JP3854591B2 - 電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 - Google Patents
電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3854591B2 JP3854591B2 JP2003195238A JP2003195238A JP3854591B2 JP 3854591 B2 JP3854591 B2 JP 3854591B2 JP 2003195238 A JP2003195238 A JP 2003195238A JP 2003195238 A JP2003195238 A JP 2003195238A JP 3854591 B2 JP3854591 B2 JP 3854591B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch
- capacitor
- battery
- circuit
- motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法に関し、特に、電気自動車のインバータ切り離し時に電気制御回路を保護するための電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気自動車は、排出炭酸ガス削減の技術として有望視されている。電車、工作機械に用いられる電気モータ（以下、モータといわれる）と異なり激しいトルク変化を受ける自動車用モータは、システム効率の一層の向上と電気機器系統の一層の安全性が求められる。電池からインバータを介して交流３相電力の供給を受けるモータは、常態的に発電電力を電池の側に送り返す。図１は、バッテリー１０１から電力を受けて駆動されるモータ１０２を示している。モータ１０２のＵ相Ｖ相線間の回生電流Ｉｒ（ｔ）は、下記の式で表される。
Ｉｒ（ｔ）＝（Ｅｕｖ−Ｅｏ）／（Ｚｕｖ＋Ｒｏ）・・・（１）
Ｅｕｖ：誘起電圧
Ｅｏ：充電時バッテリー電圧
Ｒｏ：充電時バッテリー入力インピーダンス
Ｚｕｖ：線間インピーダンス
Ｚｕｖ＝（Ｒｕｖ２＋ω２・Ｌｕｖ２）１／２
Ｌｕｖ＝線間インダクタンス
Ｒｕｖ：線間電気子抵抗
【０００３】
回転数がある回転数より大きくなればＥｕｖがＥｏより大きくなって、インバータからモータに電力を供給することができなくなる高速域の運転の制御ができなくなることを防止するために、インバータの制御によりｄ軸電流を強制的に流すことにより、回転子に固定されている磁石の高速回転に起因して誘起される誘起電圧Ｅｕｖの上昇を抑える制御技術が知られている。そのような制御技術は、弱め界磁制御といわれる。後掲特許文献１は、そのような弱め界磁制御の問題点を指摘している。高速域の運転中にインバータと電池との間の直流接続線を切ることが必要である場合がある。そのような場合として、電気機器系統の局所的部分の異常高温化が知られている。
【０００４】
弱め界磁制御運転中にスイッチ１０３が開かれると、弱め界磁制御が実行されず、スロットの界磁巻線と回転子側の磁石の相対的高速度に起因する誘起電圧Ｅｕｖが平滑コンデンサ１０４に印加される。誘起電圧Ｅｕｖは、平滑コンデンサ１０４の許容電圧を越えることがある。特許文献１は、そのような場合に平滑コンデンサ１０４を保護する技術を開示している。この技術は、モータの入力端子を短絡することにより平滑コンデンサを保護していて、高速域の弱め界磁制御（零トルク制御又は低トルク制御ともいわれる）を断念している。インバータをバッテリーから切断することは、インバータを保護するための決定的な解決にはならない。スロットの巻線に供給する電流の電流量は少ないが電圧が高いモータでは、誘起電圧が高い誘起電流Ｉｒ（ｔ）の一部がインバータを形成するトランジスタ又はサイリスタのような制御素子を破壊することが観測されている。モータ制御不能状態を招くインバータ破壊を検出するために、制御素子には素子破壊検出回路が付随している。素子破壊検出信号を受けるインバータ制御回路は、インバータとバッテリーを接続する接続線を切断し、インバータとモータを接続する接続線を切断し、又は、誘起電圧が過度にバッテリーにかかることがないようにモータの３相線間を短絡することにより、バッテリーを保護している。将来的に望まれる小型高性能のモータでは、より高い誘起電圧による不具合の発生がより強く懸念される。弱め界磁制御が実行されている状態で、制御素子に異常が発生する際に高い誘起電圧がバッテリーに作用することを回避するための接続線の切断又は短絡は、切断又は短絡による二次障害が発生し、二次障害の障害度を抑制するために切断用リレー又は短絡用リレーは高価であるという副次的問題を孕んでいる。
【０００５】
弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチが低廉であるような制御方法の提供が求められる。
【０００６】
【特許文献１】
特開平９−４７０５５号
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチを低廉化する電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法を提供することにある。
本発明の他の課題は、弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチの低廉化が採用される弱め界磁制御に対して適正である電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法を提供することにある。
本発明の別な課題は、パワーモジュールのメインテナンスを簡素化することによりサービスを向上させる電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明による電気車輌の制御装置は、車体（１）に支持される回路形成体と、車体（１）に支持されるバッテリー（７）と、車体に支持されるモータ（４）とから構成されている。その回路形成体は、バッテリー（７）からモータ（４）の複数相に電気的パワーを分配するパワー分配器（１２）と、その電気的パワーの分配を制御する制御器（１４）と、パワー分配器（１２）とバッテリー（７）の間でパワー分配器（１２）に対して並列に接続されるコンデンサ（１８）と、コンデンサ（１８）とバッテリー（７）の間に介設される開閉スイッチ（３４）とから形成されている。パワー分配器（１２）は、電気的パワーを複数相に時系列的に分配し逆流を許容する複数相対応の逆流許容パワー分配制御素子（１２−ｊ）を含んでいる。コンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）を開閉自在に短絡する短絡スイッチ（５１）が更に追加される。開閉スイッチ（３４）開かれる際に、短絡スイッチ（５１）が閉じられる。短絡スイッチ（５１）は、コンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）との間が短絡する。
【０００９】
コンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）との間の短絡は、中性点電圧を降下させ、特定相の誘起電圧を低下させる。このように低下する誘起電圧は、コンデンサ（１８）の耐圧電圧より十分に低い電圧に降下する。このような降下は、コンデンサ（１８）を有効に保護する。交流電圧がかかる短絡スイッチ（５１）は、直流電圧がかかるスイッチよりその製造コストが低く、インバータ特にコンデンサの保護のためのコスト上昇を有効に抑制することができる。
【００１０】
回路形成体には、複数相対応の逆流許容パワー分配制御素子の異常を検出して異常検出信号（５５−ｊ）を出力する異常検出回路（５４−ｊ）が更に付加される。制御器（１４）は、異常検出信号（５５−ｊ）に対応して開閉スイッチ（３４）を開き、且つ、異常検出信号（５５−ｊ）に対応して短絡スイッチ（５３）を閉じる。
【００１１】
回路形成体は単一の基板（１１）に形成されることが特に有利である。パワー分配器（１２）と制御器（１４）とコンデンサ（１８）と異常検出回路（５４−ｊ）は基板（１１）に形成されることが特に有利である。集積的に形成されるパワー分配器（１２）と制御器（１４）とコンデンサ（１８）と異常検出回路（５４−ｊ）は、その組立の容易さが全体のコストを低減し、耐振動性を有する。パワー分配器（１２）と制御器（１４）とコンデンサ（１８）のいずれかが故障し又は異常を示す場合には、特に、パワー分配器（１２）に含まれる電流制御素子であるサイリスタ又はトランジスタが故障した場合には、その故障基板を他の正常基板（１１）と取り換える作業が顕著に簡素である。その集積は、立体的な実装を部分的に含むことができる。
【００１２】
冷却構造を基板（１１）に同体化することは、冷却効率の上昇と冷却構造の簡素化の両面で、製造コストを更に低減する。バッテリー（７）とパワー分配器（１２）を接続する配線（１５−２）が基板（１１）に形成されることは、製造コストを更に低減することができる。
【００１３】
開閉スイッチは、第１種開閉スイッチ（３４）と、コンデンサ（１８）とバッテリー（７）の間で第１種開閉スイッチ（３４）に並列に接続される第２種開閉スイッチ（３５）を形成する。コンデンサ（１８）とバッテリー（７）の間で第２種開閉スイッチ（３５）に直列に接続される電流制限抵抗（３６）が挿入される。コンデンサ（１８）とバッテリー（７）とを接続し第１種開閉スイッチ（３４）が介設される線の抵抗の抵抗値は電流制限抵抗（３６）の抵抗値に比べて実質的に零である。第１種開閉スイッチ（３４）が開かれた後の近傍期間で第２種開閉スイッチ（３５）が開かれ、電圧・電流の急変が緩和され、回路の保護を強化することができる。
【００１４】
