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Schaltungsanordnung zur Analog-digital-Wandlung
einer durch Wechsel der Amplitude zwischen einem niedrigen und einem
hohen Pegel (ASK-) modulierten Spannung Die Erfindung betrifft eine
Schaltungsanordnung zur Analogdigital-Wandlung einer durch Wechsel
der Amplituden zwischen einem niedrigen und einem hohen Pegel (ASK-)
modulierten Spannung gemäß Patentanspruch
1.
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Beim Einsatz von kontaktlosen Chipkarten und ähnlichen,
wie beispielsweise sogenannte kontaktlose Tags, wird häufig eine
sogenannte ASK-Modulation eingesetzt. Man versteht hierunter ein
hochfrequentes Signal, das mit in digitaler Form vorliegenden Daten
zwischen einem ersten und einem zweiten Pegel wechselt, und somit
das hochfrequente Signal moduliert.
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So wie bei digitalen Daten zwischen "Ja" und "Nein" oder "1" und "0" oder "high" und "low" unterschieden wird,
wird zwischen einer hohen Amplitude und einer niedrigen Amplitude
unterschieden. Hierbei sind zur Zeit die beiden Modulationsarten
ASK 100 und ASK 10 üblich,
wobei ASK 100 einen Pegelunterschied von 100% und ASK 10 einen Pegelunterschied
von 10% bedeutet. Es sind jedoch auch andere Unterschiede möglich und
die nachfolgend beschriebene Erfindung ist nicht auf diese beiden üblichen
Modulationsarten eingeschränkt.
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Das Problem der ASK-Modulation ist
darin zu sehen, daß es
auch durch eine Änderung
im Abstand zwischen Sender und Empfänger des so modulierten Signales
bei Gleichbleiben der Amplitude des ausgesendeten Signales, empfängerseitig
zu einer Änderung
der empfangenen Amplitude kommt, wenn der Abstand sich verändert. Gleiches
gilt, wenn im Zwischenraum zwischen Sender und Empfänger Unterschiede
eintreten.
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Als erschwerend kommt hinzu, daß bei der Verwendung
von Signalen, die stets auf „Null" zurückkehren,
d.h. zwischen zwei binären „einsen" kehrt das Signal
auf „Null" zurück, und
Signalen die dies nicht vorsehen, unterschiedlich lange „0"- und „1"-Sequenzen moduliert und übertragen
werden.
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Der Erfindung liegt somit die Aufgabe
zugrunde, eine Analogdigital-Wandlerschaltung vorzusehen, mit der
mit möglichst
geringem Aufwand sicher der Pegelwechsel zwischen zwei Zuständen bei ASK-Modulationen
erkannt wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die
im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst. Die angegebene Schaltung
weist den Vorteil auf, daß beim
Vergleich der beiden Ladespannungen der Wechsel des Modulationspegels
leicht erkennbar ist.
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Nachfolgend wir die Erfindung unter
Bezugnahme auf die Zeichnung im einzelnen erläutert.
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Es zeigen:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
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2 die
Hüllkurve
eines ASK-modulierten Signales,
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3 einen
beispielhaften Verlauf der ersten und zweiten Ladespannung,
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4 ein
zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
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5 ein
Beispiel einer Auswerteschaltung,
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6 einen
beispielhaften Verlauf der an der Auswerteschaltung anliegenden
Spannungen,
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7 eine
schaltungstechnisch dimensionierte Realisierung der Erfindung und
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8 einen
beispielhaften Verlauf der an der Auswerteschaltung anliegenden
Spannungen, wobei die erste Ladespannung mit veränderter Lade, bzw. Entladezeit
erzeugt ist.
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Bei dem in 1 dargestellten ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel
liegt eine hochfrequente Eingangsspannung UHF am Eingang der Demodulatorschaltung
an, der durch die beiden Eingangsanschlüsse LA und LB bezeichnet ist.
In 2 ist die Hüllkurve
des Amplitudenbetrags der hochfrequenten Eingangsspannung über der
Zeit aufgetragen. Wie zu sehen ist, wechselt sie zwischen einem hohen
Amplitudenpegel, der mit "high" bezeichnet ist und
einem niedrigen Amplitudenpegel, der mit "low" bezeichnet
ist. Diese gleichgerichtete hochfrequente Eingangsspannung UHF liegt
somit in gleichgerichteter Form am Knoten Y an. Am Knoten Y sind
parallel zwei Ladeschaltungen angeschlossen, die durch die gleichgerichtete
hochfrequente Spannung geladen werden.
