittpunkt S zwischen dem Signal V ref und einem Signal, das
dem Spannungsigal Vsighigh entspricht.
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Sobald
die Spannung am Spannungsknoten V2 durch das Entladen mittels der
Stromquelle i2 soweit abgesunken ist, daß die Spannung unterhalb der hochfrequenten
Eingangsspannung UHF liegt, schließt der Schalter S1 wieder.
Das bedeutet, daß die
Stromquelle i2 nunmehr über
den Widerstand R1 zusätzlich
den Kondensator C1 entlädt.
Dies ist durch den steilerwerdenden Entladeverlauf von V ref in 6 ab
dem Zeitpunkt t2 erkennbar. Kommt es nunmehr zu einem Pegelwechsel
der hochfrequenten Spannung UHF von "low" nach "high", werden die Kondensatoren
C1 und C2 der Ladeschaltungen wieder aufgeladen und es kommt, wie
in 7 dargestellt, zu einem Schnittpunkt S' zwischen der Kurve
V ref und V siglow.
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Die
Diode D3 sorgt dafür,
daß zwischen
V1 und V2 jeweils nur eine Spannungsdifferenz entsprechend dem Spannungsabfall über dieser
Diode D3 besteht. Somit wird die Spannung an beiden Knotenpunkten
auch bei großen
Modulationshüben
wie beispielsweise ASK 100, bei der die Amplitude der hochfrequenten
Eingangsspannung in die Nähe
von 0 Volt beim Pegel "low" gelangt, parallel
geführt.
Auf diese Weise ist es auch bei diesen hohen Modulationssprüngen sichergestellt,
daß stets
ein einwandfreier Schnittpunkt zwischen V sighigh und V ref ermittelbar ist.
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In 5 ist
eine mögliche
Auswerteschaltung für
die Signale V ref entsprechend V1', V2' entsprechend
V sighigh und V2'' entsprechend V siglow, dargestellt.
Hierbei wird V1' jeweils
an den negativen Eingang von zwei Differenzverstärkern gelegt und V sighigh
beziehungsweise V siglow jeweils an den positiven Eingang. Die Ausgänge der
Differenzverstärker
wiederum sind, wie dargestellt, auf ein RS-Flipflop geschaltet.
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Am
Ausgang des RS-Flipflops wird dann ein Signal entsprechend einem "high"-Pegel oder einem "low"-Pegel ausgegeben.
Es sind jedoch auch andere Auswerteschaltungen denkbar.
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6 zeigt
die Schaltungstechnische Realisierung der Erfindung in einer üblichen
CMOS-Technologie. Hierbei liegt auch die Eingangswechselspannung
an den Eingangsanschlüssen
LA und LB an. Die Dioden D1 bis D2 der vorangegangenen Ausführungsbeispiele
sind in dieser Technologie entsprechend mit Transistoren N4, N5
und N11 gebildet.
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Im
Anschluß an
die Gleichrichterschaltung ist ein Tiefpaß-Vorfilter zur Unterdrückung der
Trägerfrequenz
vorgesehen.
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Im
Gegensatz zu der Ladeschaltung der vorhergehenden Ausführungsbeispiele
ist eine schwebende Stromspiegelschaltung aus den p-Kanal Transistoren
P1 und P0 vorgesehen. Diese Stomspiegelschaltung lädt die Kondensatoren
C1 und C2, an denen die Stromsenken aus den n-Kanal Transitoren N8
und N10 angeschlossen ist. Das Verhältnis des von der Stromspiegelschaltung
gelieferten Ladestroms zum Entladestrom bestimmt die jeweilige Ladezeitkonstante
der Kondensatoren C1 und C2. Die Widerstände R4, R5 und R7 realisieren
die bereits im Zusammenhang mit den vorhergehenden Ausführungsbeispielen
erläuterten
Spannungsteiler, die die der Fensterschaltung zugeführten Signale
vref_dem, vsighigh und vsiglow liefern.
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Die
zuvor erwähnten
Dioden N24 und N25 entkoppeln die Spannungen V1 und V2, sobald die Eingangsspannung
unter den Spannungspegel von V1 bzw. V2 sinkt.
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Die
Diode N11 hat die gleiche Funktion wie die zuvor erläuterte Diode
D3.
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Zusätzlich zu
den früheren
Ausführungsbeispielen
ist vorgesehen, daß bei
Erkennung eines hohen Modulationsgrades am Ausgangssignal pausex ein
entsprechendes Steuersignal demodenx am Gatter NA6 zugeführt wird.
Dieses betreibt die zwei parallelen Stomsenken N1 und N0, die in
Reihe mit dem Stromspiegel P4 geschaltet sind. Der Stromspiegel P4
ist wiederum parallel zu den Stromspielschaltungen P1 und P0 geschaltet,
wodurch der Ladestrom der Kondensatoren um ein vielfaches erhöht wird. Dies
gewährleistet
eine unverminderte Detektionsbandbreite, da der eingeschwungene
Zustand auch bei Aussteuerung mit großem Hub beschleunig Wiederhesgestellt
wird.
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Die
Auswertung der Signale vrefdem, vsighigh und vsiglow erfolg ansonsten
analog zu den vorhergehenden Ausführungsbeispielen.
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Die
Dimensionierungsgrößen der
Schaltung sind der Schaltung direkt entnehmbar.
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Die
Erfindung ist insgesamt jedoch nicht auf das Dimensionierungsbeipiel
eingeschränkt.
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- V1
- erster
Eingangsknoten
- V2
- zweiter
Eingangsnoten
- C1
- Kondensator
- C2
- Kondensator
- I1
- Stromquelle
- I2
- Stromquelle
- D1
- Gleichrichterschaltung
- D2
- Gleichrichterschaltung
- Y
- Ausgangsknoten
- S1
- Entkoppeleinricht
(Schalter)