本発明による電気車輌の制御方法は、バッテリー（７）からインバータの複数の逆流許容パワー分配制御素子（１２−ｊ）を介して電力を多相のモータ（４）に分配するステップと、インバータ（６）の異常を検出するステップと、その異常に対応してインバータ（６）とバッテリー（７）の間を切断するステップと、その異常に対応して、インバータ（６）とバッテリーの間に介設されているコンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）とを短絡スイッチ（５３）により短絡するステップとから構成されている。中性点の短絡は、既述の通り、誘起電圧の降下を導いて、インバータ（６）とバッテリー（７）の間の切断の際に、コンデンサを有効に保護する。
【００１５】
その短絡するステップは、モータ（４）の特定相で生成される誘起電流（Ｉｒ（ｔ））をインバータ（６）の特定相に対応する対応相逆流用ダイオードを介してコンデンサ（１８）に充電するステップを形成している。その充電電圧は低く抑えられていて、コンデンサを保護している。逆流許容パワー分配制御素子（１２−ｊ）が異常であるが故障でない場合には、その充電はモータの推進又は弱め界磁制御のために用いられ得る。
【００１６】
その短絡するステップは、中性点（５１）を短絡スイッチ（５３）に接続し、短絡スイッチ（５３）をその特定相とは異なる異相の逆流許容パワー分配制御素子（１２−Ｖｏｕｔ）に接続し、その異相の逆流許容パワー分配制御素子（１２−Ｖｏｕｔ）を中性点（５１）に接続する循環回路を形成するステップを含む。このような循環回路の形成は、既述の電圧降下を確実に有効化する。
【００１７】
異常に対応しないで、インバータ（６）とバッテリー（７）の間を切断するステップと、その特定相に対応する逆流許容パワー分配制御素子（１２−Ｕｉｎ）を導通させてモータ（４）の特定相にコンデンサ（１８）のパワーを分配するステップの追加は、弱め界磁制御のために充電電力を利用することができる点で好ましい。
【００１８】
本発明による電気車輌の制御方法は、下記のステップにより効果的に実施され得る。そのステップは、基板（１１）に回路を形成するステップと、基板（１１）を電気車輌の車体）（１）に着脱可能に取り付けるステップとを構成している。その回路は、パワーモジュール（１２）と、パワーモジュール（１２）をモータ（４）に接続する配線（１５−２）と、パワーモジュール（１２）と基板（１１）の外側に配置されるバッテリー（７）との間に介設される平滑コンデンサ（１８）の負極側を車体（１）に支持されているモータ（４）の中性点（５１）に短絡可能に接続する短絡スイッチ（５３）を形成している。パワーモジュール（１２）の故障が検出される場合に、その故障の基板（１１）を正常な基板（１１）に取り替えることは、メインテナンス・サービスを向上させることができる。
【００１９】
【発明の効果】
本発明による電気車輌の制御方法は、短絡スイッチを交流中性点を短絡する短絡線に介設していて、短絡スイッチを低廉化することができる。弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチの追加は、切断時の弱め界磁制御に融合する。パワーモジュールのメインテナンスを簡素化することによりサービスを向上させることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明による具現化される電気車輌の制御装置は、図の対応により詳しく具体的に記述される。図２は、電気車輌として、ハイブリッド自動車を例示している。そのハイブリッド自動車の車体１は、前２輪２と後２輪３とにより地面に対して支持される。車体１には、モータ４と、エンジン５と、インバータ６と、バッテリー７とが搭載されている。後２輪３は、車軸を構成する差動ギア８と減速機９とを介して、モータ４に機械的に連結している。エンジン５は、モータ４に直列に軸連結している。インバータ６は、バッテリー７の電気的パワーを制御的にモータ４に供給する。
【００２１】
図３は、モータ４とバッテリー７との間に介設されるインバータ６の基板内集積構造を示している。インバータ６は、基板１１に集積的に形成される。インバータ６は、パワーモジュール１２と、パワーモジュール１２に入力電力を入力する電源回路１３と、パワーモジュール１２の出力電力を制御する制御回路１４とから構成されている。基板１１には、バッテリー７を電源回路１３に接続する第１配線構造１５−１と、バッテリー７をパワーモジュール１２に接続する第２配線構造１５−２が形成されている。第１配線構造１５−１と第２配線構造１５−２は、並列にバッテリー７に接続している。第１配線構造１５−１と第２配線構造１５−２は、基板１１の縁に配置される共通の接続端子１６を介してバッテリー７に接続している。第１配線構造１５−１と第２配線構造１５−２の共通部分には第１平滑コンデンサ１７が挿入されている。第２配線構造１５−２には、第２平滑コンデンサ１８が挿入されている。第１配線構造１５−１には、放電抵抗１９が挿入されている。制御回路１４は、国際規格通信線２１を介して上位コントローラ２２に接続している。国際規格としてＣＡＮが採択されている。ＣＡＮに準拠して上位コントローラ２２から送信される来る制御信号は、インタフェース２０を介して制御回路１４に入力される。インタフェース２０は、基板１１に形成され、基板１１と上位コントローラ２２の電気的接続が容易である。
【００２２】
パワーモジュール１２は、Ｕ相電力供給線２３とＶ相電力供給線２４とＷ相電力供給線２５とを介してモータ４に接続している。Ｕ相電力供給線２３は、パワーモジュール１２と基板１１の縁に配置されるＵ相端子２６との間で基板１１に形成される基板内Ｕ相電力供給線２３−１と、Ｕ相端子２６とモータ４との間で配線される基板外Ｕ相電力供給線２３−２とから形成されている。Ｖ相電力供給線２４は、パワーモジュール１２と基板１１の縁に配置されるＶ相端子２７との間で基板１１に形成される基板内Ｖ相電力供給線２４−１と、Ｖ相端子２７とモータ４との間で配線される基板外Ｖ相電力供給線２４−２とから形成されている。Ｗ相電力供給線２５は、パワーモジュール１２と基板１１の縁に配置されるＵ相端子２８との間で基板１１に形成される基板内Ｗ相電力供給線２５−１と、Ｕ相端子２８とモータ４との間で配線される基板外Ｗ相電力供給線２５−２とから形成されている。
【００２３】
基板内Ｕ相電力供給線２３−１と基板内Ｖ相電力供給線２４−１と基板内Ｗ相電力供給線２５−１には、それぞれにＵ相電流検出器２９とＶ相電流検出器３１とＷ相電流検出器３２が介設されている。Ｕ相電流検出器２９とＶ相電流検出器３１とＷ相電流検出器３２がそれぞれに検出する３相電流値信号３３は、電源回路１３にフィードバックされる。３相電流値信号３３は、パワーモジュール１２を構成する電力供給制御素子の開閉動作のタイミング制御に用いられる。電力供給制御素子としては、トランジスタ群が用いられ、特に好適にはサイリスタ群の位相制御のために用いられる。
【００２４】
バッテリー７の正極側と第２平滑コンデンサ１８の間に２種の開閉スイッチが挿入されている。２種の開閉スイッチは、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とで形成されている。第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５は、並列に配置されている。電圧急変緩和抵抗３６は、バッテリー７の正極側と第２平滑コンデンサ１８の間で第２種開閉スイッチ３５に対して直列に配置されている。
【００２５】
図４は、バッテリー７とパワーモジュール１２と第２平滑コンデンサ１８とモータ４との電気的接続関係を示している。パワーモジュール１２は、基本的には、電力の供給量を時系列的に制御する６個の逆流許容電力供給制御素子により構成されている。６個の逆流許容電力供給制御素子の接続関係は、公知の接続関係がそのままに利用されている。２個の逆流許容電力供給制御素子はモータ４にＵ相電力を供給し、他の２個の逆流許容電力供給制御素子はモータ４にＶ相電力を供給し、更に他の２個の逆流許容電力供給制御素子はモータ４にＷ相電力を供給する。
【００２６】
３相間の中性点５１は、図４に示されるように、第２平滑コンデンサ１８の負極側に短絡可能に接続されている。中性点５１を第２平滑コンデンサ１８の負極側に短絡する短絡線５２には、中性点短絡スイッチ５３が介設されている。
【００２７】
図５は、中性点短絡回路を示している。基板１１の上には、逆流許容電力供給制御素子１２−Ｕｉｎ，Ｕｏｕｔ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔ（以下、１２−ｊ）の近傍に故障（異常）検出回路５４−ｊが集積的に配置されている。１つの逆流許容電力供給制御素子１２−ｊと１つの故障検出回路５４−ｊは１つの対を形成している。逆流許容電力供給制御素子１２−ｊが故障し又は異常化すれば、故障検出回路５４−ｊは、故障（異常）検出信号５５−ｊを出力する。故障検出信号５５−ｊは、制御回路１４に含まれるＣＰＵ５６に入力される。制御回路１４は、故障検出信号５５−ｊを受信する時刻と概ね同時刻に第１種開閉スイッチ３４を開く第１種開閉スイッチオフ信号５７を第１種開閉スイッチ３４に対して出力し、その時刻から数ｍｓｅｃ遅延して、又は、遅延しないで、第２種開閉スイッチ３５を開く第２種開閉スイッチオフ信号５８を第２種開閉スイッチ３５に対して出力し、その時刻と概ね同時刻に中性点短絡スイッチ５３を閉じる中性点短絡信号５９を中性点短絡スイッチ５３に対して出力する。制御回路１４は、故障検出信号５５−ｊを受信せずに弱め界磁制御を実行する場合には、故障検出信号５５−ｊ又は高温信号を受信する時刻と概ね同時刻に第１種開閉スイッチオフ信号５７を出力し、その時刻から数ｍｓｅｃ遅延して、第２種開閉スイッチオフ信号５８を出力し、弱め界磁制御信号６１を対応相の逆流許容電力供給制御素子１２−ｊに対して出力する。