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Die erste Ladeschaltung besteht aus
dem Kondensator C1 und einer Stromquelle i1, die wiederum vom Spannungsknoten
V1 abgehend parallel geschaltet sind. Entsprechend ist die zweite
Ladeschaltung aus dem Kondensator C2 und der Stromquelle i2 aufgebaut,
die vom Stromknoten V2 ausgehend parallelgeschaltet sind. Die zweite
Ladeschaltung ist über
einen Ladeschalter S1 an dem Knoten Y angeschlossen. Dieser Schalter
S1 wird mit der niederfrequenten Spannung UNF, mit der die hochfrequente
Wechselspannung UHF moduliert ist, betätigt. In einfachster Weise
ist dies mittels einer nicht dargestellten Diode möglich.
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Nachfolgend wird die Funktionsweise
dieser Schaltung erläutert.
Solange die gleichgerichtete hochfrequente Spannung UHF am Knoten
Y größer als
die Spannung an den Eingangsknoten V1 und V2 der Ladeschaltungen
ist und der Schalter S1 geschlossen ist, werden die Kondensatoren
C1 und C2 auf den Wert der gleichgerichteten hochfrequenten Wechselspannung
UHF aufgeladen. Gleichzeitig werden die Kondensatoren C1 und C2
durch die Stromquellen i1 beziehungsweise i2 entladen, wobei die
Zeitkonstante der beiden Ladeschaltungen so zu wählen ist, daß sie groß gegenüber der
Halbperiode der hochfrequenten Eingangsspannung UHF ist, damit es
an den beiden Eingangskno ten V1 und V2 der Ladeschaltungen zu keinen
wesentlichen Spannungsschwankungen (Brummen) kommt, die von den
Nulldurchgängen
der hochfrequenten Wechselspannung herrühren.
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Wie in 2 dargestellt,
soll nunmehr die Amplitude der hochfrequenten Eingangsspannung UHF
sich bis zur Zeit vor t1 auf dem "high"-Pegel
befinden. Zum Zeitpunkt t1 wechselt sie über zum "low"-Pegel.
Dieser Wechsel bewirkt, daß der
Schalter S1 öffnet
und die zweite Ladeschaltung und damit der Eingangsknoten V2 von
der restlichen Schaltung abgekoppelt ist. Sind die Zeitkonstanten
der ersten und zweiten Ladeschaltung unterschiedlich gewählt, kommt
es zu einem unterschiedlichen Entladen der beiden Kondensatoren
C1 und C2. Dies ist beispielsweise dadurch möglich, daß die beiden Kondensatoren
C1 und C2 gleich groß sind,
die Stromquellen i1 und i2 jedoch unterschiedlich stark sind. Das
hieraus resultierende Entladeverhalten ist in 3 dargestellt.
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Wie der 3 zu entnehmen ist, sinkt die Spannung
am Knoten V2 deutlich steiler ab als die Spannung am Knoten V1.
Wie in 1 zu sehen ist, ist
die Spannung V1 nochmals mittels eines Spannungsteilers X% auf eine
Spannung auf V1' umgesetzt.
Somit kommt es, wie in 3 zu
sehen ist, zu einem Schneiden der Entladekurven V2 und V1'. Der Schnittpunkt
S ist nunmehr geeignet, um den Übergang
vom "high"-Pegel zum "low"-Pegel zu kennzeichnen.
Mittels einer später
noch beschriebenen Auswerteschaltung ist ein solcher Schnittpunkt
erfaßbar.
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Gemäß 4 ist eine weitere Ausgestaltung der
erfindungsgemäßen Schaltung
dargestellt. Hierbei sei zunächst
auf die beiden Spannungsteiler Y% und Z% verwiesen, die die Spannung
des Knotens V2 in zwei unterschiedliche Spannungen V2', auch als "V siglow" bezeichnet, und
V2'' auch als "V sighigh" bezeichnet, umgesetzt.
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Die Schaltung gemäß 4 funktioniert grundsätzlich genauso wie die gemäß 1 beschriebene Schaltung.