【００２８】
各相の線間電圧のうちＵ相Ｖ相間電圧はＥｕｖで表され、バッテリー電圧はＥｏで表され、電圧急変緩和抵抗３６が閉じている間の電圧急変緩和抵抗３６の両端電圧はＶｂで表され、モータ投入電圧はＶｉｎで表され、回生電流はＩｒ（ｔ）で表され、バッテリー両端電圧はＥｏ（ｔ）で表されて、次式が成立する。
Ｖｉｎ＝Ｉｒ（ｔ）・Ｚｕｖ・・・（２−１）
Ｖｂ：Ｖｉｎ＝Ｒｏ：Ｚｕｖ・・・（２−２）
Ｖｂ＋Ｖｉｎ＝Ｅｕｖ−Ｅｏ・・・（２−３）
ここで、Ｒｏ、Ｚｕｖは既出の式（１）で定義されている。式（２−１，２，３）から式（１）が導かれている。図６は、相電圧Ｕ，Ｖ，Ｗと、線間電圧（誘起電圧）Ｅｕｖ，Ｅｖｗ，Ｅｗｕと、太い線で描かれている回生電圧Ｅｒ（ｔ）とを示している。
【００２９】
第１種開閉スイッチ３４が閉じられいる正常運転状態では、パワーモジュール１２により弱め界磁制御が実行される。零トルク制御又は低トルク制御と別称される弱め界磁制御は業界で普通に用いられる慣用的表現であるが、本明細書では、文字通りの意味で、誘起電圧押さえ込み制御といわれる。今、Ｕ相Ｖ相間の印加電圧が零である期間では、図７に示されるように、ロータ側固定磁石３７は、ステータ側スロットの磁束形成誘導部分３８に対して真正面位置であるｄ軸位置にある。磁束変化が最大になるｄ軸位置で、ロータ側固定磁石３７の運動に起因して磁束形成誘導部分３８に巻かれているコイル（電気子巻線）に発生する誘起電圧Ｅｕｖは最大になる。誘起電圧Ｅｕｖが最大になる期間の誘起電流は、図４に矢印３９で示されるように、Ｕ相サイリスタ１２−Ｕに並列に接続されている逆流整流器（ダイオード）を通り、第２平滑コンデンサ１８に向かう。
【００３０】
第１種開閉スイッチ３４が開かれ、又は、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とが開かれた場合には、回生電圧の発生に起因する回生電流Ｉｒ（ｔ）は、第２平滑コンデンサ１８に対して負担をかけ、更には、誘起電流Ｉｒ（ｔ）が押し寄せるパワーモジュール１２の構成部品のうち対応相の逆流許容電力供給制御素子に負担をかける。逆流許容電力供給制御素子のうち逆流を許容するダイオードには問題となるような負担はかからないが、制御信号により動作状態が遷移するサイリスタ又はトランジスタには問題になる負担がかかる。
【００３１】
このように回生電圧の発生に起因する回生電流Ｉｒ（ｔ）は、第１種開閉スイッチ３４が開かれ、又は、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とが開かれた場合には、第２平滑コンデンサ１８に対して多様な負担をかける。このような期間で、Ｕ相サイリスタ１２−Ｕがオンに点弧され、誘起電流Ｉｒ（ｔ）を１２−Ｕを通じて再逆流させ、誘起電流Ｉｒ（ｔ）の逆流を押さえ込む。このような開閉制御が、３相電流値信号３３又は制御回路１４に電子化されているプログラムの制御によりパワーモジュール１２のＵ相サイリスタ１２−Ｕに対して実行される。
【００３２】
第１種開閉スイッチ３４の開動作直後には、回生電流Ｉｒ（ｔ）はＵ相サイリスタ１２−Ｕを通り電圧急変緩和抵抗３６を介してバッテリー７に逆流し得るが、電圧急変緩和抵抗３６の抵抗値の適正化により、その逆流の程度を抑制することができる。第１種開閉スイッチ３４の開動作の直後には、回生電流Ｉｒ（ｔ）は回生されて第２平滑コンデンサ１８に充電が可能である。その充電期間（以下、第１充電期間といわれる）は、第２平滑コンデンサ１８に過大な負担がかからない程度に短く設定される。第２平滑コンデンサ１８の耐圧がＫボルトであれば、その充電期間は、０．７Ｋの程度を越えない期間の長さ以下に抑えられる。次に、第１種開閉スイッチ３４が開放され、バッテリー７は完全にパワーモジュール１２とモータ４とから遮断（開放）される。回生電流Ｉｒ（ｔ）の全ては、モータ４から矢印３９を介して第２平滑コンデンサ１８に向かう。この場合の充電期間（以下、第２充電期間といわれる）は、第１充電期間と同じ充電条件が課され、第２平滑コンデンサ１８に過大な負担がかからない程度に短く設定される。第２平滑コンデンサ１８の耐圧がＫボルトであれば、その充電期間は、０．７Ｋの程度を越えない期間の長さ以下に抑えられる。第１種開閉スイッチ３４の開放の直後に第３充電期間が設定されることは好ましい。第３充電期間には、既述の第１充電期間と既述の第２充電期間の充電条件が課される。第３充電期間は、第２平滑コンデンサ１８に過大な負担がかからない程度に短く設定され、第２平滑コンデンサ１８の耐圧がＫボルトであれば、その充電期間は０．７Ｋの程度を越えない期間の長さ以下に抑えられる。このような充電期間は、μｓｅｃのオーダーで制御回路１４のプログラムにより制御される。
【００３３】
第１充電期間、第１充電期間に第２充電期間が加算された第１加算充電期間、又は、更にこの期間に第３充電期間が加算された第２加算充電期間で蓄積された電圧に対応して第２平滑コンデンサ１８からＵ相サイリスタ１２−Ｕに向かう電流（弱め界磁電流）は、これらの期間が経過した時点でＵ相サイリスタ１２−Ｕがオンされて（導通化されて）、回生電流Ｉｒ（ｔ）に加算され、第２平滑コンデンサ１８からＵ相サイリスタ１２−Ｕを介してモータ４に向かう電流は零電流化され、モータ４からＵ相サイリスタ１２−Ｕを介して第２平滑コンデンサ１８に向かう電流は零電流化される。ここで零電流は、文字通りに電流が零になることを意味せず、第２平滑コンデンサ１８に対する負担が十分に小さくなるように第２平滑コンデンサ１８に向かう電流の値が十分に小さくなることを意味する。このように、バッテリー７が第２平滑コンデンサ１８、パワーモジュール１２、又は、モータ４から開放される時点の直後の回生電力が瞬時的に第２平滑コンデンサ１８で充電的に蓄積され、バッテリー７が開放されている安全条件保持状態で、その蓄積電力が誘起電圧押さえ込み制御のための電力として回生的に利用される。
【００３４】
図８は、第２平滑コンデンサ１８の電圧と損失の関係を示している。銅損は、第２平滑コンデンサ１８の電圧が零であるときに最大であり、第２平滑コンデンサ１８の電圧に対してエキスポーネンシャルに減少する。鉄損は、第２平滑コンデンサ１８の電圧が零であるときに最小であり、第２平滑コンデンサ１８の電圧に対してエキスポーネンシャルに増大する。総合損失は、銅損と鉄損の加算として示される。銅損と鉄損は線対称的であるから、総合損失が最小になる損失最小化コンデンサ電圧Ｃｋが存在する。損失最小化コンデンサ電圧Ｃｋを中心とする一定範囲は、総合損失が実用的に十分に小さい損失低減化範囲Ａである。既述の第１充電期間、第２充電期間、第３充電期間は、第２平滑コンデンサ１８の充放電電圧（コンデンサ両端電圧）が損失低減化範囲Ａで変動するように、制御回路１４のプログラムにより制御される。第２種開閉スイッチ３５が開放される時点、次に第１種開閉スイッチ３４が開放される時点、更に次にＵ相サイリスタ１２−Ｕが開かれる時点は、第２平滑コンデンサ１８の充放電電圧が損失低減化範囲Ａで変動するように、制御回路１４のプログラムにより制御される。このような損失低減化制御は、他の相であるＶ相、Ｗ相に関して実行される。パワーモジュール１２の開放（オフ）は第１種開閉スイッチ３４の開放と同時的に実行され、又は、パワーモジュール１２の開放（オフ）は第１種開閉スイッチ３４の開放の直後に実行される。損失低減化は、第１種開閉スイッチ３４の開時刻と第２種開閉スイッチ３５の開時刻の制御により実行的に可能である。損失低減化は、対応相のサイリスタの開時刻（オン時刻）の制御により更に高効率化され得る。このような損失最小化制御が第１種開閉スイッチと第２種開閉スイッチの開閉とは独立に行われることは有効である。
【００３５】
このような損失低減化制御の期間中に電圧急変緩和抵抗３６とパワーモジュール１２に流れる電流のパワーは、熱化する。このような熱化エネルギーは、基板１１の温度を上昇させる。このような熱は、基板１１の表面から放散し、又は、内部に薄く形成される冷却媒体還流層の冷却媒体に吸収される。基板１１に熱放散用フィンを形成することは特に有効である。冷却媒体として、水の使用が適正である。冷却水は、基板１１の外側表面又は基板１１の内部に形成される内側表面に接して循環的に流される。
【００３６】
このような誘起電圧押さえ込み制御が実行されている正常運転は、６個の逆流許容電力供給制御素子のうちの１つの故障（異常）により異常化する。そのような１つとして、サイリスタ１２−Ｕが例示されて以下が記述される。サイリスタ１２−Ｕに付随する故障検出（異常検出）回路が出力する故障（異常）検出信号は、制御回路１４に含まれるＣＰＵ（図示されず）に送信される。その故障検出信号を受ける制御回路１４は、第１種開閉スイッチオフ信号５７、第２種開閉スイッチオフ信号５８、中性点短絡信号５９、誘起電圧押さえ込み制御信号６１を既述の適正遅延関係で出力する。
【００３７】
サイリスタと付属素子の結合である逆流許容電力供給制御素子１２−Ｕが故障すれば、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とが同時的に開動作してパワーモジュール１２はバッテリー７から電気的に遮断され、更に同時的に、中性点短絡スイッチ５３が開動作する。この場合には、Ｕ相Ｖ相間の誘起電圧Ｅｕｖに対応する回生電流はＩｒ（ｔ）がモータ４で生起し、その回生電流はＩｒ（ｔ）はＵ相入力線を逆流し、逆流許容電力供給制御素子１２−Ｕのダイオードを通り、第２平滑コンデンサ１８の正極側に流れ込んで第２平滑コンデンサ１８に充電される。この充電期間には、中性点５１は第２平滑コンデンサ１８の負極側に短絡されているが、中性点５１の電圧は、短絡されていない時のＵ相Ｖ相間電圧の√（１／３）であり、第２平滑コンデンサ１８にかかる充電電圧は短絡前より低くなっている。このような充電電圧の低下は、第２平滑コンデンサ１８の保護の点で効果的な低減である。中性点５１にかかるＶ相誘起電圧は、中性点短絡スイッチ５３を介して逆流許容電力供給制御素子１２−Ｖｏｕｔのダイオードを通って逆流して、モータ４のＶ相コイルに還流する。このような還流は、Ｕ相Ｖ相間電圧を下げる効果がある。
【００３８】
図９〜図１２は、モータ４とインバータ６とバッテリー７と他の付加機構との配置接続関係を多様に示している。インバータ６としては、共通に図３に示される基板１１が用いられている。図９は、非ハイブリッド型電気自動車を示している。図１０〜図１２は、ハイブリッド自動車を示している。図９は、モータ４とインバータ６とバッテリー７の配置接続関係を示し、バッテリー７は外部充電型又は燃料電池である。図１０に示されるシリーズ型自動車は、付加機構として、エンジン５と発電機４１とが付加されている。発電機４１はエンジン５に直結し、発電機４１が発電する電力はインバータ６を介してバッテリー７に蓄積される。図１１に示されるパラレル型自動車は、付加機構として、エンジン５が付加されている。モータ４’は、発電機として用いられ得る。エンジン駆動中は、モータ４’は車輪に動力を伝達する動力伝達機能と発電機能とを有している。図１２に示されるシリーズ・パラレル型自動車は、付加機構として、エンジン５と発電機４１とが付加され、更に、動力分割機構４２が付加されている。エンジン５の回転的に出力は、その一部がモータ４に分配され他の一部が発電機４１に分配される。発電機４１が発電する電力はインバータ６を介してバッテリー７に蓄積される。エンジン駆動中は、動力分割機構４２により分配される出力の一部は、モータ４を介して車輪に伝達される。本発明による電気車輌の制御装置は、このような４つのタイプの任意のタイプに使用されて有効である。
【００３９】
本発明による電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法は、電気自動車に限られず、電車に好適に用いられ、最大トルクが大きくトルク変動が激しいモータに利用されて有用性が高い。モータとしては、ロータ側磁石が鉄製ロータ表層に埋め込まれ誘起電圧がより大きくトルクがより大きく、ＳＰＭタイプのモータより回転数がより大きい領域でトルクがより大きいＩＰＭタイプのモータに利用されて特に効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、電気自動車の公知のインバータ回路を示す回路図である。
【図２】図２は、ハイブリッド自動車の一般的な駆動機構を示す底面図である。
【図３】図３は、本発明による電気車輌の制御装置の具現体を示す回路ブロック図である。
【図４】図４は、本発明による電気車輌の制御装置の他の具現体を示す回路図である。
【図５】図５は、中性点短絡回路を示す回路図である。
【図６】図６は、インバータ回路による一般的な３相電圧比を示すグラフである。
【図７】図７は、ｄ軸位置を示す断面図である。
【図８】図８は、損失を示すグラフである。
【図９】図９は、電気自動車のタイプを示す底面図である。
【図１０】図１０は、電気自動車の他のタイプを示す底面図である。
【図１１】図１１は、電気自動車の更に他のタイプを示す底面図である。
【図１２】図１２は、電気自動車の更に他のタイプを示す底面図である。
【符号の説明】
参照番号は、発明の開示の欄で用いられている技術的構成要素に原則的に対応している。
１…車体
４…モータ
６…インバータ
７…バッテリー
１１…回路形成体（基板）
１２…パワー分配器（パワーモジュール）
１２−ｊ…逆流許容パワー分配制御素子
１２−Ｕｉｎ…特定相対応逆流許容パワー分配制御素子
１２−Ｖｏｕｔ…異相対応逆流許容パワー分配制御素子
１４…制御器
１５−２…配線
１８…コンデンサ
３４…開閉スイッチ
３６…電流制限抵抗
５１…中性点
５３…短絡スイッチ
５４−ｊ…異常検出回路
５５−ｊ…異常検出信号
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法に関し、特に、電気自動車のインバータ切り離し時に電気制御回路を保護するための電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気自動車は、排出炭酸ガス削減の技術として有望視されている。電車、工作機械に用いられる電気モータ（以下、モータといわれる）と異なり激しいトルク変化を受ける自動車用モータは、システム効率の一層の向上と電気機器系統の一層の安全性が求められる。電池からインバータを介して交流３相電力の供給を受けるモータは、常態的に発電電力を電池の側に送り返す。図１は、バッテリー１０１から電力を受けて駆動されるモータ１０２を示している。モータ１０２のＵ相Ｖ相線間の回生電流Ｉｒ（ｔ）は、下記の式で表される。
Ｉｒ（ｔ）＝（Ｅｕｖ−Ｅｏ）／（Ｚｕｖ＋Ｒｏ）・・・（１）
Ｅｕｖ：誘起電圧
Ｅｏ：充電時バッテリー電圧
Ｒｏ：充電時バッテリー入力インピーダンス
Ｚｕｖ：線間インピーダンス
Ｚｕｖ＝（Ｒｕｖ２＋ω２・Ｌｕｖ２）１／２
Ｌｕｖ＝線間インダクタンス
Ｒｕｖ：線間電気子抵抗
【０００３】
回転数がある回転数より大きくなればＥｕｖがＥｏより大きくなって、インバータからモータに電力を供給することができなくなる高速域の運転の制御ができなくなることを防止するために、インバータの制御によりｄ軸電流を強制的に流すことにより、回転子に固定されている磁石の高速回転に起因して誘起される誘起電圧Ｅｕｖの上昇を抑える制御技術が知られている。そのような制御技術は、弱め界磁制御といわれる。後掲特許文献１は、そのような弱め界磁制御の問題点を指摘している。高速域の運転中にインバータと電池との間の直流接続線を切ることが必要である場合がある。そのような場合として、電気機器系統の局所的部分の異常高温化が知られている。
【０００４】
弱め界磁制御運転中にスイッチ１０３が開かれると、弱め界磁制御が実行されず、スロットの界磁巻線と回転子側の磁石の相対的高速度に起因する誘起電圧Ｅｕｖが平滑コンデンサ１０４に印加される。誘起電圧Ｅｕｖは、平滑コンデンサ１０４の許容電圧を越えることがある。特許文献１は、そのような場合に平滑コンデンサ１０４を保護する技術を開示している。この技術は、モータの入力端子を短絡することにより平滑コンデンサを保護していて、高速域の弱め界磁制御（零トルク制御又は低トルク制御ともいわれる）を断念している。インバータをバッテリーから切断することは、インバータを保護するための決定的な解決にはならない。スロットの巻線に供給する電流の電流量は少ないが電圧が高いモータでは、誘起電圧が高い誘起電流Ｉｒ（ｔ）の一部がインバータを形成するトランジスタ又はサイリスタのような制御素子を破壊することが観測されている。モータ制御不能状態を招くインバータ破壊を検出するために、制御素子には素子破壊検出回路が付随している。素子破壊検出信号を受けるインバータ制御回路は、インバータとバッテリーを接続する接続線を切断し、インバータとモータを接続する接続線を切断し、又は、誘起電圧が過度にバッテリーにかかることがないようにモータの３相線間を短絡することにより、バッテリーを保護している。将来的に望まれる小型高性能のモータでは、より高い誘起電圧による不具合の発生がより強く懸念される。弱め界磁制御が実行されている状態で、制御素子に異常が発生する際に高い誘起電圧がバッテリーに作用することを回避するための接続線の切断又は短絡は、切断又は短絡による二次障害が発生し、二次障害の障害度を抑制するために切断用リレー又は短絡用リレーは高価であるという副次的問題を孕んでいる。
【０００５】
弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチが低廉であるような制御方法の提供が求められる。
【０００６】
【特許文献１】
特開平９−４７０５５号
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチを低廉化する電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法を提供することにある。
本発明の他の課題は、弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチの低廉化が採用される弱め界磁制御に対して適正である電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法を提供することにある。
本発明の別な課題は、パワーモジュールのメインテナンスを簡素化することによりサービスを向上させる電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明による電気車輌の制御装置は、車体（１）に支持される回路形成体と、車体（１）に支持されるバッテリー（７）と、車体に支持されるモータ（４）とから構成されている。その回路形成体は、バッテリー（７）からモータ（４）の複数相に電気的パワーを分配するパワー分配器（１２）と、その電気的パワーの分配を制御する制御器（１４）と、パワー分配器（１２）とバッテリー（７）の間でパワー分配器（１２）に対して並列に接続されるコンデンサ（１８）と、コンデンサ（１８）とバッテリー（７）の間に介設される開閉スイッチ（３４）とから形成されている。パワー分配器（１２）は、電気的パワーを複数相に時系列的に分配し逆流を許容する複数相対応の逆流許容パワー分配制御素子（１２−ｊ）を含んでいる。コンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）を開閉自在に短絡する短絡スイッチ（５１）が更に追加される。開閉スイッチ（３４）開かれる際に、短絡スイッチ（５１）が閉じられる。短絡スイッチ（５１）は、コンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）との間が短絡する。
【０００９】
コンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）との間の短絡は、中性点電圧を降下させ、特定相の誘起電圧を低下させる。このように低下する誘起電圧は、コンデンサ（１８）の耐圧電圧より十分に低い電圧に降下する。このような降下は、コンデンサ（１８）を有効に保護する。交流電圧がかかる短絡スイッチ（５１）は、直流電圧がかかるスイッチよりその製造コストが低く、インバータ特にコンデンサの保護のためのコスト上昇を有効に抑制することができる。
【００１０】
回路形成体には、複数相対応の逆流許容パワー分配制御素子の異常を検出して異常検出信号（５５−ｊ）を出力する異常検出回路（５４−ｊ）が更に付加される。制御器（１４）は、異常検出信号（５５−ｊ）に対応して開閉スイッチ（３４）を開き、且つ、異常検出信号（５５−ｊ）に対応して短絡スイッチ（５３）を閉じる。
【００１１】
回路形成体は単一の基板（１１）に形成されることが特に有利である。パワー分配器（１２）と制御器（１４）とコンデンサ（１８）と異常検出回路（５４−ｊ）は基板（１１）に形成されることが特に有利である。集積的に形成されるパワー分配器（１２）と制御器（１４）とコンデンサ（１８）と異常検出回路（５４−ｊ）は、その組立の容易さが全体のコストを低減し、耐振動性を有する。パワー分配器（１２）と制御器（１４）とコンデンサ（１８）のいずれかが故障し又は異常を示す場合には、特に、パワー分配器（１２）に含まれる電流制御素子であるサイリスタ又はトランジスタが故障した場合には、その故障基板を他の正常基板（１１）と取り換える作業が顕著に簡素である。その集積は、立体的な実装を部分的に含むことができる。
【００１２】
冷却構造を基板（１１）に同体化することは、冷却効率の上昇と冷却構造の簡素化の両面で、製造コストを更に低減する。バッテリー（７）とパワー分配器（１２）を接続する配線（１５−２）が基板（１１）に形成されることは、製造コストを更に低減することができる。
【００１３】
開閉スイッチは、第１種開閉スイッチ（３４）と、コンデンサ（１８）とバッテリー（７）の間で第１種開閉スイッチ（３４）に並列に接続される第２種開閉スイッチ（３５）を形成する。コンデンサ（１８）とバッテリー（７）の間で第２種開閉スイッチ（３５）に直列に接続される電流制限抵抗（３６）が挿入される。コンデンサ（１８）とバッテリー（７）とを接続し第１種開閉スイッチ（３４）が介設される線の抵抗の抵抗値は電流制限抵抗（３６）の抵抗値に比べて実質的に零である。第１種開閉スイッチ（３４）が開かれた後の近傍期間で第２種開閉スイッチ（３５）が開かれ、電圧・電流の急変が緩和され、回路の保護を強化することができる。
【００１４】
本発明による電気車輌の制御方法は、バッテリー（７）からインバータの複数の逆流許容パワー分配制御素子（１２−ｊ）を介して電力を多相のモータ（４）に分配するステップと、インバータ（６）の異常を検出するステップと、その異常に対応してインバータ（６）とバッテリー（７）の間を切断するステップと、その異常に対応して、インバータ（６）とバッテリーの間に介設されているコンデンサ（１８）の負極側とモータ（４）の中性点（５１）とを短絡スイッチ（５３）により短絡するステップとから構成されている。中性点の短絡は、既述の通り、誘起電圧の降下を導いて、インバータ（６）とバッテリー（７）の間の切断の際に、コンデンサを有効に保護する。
【００１５】
その短絡するステップは、モータ（４）の特定相で生成される誘起電流（Ｉｒ（ｔ））をインバータ（６）の特定相に対応する対応相逆流用ダイオードを介してコンデンサ（１８）に充電するステップを形成している。その充電電圧は低く抑えられていて、コンデンサを保護している。逆流許容パワー分配制御素子（１２−ｊ）が異常であるが故障でない場合には、その充電はモータの推進又は弱め界磁制御のために用いられ得る。
【００１６】
その短絡するステップは、中性点（５１）を短絡スイッチ（５３）に接続し、短絡スイッチ（５３）をその特定相とは異なる異相の逆流許容パワー分配制御素子（１２−Ｖｏｕｔ）に接続し、その異相の逆流許容パワー分配制御素子（１２−Ｖｏｕｔ）を中性点（５１）に接続する循環回路を形成するステップを含む。このような循環回路の形成は、既述の電圧降下を確実に有効化する。
【００１７】
異常に対応しないで、インバータ（６）とバッテリー（７）の間を切断するステップと、その特定相に対応する逆流許容パワー分配制御素子（１２−Ｕｉｎ）を導通させてモータ（４）の特定相にコンデンサ（１８）のパワーを分配するステップの追加は、弱め界磁制御のために充電電力を利用することができる点で好ましい。
【００１８】
本発明による電気車輌の制御方法は、下記のステップにより効果的に実施され得る。そのステップは、基板（１１）に回路を形成するステップと、基板（１１）を電気車輌の車体）（１）に着脱可能に取り付けるステップとを構成している。その回路は、パワーモジュール（１２）と、パワーモジュール（１２）をモータ（４）に接続する配線（１５−２）と、パワーモジュール（１２）と基板（１１）の外側に配置されるバッテリー（７）との間に介設される平滑コンデンサ（１８）の負極側を車体（１）に支持されているモータ（４）の中性点（５１）に短絡可能に接続する短絡スイッチ（５３）を形成している。パワーモジュール（１２）の故障が検出される場合に、その故障の基板（１１）を正常な基板（１１）に取り替えることは、メインテナンス・サービスを向上させることができる。
【００１９】
【発明の効果】
本発明による電気車輌の制御方法は、短絡スイッチを交流中性点を短絡する短絡線に介設していて、短絡スイッチを低廉化することができる。弱め界磁制御中の制御素子の破壊に際してバッテリーを保護する短絡スイッチの追加は、切断時の弱め界磁制御に融合する。パワーモジュールのメインテナンスを簡素化することによりサービスを向上させることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明による具現化される電気車輌の制御装置は、図の対応により詳しく具体的に記述される。図２は、電気車輌として、ハイブリッド自動車を例示している。そのハイブリッド自動車の車体１は、前２輪２と後２輪３とにより地面に対して支持される。車体１には、モータ４と、エンジン５と、インバータ６と、バッテリー７とが搭載されている。後２輪３は、車軸を構成する差動ギア８と減速機９とを介して、モータ４に機械的に連結している。エンジン５は、モータ４に直列に軸連結している。インバータ６は、バッテリー７の電気的パワーを制御的にモータ４に供給する。
【００２１】
図３は、モータ４とバッテリー７との間に介設されるインバータ６の基板内集積構造を示している。インバータ６は、基板１１に集積的に形成される。インバータ６は、パワーモジュール１２と、パワーモジュール１２に入力電力を入力する電源回路１３と、パワーモジュール１２の出力電力を制御する制御回路１４とから構成されている。基板１１には、バッテリー７を電源回路１３に接続する第１配線構造１５−１と、バッテリー７をパワーモジュール１２に接続する第２配線構造１５−２が形成されている。第１配線構造１５−１と第２配線構造１５−２は、並列にバッテリー７に接続している。第１配線構造１５−１と第２配線構造１５−２は、基板１１の縁に配置される共通の接続端子１６を介してバッテリー７に接続している。第１配線構造１５−１と第２配線構造１５−２の共通部分には第１平滑コンデンサ１７が挿入されている。第２配線構造１５−２には、第２平滑コンデンサ１８が挿入されている。第１配線構造１５−１には、放電抵抗１９が挿入されている。制御回路１４は、国際規格通信線２１を介して上位コントローラ２２に接続している。国際規格としてＣＡＮが採択されている。ＣＡＮに準拠して上位コントローラ２２から送信される来る制御信号は、インタフェース２０を介して制御回路１４に入力される。インタフェース２０は、基板１１に形成され、基板１１と上位コントローラ２２の電気的接続が容易である。
【００２２】
パワーモジュール１２は、Ｕ相電力供給線２３とＶ相電力供給線２４とＷ相電力供給線２５とを介してモータ４に接続している。Ｕ相電力供給線２３は、パワーモジュール１２と基板１１の縁に配置されるＵ相端子２６との間で基板１１に形成される基板内Ｕ相電力供給線２３−１と、Ｕ相端子２６とモータ４との間で配線される基板外Ｕ相電力供給線２３−２とから形成されている。Ｖ相電力供給線２４は、パワーモジュール１２と基板１１の縁に配置されるＶ相端子２７との間で基板１１に形成される基板内Ｖ相電力供給線２４−１と、Ｖ相端子２７とモータ４との間で配線される基板外Ｖ相電力供給線２４−２とから形成されている。Ｗ相電力供給線２５は、パワーモジュール１２と基板１１の縁に配置されるＵ相端子２８との間で基板１１に形成される基板内Ｗ相電力供給線２５−１と、Ｕ相端子２８とモータ４との間で配線される基板外Ｗ相電力供給線２５−２とから形成されている。
【００２３】
基板内Ｕ相電力供給線２３−１と基板内Ｖ相電力供給線２４−１と基板内Ｗ相電力供給線２５−１には、それぞれにＵ相電流検出器２９とＶ相電流検出器３１とＷ相電流検出器３２が介設されている。Ｕ相電流検出器２９とＶ相電流検出器３１とＷ相電流検出器３２がそれぞれに検出する３相電流値信号３３は、電源回路１３にフィードバックされる。３相電流値信号３３は、パワーモジュール１２を構成する電力供給制御素子の開閉動作のタイミング制御に用いられる。電力供給制御素子としては、トランジスタ群が用いられ、特に好適にはサイリスタ群の位相制御のために用いられる。
【００２４】
バッテリー７の正極側と第２平滑コンデンサ１８の間に２種の開閉スイッチが挿入されている。２種の開閉スイッチは、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とで形成されている。第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５は、並列に配置されている。電圧急変緩和抵抗３６は、バッテリー７の正極側と第２平滑コンデンサ１８の間で第２種開閉スイッチ３５に対して直列に配置されている。