Es soll hier die Zeitkonstante der zweiten Ladeschaltung deutlich
geringer sein als die der ersten Ladeschaltung, d. h. die Stromquelle
i2 entlädt
den Kondensator C2 deutlich schneller, als die Stromquelle i1 am
Kondensator C1. Dies ist in 6 deutlich
zu sehen. Die Signale V sighigh und V silow folgen somit ziemlich
genau dem Pegelwechsel der hochfrequenten Eingangsspannung von "high" nach "low". Es kommt, wie auch
schon in 3 unter Bezugnahme
auf 1 beschrieben, zum
Schnittpunkt S zwischen dem Signal V ref und einem Signal, das dem
Spannungsigal Vsighigh entspricht.
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Sobald die Spannung am Spannungsknoten V2
durch das Entladen mittels der Stromquelle i2 soweit abgesunken
ist, daß die
Spannung unterhalb der hochfrequenten Eingangsspannung UHF liegt, schließt der Schalter
S1 wieder. Das bedeutet, daß die
Stromquelle i2 nunmehr über
den Widerstand R1 zusätzlich
den Kondensator C1 entlädt.
Dies ist durch den steilerwerdenden Entladeverlauf von V ref in 6 ab dem Zeitpunkt t2 erkennbar.
Kommt es nunmehr zu einem Pegelwechsel der hochfrequenten Spannung
UHF von "low" nach "high", werden die Kondensatoren
C1 und C2 der Ladeschaltungen wieder aufgeladen und es kommt, wie
in 7 dargestellt, zu
einem Schnittpunkt S' zwischen
der Kurve V ref und V siglow.
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Die Diode D3 sorgt dafür, daß zwischen
V1 und V2 jeweils nur eine Spannungsdifferenz entsprechend dem Spannungsabfall über dieser
Diode D3 besteht. Somit wird die Spannung an beiden Knotenpunkten
auch bei großen
Modulationshüben
wie beispielsweise ASK 100, bei der die Amplitude der hochfrequenten
Eingangsspannung in die Nähe
von 0 Volt beim Pegel "low" gelangt, parallel
geführt.
Auf diese Weise ist es auch bei diesen hohen Modulationssprüngen sichergestellt,
daß stets
ein einwandfreier Schnittpunkt zwischen V sighigh und V ref ermittelbar ist.
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In 5 ist
eine mögliche
Auswerteschaltung für
die Signale V ref entsprechend V1', V2' entsprechend
V sighigh und V2'' entsprechend V siglow, dargestellt.
Hierbei wird V1' jeweils
an den negativen Eingang von zwei Differenzverstärkern gelegt und V sighigh
beziehungsweise V siglow jeweils an den positiven Eingang. Die Ausgänge der
Differenzverstärker
wiederum sind, wie dargestellt, auf ein RS-Flipflop geschaltet.
Am Ausgang des RS-Flipflops wird dann ein Signal entsprechend einem "high"-Pegel oder einem "low"-Pegel ausgegeben.
Es sind jedoch auch andere Auswerteschaltungen denkbar.
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6 zeigt
einen möglichen
Signalverlauf, wobei mit den Amplitudenwechsel des eingehenden HF-signals
von "high" auf "low" zum Zeitpunkt t1 die erste und zweite Ladeschaltung entladen
werden, und sich damit der gezeigte Spannungsverlauf für Vsighigh, Usighlow und
Vref ergibt. Durch die längere Entladezeit der ersten
Ladeschaltung gegenüber
der zweiten Ladeschaltung ergibt sich der Schnittpunkt S. Dieser
Schnittpunkt wird beispielhaft durch die in 5 dargestellte Auswerteschaltung erkannt.
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7 zeigt
die Schaltungstechnische Realisierung der Erfindung in einer üblichen
CMOS-Technologie. Hierbei liegt auch die Eingangswechselspannung
an den Eingangsanschlüssen
LA und LB an. Die Dioden Dl bis D2 der vorangegangenen Ausführungsbeispiele
sind in dieser Technologie entsprechend mit Transistoren N4 und
N5 gebildet.
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Im Anschluß an die Gleichrichterschaltung ist
ein Tiefpaß-Vorfilter zur Unterdrückung der
Trägerfrequenz
vorgesehen.
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Im Gegensatz zu der Ladeschaltung
der vorhergehenden Ausführungsbeispiele
ist eine schwebende Stromspiegelschaltung aus den p-Kanal Transistoren
P1 und P2 vorgesehen. Diese Stomspiegelschaltung lädt die Kondensatoren
C1 und C2, an denen die Stromsenken aus den n-Kanal Transitoren N8
und N10 angeschlossen ist. Das Verhältnis des von der Stromspiegelschal tung
gelieferten Ladestroms zum Entladestrom bestimmt die jeweilige Ladezeitkonstante
der Kondensatoren C1 und C2. Die Wiederstände R4, R5 und R7 realisieren
die bereits im Zusammenhang mit den vorhergehenden Ausführungsbeispielen
erläuterten
Spannungsteiler, die die der Fensterschaltung zugeführten Signale
vref_dem, vsighigh und vsiglow liefern.