【００２５】
図４は、バッテリー７とパワーモジュール１２と第２平滑コンデンサ１８とモータ４との電気的接続関係を示している。パワーモジュール１２は、基本的には、電力の供給量を時系列的に制御する６個の逆流許容電力供給制御素子により構成されている。６個の逆流許容電力供給制御素子の接続関係は、公知の接続関係がそのままに利用されている。２個の逆流許容電力供給制御素子はモータ４にＵ相電力を供給し、他の２個の逆流許容電力供給制御素子はモータ４にＶ相電力を供給し、更に他の２個の逆流許容電力供給制御素子はモータ４にＷ相電力を供給する。
【００２６】
３相間の中性点５１は、図４に示されるように、第２平滑コンデンサ１８の負極側に短絡可能に接続されている。中性点５１を第２平滑コンデンサ１８の負極側に短絡する短絡線５２には、中性点短絡スイッチ５３が介設されている。
【００２７】
図５は、中性点短絡回路を示している。基板１１の上には、逆流許容電力供給制御素子１２−Ｕｉｎ，Ｕｏｕｔ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔ（以下、１２−ｊ）の近傍に故障（異常）検出回路５４−ｊが集積的に配置されている。１つの逆流許容電力供給制御素子１２−ｊと１つの故障検出回路５４−ｊは１つの対を形成している。逆流許容電力供給制御素子１２−ｊが故障し又は異常化すれば、故障検出回路５４−ｊは、故障（異常）検出信号５５−ｊを出力する。故障検出信号５５−ｊは、制御回路１４に含まれるＣＰＵ５６に入力される。制御回路１４は、故障検出信号５５−ｊを受信する時刻と概ね同時刻に第１種開閉スイッチ３４を開く第１種開閉スイッチオフ信号５７を第１種開閉スイッチ３４に対して出力し、その時刻から数ｍｓｅｃ遅延して、又は、遅延しないで、第２種開閉スイッチ３５を開く第２種開閉スイッチオフ信号５８を第２種開閉スイッチ３５に対して出力し、その時刻と概ね同時刻に中性点短絡スイッチ５３を閉じる中性点短絡信号５９を中性点短絡スイッチ５３に対して出力する。制御回路１４は、故障検出信号５５−ｊを受信せずに弱め界磁制御を実行する場合には、故障検出信号５５−ｊ又は高温信号を受信する時刻と概ね同時刻に第１種開閉スイッチオフ信号５７を出力し、その時刻から数ｍｓｅｃ遅延して、第２種開閉スイッチオフ信号５８を出力し、弱め界磁制御信号６１を対応相の逆流許容電力供給制御素子１２−ｊに対して出力する。
【００２８】
各相の線間電圧のうちＵ相Ｖ相間電圧はＥｕｖで表され、バッテリー電圧はＥｏで表され、電圧急変緩和抵抗３６が閉じている間の電圧急変緩和抵抗３６の両端電圧はＶｂで表され、モータ投入電圧はＶｉｎで表され、回生電流はＩｒ（ｔ）で表され、バッテリー両端電圧はＥｏ（ｔ）で表されて、次式が成立する。
Ｖｉｎ＝Ｉｒ（ｔ）・Ｚｕｖ・・・（２−１）
Ｖｂ：Ｖｉｎ＝Ｒｏ：Ｚｕｖ・・・（２−２）
Ｖｂ＋Ｖｉｎ＝Ｅｕｖ−Ｅｏ・・・（２−３）
ここで、Ｒｏ、Ｚｕｖは既出の式（１）で定義されている。式（２−１，２，３）から式（１）が導かれている。図６は、相電圧Ｕ，Ｖ，Ｗと、線間電圧（誘起電圧）Ｅｕｖ，Ｅｖｗ，Ｅｗｕと、太い線で描かれている回生電圧Ｅｒ（ｔ）とを示している。
【００２９】
第１種開閉スイッチ３４が閉じられいる正常運転状態では、パワーモジュール１２により弱め界磁制御が実行される。零トルク制御又は低トルク制御と別称される弱め界磁制御は業界で普通に用いられる慣用的表現であるが、本明細書では、文字通りの意味で、誘起電圧押さえ込み制御といわれる。今、Ｕ相Ｖ相間の印加電圧が零である期間では、図７に示されるように、ロータ側固定磁石３７は、ステータ側スロットの磁束形成誘導部分３８に対して真正面位置であるｄ軸位置にある。磁束変化が最大になるｄ軸位置で、ロータ側固定磁石３７の運動に起因して磁束形成誘導部分３８に巻かれているコイル（電気子巻線）に発生する誘起電圧Ｅｕｖは最大になる。誘起電圧Ｅｕｖが最大になる期間の誘起電流は、図４に矢印３９で示されるように、Ｕ相サイリスタ１２−Ｕに並列に接続されている逆流整流器（ダイオード）を通り、第２平滑コンデンサ１８に向かう。
【００３０】
第１種開閉スイッチ３４が開かれ、又は、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とが開かれた場合には、回生電圧の発生に起因する回生電流Ｉｒ（ｔ）は、第２平滑コンデンサ１８に対して負担をかけ、更には、誘起電流Ｉｒ（ｔ）が押し寄せるパワーモジュール１２の構成部品のうち対応相の逆流許容電力供給制御素子に負担をかける。逆流許容電力供給制御素子のうち逆流を許容するダイオードには問題となるような負担はかからないが、制御信号により動作状態が遷移するサイリスタ又はトランジスタには問題になる負担がかかる。
【００３１】
このように回生電圧の発生に起因する回生電流Ｉｒ（ｔ）は、第１種開閉スイッチ３４が開かれ、又は、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とが開かれた場合には、第２平滑コンデンサ１８に対して多様な負担をかける。このような期間で、Ｕ相サイリスタ１２−Ｕがオンに点弧され、誘起電流Ｉｒ（ｔ）を１２−Ｕを通じて再逆流させ、誘起電流Ｉｒ（ｔ）の逆流を押さえ込む。このような開閉制御が、３相電流値信号３３又は制御回路１４に電子化されているプログラムの制御によりパワーモジュール１２のＵ相サイリスタ１２−Ｕに対して実行される。
【００３２】
第１種開閉スイッチ３４の開動作直後には、回生電流Ｉｒ（ｔ）はＵ相サイリスタ１２−Ｕを通り電圧急変緩和抵抗３６を介してバッテリー７に逆流し得るが、電圧急変緩和抵抗３６の抵抗値の適正化により、その逆流の程度を抑制することができる。第１種開閉スイッチ３４の開動作の直後には、回生電流Ｉｒ（ｔ）は回生されて第２平滑コンデンサ１８に充電が可能である。その充電期間（以下、第１充電期間といわれる）は、第２平滑コンデンサ１８に過大な負担がかからない程度に短く設定される。第２平滑コンデンサ１８の耐圧がＫボルトであれば、その充電期間は、０．７Ｋの程度を越えない期間の長さ以下に抑えられる。次に、第１種開閉スイッチ３４が開放され、バッテリー７は完全にパワーモジュール１２とモータ４とから遮断（開放）される。回生電流Ｉｒ（ｔ）の全ては、モータ４から矢印３９を介して第２平滑コンデンサ１８に向かう。この場合の充電期間（以下、第２充電期間といわれる）は、第１充電期間と同じ充電条件が課され、第２平滑コンデンサ１８に過大な負担がかからない程度に短く設定される。第２平滑コンデンサ１８の耐圧がＫボルトであれば、その充電期間は、０．７Ｋの程度を越えない期間の長さ以下に抑えられる。第１種開閉スイッチ３４の開放の直後に第３充電期間が設定されることは好ましい。第３充電期間には、既述の第１充電期間と既述の第２充電期間の充電条件が課される。第３充電期間は、第２平滑コンデンサ１８に過大な負担がかからない程度に短く設定され、第２平滑コンデンサ１８の耐圧がＫボルトであれば、その充電期間は０．７Ｋの程度を越えない期間の長さ以下に抑えられる。このような充電期間は、μｓｅｃのオーダーで制御回路１４のプログラムにより制御される。
【００３３】
第１充電期間、第１充電期間に第２充電期間が加算された第１加算充電期間、又は、更にこの期間に第３充電期間が加算された第２加算充電期間で蓄積された電圧に対応して第２平滑コンデンサ１８からＵ相サイリスタ１２−Ｕに向かう電流（弱め界磁電流）は、これらの期間が経過した時点でＵ相サイリスタ１２−Ｕがオンされて（導通化されて）、回生電流Ｉｒ（ｔ）に加算され、第２平滑コンデンサ１８からＵ相サイリスタ１２−Ｕを介してモータ４に向かう電流は零電流化され、モータ４からＵ相サイリスタ１２−Ｕを介して第２平滑コンデンサ１８に向かう電流は零電流化される。ここで零電流は、文字通りに電流が零になることを意味せず、第２平滑コンデンサ１８に対する負担が十分に小さくなるように第２平滑コンデンサ１８に向かう電流の値が十分に小さくなることを意味する。このように、バッテリー７が第２平滑コンデンサ１８、パワーモジュール１２、又は、モータ４から開放される時点の直後の回生電力が瞬時的に第２平滑コンデンサ１８で充電的に蓄積され、バッテリー７が開放されている安全条件保持状態で、その蓄積電力が誘起電圧押さえ込み制御のための電力として回生的に利用される。
【００３４】
図８は、第２平滑コンデンサ１８の電圧と損失の関係を示している。銅損は、第２平滑コンデンサ１８の電圧が零であるときに最大であり、第２平滑コンデンサ１８の電圧に対してエキスポーネンシャルに減少する。鉄損は、第２平滑コンデンサ１８の電圧が零であるときに最小であり、第２平滑コンデンサ１８の電圧に対してエキスポーネンシャルに増大する。総合損失は、銅損と鉄損の加算として示される。銅損と鉄損は線対称的であるから、総合損失が最小になる損失最小化コンデンサ電圧Ｃｋが存在する。損失最小化コンデンサ電圧Ｃｋを中心とする一定範囲は、総合損失が実用的に十分に小さい損失低減化範囲Ａである。既述の第１充電期間、第２充電期間、第３充電期間は、第２平滑コンデンサ１８の充放電電圧（コンデンサ両端電圧）が損失低減化範囲Ａで変動するように、制御回路１４のプログラムにより制御される。第２種開閉スイッチ３５が開放される時点、次に第１種開閉スイッチ３４が開放される時点、更に次にＵ相サイリスタ１２−Ｕが開かれる時点は、第２平滑コンデンサ１８の充放電電圧が損失低減化範囲Ａで変動するように、制御回路１４のプログラムにより制御される。このような損失低減化制御は、他の相であるＶ相、Ｗ相に関して実行される。パワーモジュール１２の開放（オフ）は第１種開閉スイッチ３４の開放と同時的に実行され、又は、パワーモジュール１２の開放（オフ）は第１種開閉スイッチ３４の開放の直後に実行される。損失低減化は、第１種開閉スイッチ３４の開時刻と第２種開閉スイッチ３５の開時刻の制御により実行的に可能である。損失低減化は、対応相のサイリスタの開時刻（オン時刻）の制御により更に高効率化され得る。このような損失最小化制御が第１種開閉スイッチと第２種開閉スイッチの開閉とは独立に行われることは有効である。