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Die Dioden N24 und N25 entkoppeln
die Spannungen V1 und V2, sobald die Eingangsspannung unter den
Spannungspegel von V1 bzw. V2 sinkt.
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Die Diode V11 hat die gleiche Funktion
wie die zuvor erläuterte
Diode D3.
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Zusätzlich zu den vorhergehenden
Ausführungsbeispielen
ist vorgesehen, daß bei
Erkennung eines hohen Modulationsgrades am Ausgangssignal pausex
ein entsprechendes Steuersignal demodenx am Gatter NA6 zugeführt wird.
Dieses betreibt die zwei parallelen Stromsenken N1 und N0, die in
Reihe mit dem Stromspiegel P4 geschaltet sind. Der Stromspiegel
P4 ist wiederum parallel zu den Stromspiegelschaltungen P1 und P2
geschaltet, wodurch der Ladestrom der Kondensatoren um ein vielfaches
erhöht
wird. Dies gewährleistet
eine unverminderte Detektionsbandbreite, da der eingeschwungene
Zustand auch bei Aussteuerung mit großem Hub beschleunigt wiederhergestellt
wird.
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Zur Bearbeitung häufiger Pegelwechsel von zum
Beispiel "high" nach "low" oder umgekehrt,
ist vorteilhaft die Lade- und Entladezeit der ersten Ladeschaltung
zusätzlich
veränderbar.
Damit wird erreicht, daß der
in 8 dargestellte Signalverlauf
realisierbar ist und damit auch bei kurzen Folgen von Pegelwechslen
die Digitalisierung des analogen Amplitudenmodulierten Signals erfolgt.
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Die Veränderbarkeit der Lade- und Entladezeit
der ersten Ladeschaltung ist z.B. durch eine zeitweise in Reihe
zu dem Kondensator C1 geschaltete Kapazität C1' realisierbar. Damit wird die Gesamtkapazität der ersten
Ladeschaltung, und damit ebenso die Lade- und Entladezeit der ersten
Ladeschaltung verändert.
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Die Lade- und Entladezeit wird dabei
nach jedem erkannten Schnittpunkt der Signale Vref mit Vsighigh
oder Vsiglow verändert.
Dies erfolgt durch einen Transistor N11, der immer bei Verlassen
des Signals Vref des durch Vsighigh und Vsiglow aufgespannte Spannungsfensters,
die Lade- und Entladezeit verkürzt
und bei Wiedereintritt in das Spannungsfenster die Lade- und Entladezeit,
bzw. die Kapazität erhöht. Damit
folgt der Signalverlauf Vref schneller dem Signalverlauf von Vsighigh
und Vsiglow. Als Umschaltpunkt für
das Nutzsignal von L nach H oder von H nach L wird jeweils der erste
Schnittpunkt S von Vrev mit Vsighigh und Vrev mit Vsiglow verwendet.
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Diese Ausführungsform beinhaltet den Vorteil
einer höheren
Flexibilität
der Analog-Digital-Wandlung in Bezug auf die Modulationstiefe und die
Nutzsignalfrequenzen. So ist z.B. eine Nutzsignalfrequenz von bis
zu 848 kHz mit diesem Ausführungsbeispiel
verarbeitbar.
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Die Auswertung der Signale Vref,
Vsighigh und Vsiglow erfolgt ansonsten analog zu den vorhergehenden
Ausführungsbeispielen.
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Die Dimensionierungsgrößen der
Schaltung sind dem Ausführungsbeispiel
direkt entnehmbar.
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Die Erfindung ist insgesamt jedoch
nicht auf diese Dimensionierung eingeschränkt.
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- V1
- erster
Eingangsknoten
- V2
- zweiter
Eingangsnoten
- C1
- Kondensator
- C2
- Kondensator
- I1
- Stromquelle
- I2
- Stromquelle
- D1
- Gleichrichterschaltung
- D2
- Gleichrichterschaltung
- Y
- Ausgangsknoten
- S1
- Entkoppeleinricht
(Schalter)