【００３５】
このような損失低減化制御の期間中に電圧急変緩和抵抗３６とパワーモジュール１２に流れる電流のパワーは、熱化する。このような熱化エネルギーは、基板１１の温度を上昇させる。このような熱は、基板１１の表面から放散し、又は、内部に薄く形成される冷却媒体還流層の冷却媒体に吸収される。基板１１に熱放散用フィンを形成することは特に有効である。冷却媒体として、水の使用が適正である。冷却水は、基板１１の外側表面又は基板１１の内部に形成される内側表面に接して循環的に流される。
【００３６】
このような誘起電圧押さえ込み制御が実行されている正常運転は、６個の逆流許容電力供給制御素子のうちの１つの故障（異常）により異常化する。そのような１つとして、サイリスタ１２−Ｕが例示されて以下が記述される。サイリスタ１２−Ｕに付随する故障検出（異常検出）回路が出力する故障（異常）検出信号は、制御回路１４に含まれるＣＰＵ（図示されず）に送信される。その故障検出信号を受ける制御回路１４は、第１種開閉スイッチオフ信号５７、第２種開閉スイッチオフ信号５８、中性点短絡信号５９、誘起電圧押さえ込み制御信号６１を既述の適正遅延関係で出力する。
【００３７】
サイリスタと付属素子の結合である逆流許容電力供給制御素子１２−Ｕが故障すれば、第１種開閉スイッチ３４と第２種開閉スイッチ３５とが同時的に開動作してパワーモジュール１２はバッテリー７から電気的に遮断され、更に同時的に、中性点短絡スイッチ５３が開動作する。この場合には、Ｕ相Ｖ相間の誘起電圧Ｅｕｖに対応する回生電流はＩｒ（ｔ）がモータ４で生起し、その回生電流はＩｒ（ｔ）はＵ相入力線を逆流し、逆流許容電力供給制御素子１２−Ｕのダイオードを通り、第２平滑コンデンサ１８の正極側に流れ込んで第２平滑コンデンサ１８に充電される。この充電期間には、中性点５１は第２平滑コンデンサ１８の負極側に短絡されているが、中性点５１の電圧は、短絡されていない時のＵ相Ｖ相間電圧の√（１／３）であり、第２平滑コンデンサ１８にかかる充電電圧は短絡前より低くなっている。このような充電電圧の低下は、第２平滑コンデンサ１８の保護の点で効果的な低減である。中性点５１にかかるＶ相誘起電圧は、中性点短絡スイッチ５３を介して逆流許容電力供給制御素子１２−Ｖｏｕｔのダイオードを通って逆流して、モータ４のＶ相コイルに還流する。このような還流は、Ｕ相Ｖ相間電圧を下げる効果がある。
【００３８】
図９〜図１２は、モータ４とインバータ６とバッテリー７と他の付加機構との配置接続関係を多様に示している。インバータ６としては、共通に図３に示される基板１１が用いられている。図９は、非ハイブリッド型電気自動車を示している。図１０〜図１２は、ハイブリッド自動車を示している。図９は、モータ４とインバータ６とバッテリー７の配置接続関係を示し、バッテリー７は外部充電型又は燃料電池である。図１０に示されるシリーズ型自動車は、付加機構として、エンジン５と発電機４１とが付加されている。発電機４１はエンジン５に直結し、発電機４１が発電する電力はインバータ６を介してバッテリー７に蓄積される。図１１に示されるパラレル型自動車は、付加機構として、エンジン５が付加されている。モータ４’は、発電機として用いられ得る。エンジン駆動中は、モータ４’は車輪に動力を伝達する動力伝達機能と発電機能とを有している。図１２に示されるシリーズ・パラレル型自動車は、付加機構として、エンジン５と発電機４１とが付加され、更に、動力分割機構４２が付加されている。エンジン５の回転的に出力は、その一部がモータ４に分配され他の一部が発電機４１に分配される。発電機４１が発電する電力はインバータ６を介してバッテリー７に蓄積される。エンジン駆動中は、動力分割機構４２により分配される出力の一部は、モータ４を介して車輪に伝達される。本発明による電気車輌の制御装置は、このような４つのタイプの任意のタイプに使用されて有効である。
【００３９】
本発明による電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法は、電気自動車に限られず、電車に好適に用いられ、最大トルクが大きくトルク変動が激しいモータに利用されて有用性が高い。モータとしては、ロータ側磁石が鉄製ロータ表層に埋め込まれ誘起電圧がより大きくトルクがより大きく、ＳＰＭタイプのモータより回転数がより大きい領域でトルクがより大きいＩＰＭタイプのモータに利用されて特に効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、電気自動車の公知のインバータ回路を示す回路図である。
【図２】図２は、ハイブリッド自動車の一般的な駆動機構を示す底面図である。
【図３】図３は、本発明による電気車輌の制御装置の具現体を示す回路ブロック図である。
【図４】図４は、本発明による電気車輌の制御装置の他の具現体を示す回路図である。
【図５】図５は、中性点短絡回路を示す回路図である。
【図６】図６は、インバータ回路による一般的な３相電圧比を示すグラフである。
【図７】図７は、ｄ軸位置を示す断面図である。
【図８】図８は、損失を示すグラフである。
【図９】図９は、電気自動車のタイプを示す底面図である。
【図１０】図１０は、電気自動車の他のタイプを示す底面図である。
【図１１】図１１は、電気自動車の更に他のタイプを示す底面図である。
【図１２】図１２は、電気自動車の更に他のタイプを示す底面図である。
【符号の説明】
参照番号は、発明の開示の欄で用いられている技術的構成要素に原則的に対応している。
１…車体
４…モータ
６…インバータ
７…バッテリー
１１…回路形成体（基板）
１２…パワー分配器（パワーモジュール）
１２−ｊ…逆流許容パワー分配制御素子
１２−Ｕｉｎ…特定相対応逆流許容パワー分配制御素子
１２−Ｖｏｕｔ…異相対応逆流許容パワー分配制御素子
１４…制御器
１５−２…配線
１８…コンデンサ
３４…開閉スイッチ
３６…電流制限抵抗
５１…中性点
５３…短絡スイッチ
５４−ｊ…異常検出回路
５５−ｊ…異常検出信号
Claims (8)
- 車体に支持される回路形成体と、
前記車体に支持されるバッテリーと、
前記車体に支持されるモータとを構成し、
前記回路形成体は、
前記バッテリーから前記モータの複数相に電気的パワーを分配するパワー分配器と、
前記電気的パワーの分配を制御する制御器と、
前記パワー分配器と前記バッテリーの間で前記パワー分配器に対して並列に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサと前記バッテリーの間に介設される開閉スイッチとを形成し、
前記パワー分配器は、前記電気的パワーを前記複数相に時系列的に分配し逆流を許容する複数相対応の逆流許容パワー分配制御素子を構成し、
前記コンデンサの負極側と前記モータの中性点を開閉自在に短絡する短絡スイッチを更に構成し、
前記開閉スイッチが開かれる際に前記短絡スイッチが閉じられて前記コンデンサの負極側と前記モータの中性点との間が短絡され、
前記開閉スイッチの切断の時刻の近傍の近傍期間で、モータの誘起電流を前記コンデンサに充電し、
前記開閉スイッチは、
第１種開閉スイッチと、
前記コンデンサと前記バッテリーの間で前記第１種開閉スイッチに並列に接続される第２種開閉スイッチを形成し、
前記コンデンサと前記バッテリーの間で前記第２種開閉スイッチに直列に接続される電流制限抵抗を更に構成し、
前記コンデンサと前記バッテリーとを接続し前記第１種開閉スイッチが介設される線の抵抗の抵抗値は前記電流制限抵抗の抵抗値に比べて実質的に零であり、
前記第１種開閉スイッチが開かれた後に前記近傍期間で前記第２種開閉スイッチが開かれ、
前記コンデンサの電圧は前記モータの鉄損と前記モータの銅損の合計損失が最小になる電圧の近傍領域に制御される
電気車輌の制御装置。 - 前記回路形成体は、複数相対応の逆流許容パワー分配制御素子の異常を検出して異常検出信号を出力する異常検出回路を更に形成し、
前記制御器は、前記異常検出信号に対応して前記開閉スイッチを開き、且つ、前記異常検出信号に対応して前記短絡スイッチを閉じる
請求項１の電気車輌の制御装置。 - 前記回路形成体は単一の基板に形成され、前記パワー分配器と制御器と前記コンデンサと前記異常検出回路とは前記基板に形成される
請求項２の電気車輌の制御装置。 - 前記回路形成体は単一の基板に形成され、前記パワー分配器と制御器と前記コンデンサとは前記基板に実装される
請求項１の電気車輌の制御装置。 - 前記回路形成体は単一の基板に形成され、前記パワー分配器と制御器と前記コンデンサは前記基板に集積的に形成される
請求項１の電気車輌の制御装置。 - 冷却構造を更に構成し、前記冷却構造は前記基板に形成される 請求項２〜５から選択される１請求項の電気車輌の制御装置。
- 前記バッテリーと前記パワー分配器を接続する配線を更に構成し、前記配線は前記基板に形成される
請求項２〜５から選択される１請求項の電気車輌の制御装置。 - 前記パワー分配器はサイリスタとダイオードとで形成されるインバータを形成する
請求項１〜７から選択される１請求項の電気車輌の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003195238A JP3854591B2 (ja) | 2003-07-10 | 2003-07-10 | 電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003195238A JP3854591B2 (ja) | 2003-07-10 | 2003-07-10 | 電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005033901A JP2005033901A (ja) | 2005-02-03 |
| JP3854591B2 true JP3854591B2 (ja) | 2006-12-06 |
Family
ID=34206146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003195238A Expired - Fee Related JP3854591B2 (ja) | 2003-07-10 | 2003-07-10 | 電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3854591B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100887843B1 (ko) | 2007-10-04 | 2009-03-09 | 현대자동차주식회사 | 하이브리드 차량용 인버터의 캐패시터 보호 방법 |
| DE102008043943A1 (de) | 2007-12-27 | 2009-07-02 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines elektrischen Netzwerks, insbesondere eines Kraftfahrzeugs |
| FR2928058B1 (fr) * | 2008-02-21 | 2010-02-19 | Schneider Toshiba Inverter | Variateur de vitesse incluant un dispositif de protection contre les surintensites et les surtensions. |
| AT509794B1 (de) * | 2010-04-29 | 2012-06-15 | Tttech Computertechnik Ag | Verfahren zum sicheren betrieb eines umrichters für rotierende elektrische maschinen |
| GB2563028B (en) * | 2017-05-30 | 2020-06-24 | Protean Electric Ltd | A controller for an electric machine |
| WO2019049836A1 (ja) * | 2017-09-08 | 2019-03-14 | Ntn株式会社 | 車両動力補助システム |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3786320B2 (ja) * | 1997-09-29 | 2006-06-14 | 株式会社デンソー | モータ駆動用のインバータモジュール |
| JP3582358B2 (ja) * | 1998-05-18 | 2004-10-27 | トヨタ自動車株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの異常検出装置、異常検出方法、および、その異常検出機能を備えた車両駆動システム |
| JP4736155B2 (ja) * | 2000-02-16 | 2011-07-27 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| JP2001268966A (ja) * | 2000-03-21 | 2001-09-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2001286156A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Toshiba Corp | 基板実装インバータ装置 |
| JP2002027605A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Matsushita Electric Works Ltd | 電動車両 |
-
2003
- 2003-07-10 JP JP2003195238A patent/JP3854591B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2005033901A (ja) | 2005-02-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6239566B1 (en) | Drive system for a permanently excited electric motor having at least one phase winding | |
| US9154051B2 (en) | Operating state circuit for an inverter and method for setting operating states of an inverter | |
| JP5895029B2 (ja) | 蓄電装置および車両 | |
| US10946748B2 (en) | High power-density, high back EMF permanent magnet machine and method of making same | |
| WO2016104318A1 (ja) | 回転電機制御装置 | |
| US8583310B2 (en) | Electric vehicle | |
| US20120153719A1 (en) | Semiconductor Element Control Device and In-Vehicle Electrical System | |
| JP2007325388A (ja) | 電動機の制御装置及び車載用電動機駆動システム | |
| US9960710B2 (en) | Automotive vehicle inverter control apparatus | |
| JP5821727B2 (ja) | 電気自動車 | |
| JP6799674B2 (ja) | 車両 | |
| JP4593081B2 (ja) | 鉄道車両用電力変換装置 | |
| JP2007282313A (ja) | 回転機駆動装置 | |
| JP2009044914A (ja) | 電源制御装置およびそれを備えたモータ駆動装置 | |
| JP3854591B2 (ja) | 電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 | |
| JP2009171766A (ja) | 車両駆動システムおよびそれを備える車両 | |
| JP2009254206A (ja) | 電源制御システム | |
| JP2009106025A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP3843086B2 (ja) | 電気車輌の制御装置、及び、それの制御方法 | |
| JP7093740B2 (ja) | 車載制御装置及びプログラム | |
| EP3457521B1 (en) | An alternator system | |
| JP4096895B2 (ja) | 車両用高電圧直流電源回路 | |
| JP2000253512A (ja) | 電気自動車およびハイブリッド自動車 | |
| CN117458952A (zh) | 具有他励同步电机的机动车 | |
| JP7387531B2 (ja) | 電動車両 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060412 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060426 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060626 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060824 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060908 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3854591 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090915 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100915 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110915 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110915 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120915 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120915 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130915 Year of fee payment: 7 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |