JP3843666B2 - レーザダイオード駆動回路及び画像記録装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザダイオード駆動回路及び画像記録装置に係り、より詳しくは、レーザダイオードに駆動電流を供給するレーザダイオード駆動回路、及び画像を記録する際に、画像情報で変調されたレーザビームにより所定の被走査体上を走査する画像記録装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、レーザダイオードの発光光量をモニタしてレーザダイオードが適切な光量で発光するように制御を行い、レーザダイオードに電流源を接続し、若しくはレーザダイオードから電流源を切り離すことでレーザダイオードを点灯、若しくは消灯してレーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆動回路が知られている。
【０００３】
一般に市販されているレーザダイオードには、シンクモードのレーザダイオードと、ソースモードのレーザダイオードとの２種類がある。シンクモードのレーザダイオードは、ＮＰＮトランジスタを用いて高速に駆動できるうえレーザのバックビーム検出用のフォトダイオードのカソード側をレーザダイオードのアノード側と共通にするとフォトダイオードの出力電流は抵抗で容易にグランド基準の電圧に変換でき、周辺回路をシンプルにできるメリットを持つ。一方、ソースモードのレーザダイオードとしてはカソード側が共通になるマルチスポットのレーザアレーがある。この場合、高速で大電流のＰＮＰトランジスタが集積回路では作りにくいため、インダクタとＮＰＮトランジスタを組み合わせたり、ＰＭＯＳトランジスタで駆動することが行われている。
【０００４】
従来のレーザダイオード駆動回路にも、これら２種類のレーザダイオードの各々に応じて、シンクモードのレーザダイオードを駆動するための電流流入用の電流源を備えたレーザダイオード駆動回路、ソースモードのレーザダイオードを駆動するための電流流出用の電流源を備えたレーザダイオード駆動回路、及びＣＭＯＳプロセスを使って両方の電流源を備えたレーザダイオード駆動回路の３種類が知られている。
【０００５】
従来、電流流出用の電流源と電流流入用の電流源とを備えたレーザダイオード駆動回路として、特開平１０−２０９５３７号公報に記載のものがあった。
【０００６】
特開平１０−２０９５３７号公報に記載のレーザダイオード駆動回路は、図１７に示すように、必要に応じてシンクモードのレーザダイオード２３又はソースモードのレーザダイオード２０が専用の端子に接続される。両方の出力を一つの端子に接続する方法も提案されているが（例えば、特許第２８６７２５１号参照）、レーザダイオードを高速動作する場合には極力寄生容量を減らす必要があるので、シンクモードのレーザダイオードとソースモードのレーザダイオードで専用の端子を備えることが望ましい。
【０００７】
このレーザダイオード駆動回路１０’には、変調信号が無い時にレーザダイオードに閾値以下の電流を流して変調動作時にレーザダイオードを高速に動作させるためのバイアス電流出力制御回路１９と、レーザダイオードの光出力を検知して自動光量調整回路１７にフィードバックする光検出器（フォトダイオード）２６と、該光検出器２６によって検知されたレーザダイオードの光出力と目標光量に対応する基準信号との差に基づいて変調回路の駆動電流制御信号Ｃ２の設定値を決めている自動光量調整回路１７を含んで構成されている。
【０００８】
ここで、上記変調回路はシンクモード用とソースモード用の各々４組の定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３及び定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５と差動スイッチ回路１４及び差動スイッチ回路１６を含んで構成され、全ての差動スイッチ回路をレーザダイオードに電流が流れる方向にオンした状態で自動光量調整回路１７を働かせることによってレーザダイオードを定められた光量で発光させて変調回路の駆動電流制御信号Ｃ２の設定値を決めた後、そのときの制御電圧を図示しない回路にてサンプルホールドし、信号入力回路１２からの差動スイッチ信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を制御することで駆動電流制御信号Ｃ２の設定値を決めた時のレーザ出力をレベル１５とする１６階調のレーザパワー変調を行うことができる。また、自動光量調整回路１７から出力された制御電圧はＮＭＯＳトランジスタ１７ｂで吸い込み電流となりＰＭＯＳトランジスタ１７ａで発生した電圧でＰＭＯＳトランジスタ１３で構成されるソース変調電流源も駆動する。
【０００９】
ソース変調電流源ではスイッチ回路１４ａ及び１４ｂからなる差動スイッチ回路１４でオン／オフが切り替えられてレーザダイオード２０を強度変調する。なお、ここでの定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３及び定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５は出力電流で１、２、４、８の比に重み付けが成されているものとする。
【００１０】
このレーザダイオード駆動回路１０’によれば、ソース側のレーザ駆動電流はＮＭＯＳトランジスタ１７ｂに流入する電流量に応じて、ＰＭＯＳトランジスタ１７ａと定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３のＷ／Ｌ（ＭＯＳトランジスタのゲート幅Ｗ／長さＬ）に対応した電流が、定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３に流れ、これにより所望の光量となるようにレーザダイオードが発光する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
このように、図１７に示したような従来のシンクモードとソースモードの両方のタイプのレーザダイオードに対応できるレーザダイオード駆動回路では、回路構成を簡略化するために第１の駆動電流制御信号（図１７ではＣ２）から第２の駆動電流制御信号（図１７ではＣ１）に変換することが行なわれている。
【００１２】
ＮＭＯＳ用の制御電圧をＰＭＯＳ用に変換するために電圧の変化する向きを反転させるだけなら、図１８に示すように、シンク電流源と電流／電圧変換回路で実現することができる。具体的なシンク電流源としては例えば図１９に示す３種類の回路が、また電流／電圧変換回路としては例えば図２０に示す４種類の回路があり、これらの回路の組み合わせで信号変換回路１８を構成することができる。
【００１３】
ところが、シンク電流源として図１９（ａ）のＮＭＯＳトランジスタを、電流／電圧変換回路として図２０（ａ）の抵抗を考えてみた場合、図２１に示すようにシンク電流出力に対して抵抗の端子電圧はシンク電流源の電流に比例した出力電圧となるが、抵抗の端子電圧が直接ＰＭＯＳトランジスタのゲートに入力されたとするとＰＭＯＳトランジスタ１３のドレイン電流は入力電圧の二乗で増大していくためソース駆動電流はシンク駆動電流に対し二乗特性を示し、シンク側の電流が大きいとシンク側の電流の上昇率に対しソース側の電流の上昇率が高くなってレーザダイオードの自動光量制御での負帰還ループが不安定となる。
【００１４】
具体的にレーザダイオードの自動光量制御での負帰還ループの安定性で考えると、電流源を含む負帰還ループゲインが信号レベルに依存して変動するために信号レベルが大きいとゲインも大きくなって発振しやすくなる。このため、位相補償容量を大きくして負帰還ループの安定性を確保しなければならない。しかしながら、逆に信号レベルが低下するとゲインが低下して負帰還回路のゲインエラーやノイズの増大、或いは位相補償が過度なため、周波数特性の劣化等を引き起こす。このように図２０（ａ）の抵抗負荷では、設定する光量により位相補償の設定を最適化する必要がある。このため、通常は図１９（ａ）と図２０（ｂ）の組み合わせが用いられている。
【００１５】
以上のような構成のレーザダイオード駆動回路では、以下の課題があった。
【００１６】
レーザダイオードの自動光量制御では、一般にレーザパワーを検出する光検出回路の応答性が悪い。
【００１７】
通常、レーザダイオードの光量は、レーザダイオードのバックビームを当該レーザダイオードのパッケージに入れられているＰＩＮフォトダイオードで検出することにより検出しているが、レーザゼログラフィーに適用する場合は、画像濃度をレーザパワーで調整しなければならず、レーザ光量が数ｍＷから数１０ｍＷ程度まで変化する。
【００１８】
従って、この場合は広いレンジに渡って負帰還ループが安定に動作することが要求されている。更に、レーザパワーを検知するＰＩＮフォトダイオードの出力電流は数１００μＡ程度であり、光量モニターの出力電圧を大きくとるために負荷の抵抗値を大きくすると応答速度が低下し、自動光量制御のフィードバックループが不安定になったり、自動光量制御開始時に駆動電流にオーバーシュートが生じたり、或いは自動光量制御に時間がかかる結果、無効時間が増大する。このため信号変換回路やフィードバックのためのアンプで遅延を極力起こさない様にする必要があった。
【００１９】
しかしながら、図１７に示したような従来のレーザダイオード駆動回路では、信号変換回路１８においてＰＭＯＳトランジスタ１３の制御信号がＰＭＯＳトランジスタ１７ａのゲートに発生するが、これが最終段のＰＭＯＳトランジスタ１３のゲートに接続されているため、図２２に示すようにゲートとドレインがショートされているＰＭＯＳトランジスタ１７ａの微分抵抗ＲとＰＭＯＳトランジスタ１３のゲート容量や配線からなる寄生容量（Ｃ１、・・・、Ｃｎ）で時定数が大きくなり、ＮＭＯＳトランジスタ１７ｂとＰＭＯＳトランジスタ１７ａとから成るカレントミラー回路の応答性が大幅に低下して遅延を引き起こす結果、負帰還ループが不安定となる。
【００２０】
特にカレントミラー回路では、ゲートとドレインが接続されたＰＭＯＳトランジスタ１７ａのドレイン電流が小さくなるとドレイン−ソース間の電圧−電流特性から決定される微分抵抗値（図２２の微分抵抗Ｒの抵抗値）が増大し、発振し易くなる。この状態を実際のレーザダイオード駆動に当て嵌めて説明すると、自動光量制御で基準値を小さくしていき、レーザダイオードの光量を下げていくと、レーザダイオードの自動光量制御の負帰還が不安定となっていって最悪の場合は発振に至る恐れがあった。このためレーザ光量が大きい領域でしか使うことができなかった。
【００２１】
本発明は上記問題点を解消するために成されたものであり、入力されたレーザダイオードの制御信号に対し信号レベルの変化の方向を反転する信号変換回路を備えたレーザダイオード駆動回路であって、レーザパワーを小さく設定しても信号変換回路による遅延を抑え、レーザダイオードの自動光量制御における安定性を向上すると共に、シンクモード及びソースモードの各々に対応するレーザダイオード駆動電流を高精度に１つのモニタ回路で測定できるレーザダイオード駆動回路を提供すると共に、該レーザダイオード駆動回路を備えた画像記録装置を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１記載のレーザダイオード駆動回路は、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、前記第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段を設け、前記第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号を与えることにより、前記バッファ手段の出力に基づいて前記レーザダイオードを駆動することを特徴としたものである。
【００２３】
請求項１記載のレーザダイオード駆動回路によれば、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路において、上記第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段が設けられ、上記第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号が与えられることにより、上記バッファ手段の出力に基づいて上記レーザダイオードが駆動される。
【００２４】
このように、請求項１記載のレーザダイオード駆動回路によれば、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段を設け、第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号を与えることにより、バッファ手段の出力に基づいてレーザダイオードを駆動しているので、信号変換回路を高速化することが可能となる。
【００２５】
ここで、請求項１記載の発明では、一例として図９に示すように従来の図８に示すものに比較してバッファが挿入されることにより出力インピーダンスを低くできるため、図２２に示したような容量負荷のドライブに向いており、さらにバッファ手段に多少のオフセットがあっても、第１のトランジスタ（図９ではシンク基準電流源）と第２のトランジスタ（図９ではソース基準電流源）との接続点が第２のトランジスタの制御端子にフィードバックされているため、オフセットは問題とならない。
【００２６】
しかしながら、第１のトランジスタは、このとき第２のトランジスタとの接続点を出力とする一種のアンプになっており、このアンプに負帰還を行なう結果、バッファ手段での位相遅延によって発振が起こりやすい。
【００２７】
そこで、請求項２記載のレーザダイオード駆動回路は、請求項１記載の発明における前記バッファ手段として、シングルステージオペアンプのバッファ、又はソースフォロワーのバッファを用いたことを特徴としたものである。
【００２８】
請求項２記載の発明において、請求項１記載の発明のバッファ手段として、シングルステージオペアンプのバッファを用いた場合、上記信号変換回路における第２のトランジスタがバッファによって駆動されるため、上記第２のトランジスタの入力容量による速度低下が抑制され、更に上記信号変換回路に接続されるソース変調電流源、シンク変調電流源、ソースバイアス電流源、シンクバイアス電流源等の入力容量による速度低下を抑えることができる。
【００２９】
すなわち、一例として図９に示すバッファ手段としてオペアンプを使用する際の該オペアンプとして、図１０に示すような差動入力段だけのシングルステージアンプを使用すると、ゲインが４０ｄＢ程度で位相補償コンデンサが必要ないため、面積も小さく高速である。また、出力電圧レベルも差動段のアクティブ負荷であるＰＭＯＳトランジスタで発生しており、次段ＰＭＯＳトランジスタとの整合性が高い。
【００３０】
しかしながら、この場合、バッファ手段のオフセットが小さいため、図２０（ｂ）に示すものと同様にドレインがゲートに接続されている場合と同様で、トランジスタが線形領域近くで動作する結果、ドレイン側の寄生容量が大きくなり応答性が劣化する。
【００３１】
また、ＰＭＯＳトランジスタのドレイン電圧がレーザダイオードの駆動電流出力回路における定電流トランジスタ（図１７のＰＭＯＳトランジスタ１３）のドレイン電圧と異なるため、レーザダイオード駆動電流と信号変換回路のソース側（第２の電流源側）のＰＭＯＳトランジスタのドレイン電流とが比例しない。
【００３２】
一方、前記バッファ手段として入出力のオフセットが大きいソースフォロワー、或いはバイポーラプロセスで作るならエミッターフォロワーを使用することも可能である。この場合、図１１（ａ）に示すように単純にカレントミラー出力をバッファを通して次段を駆動する方式に比べてカレントミラーの精度を向上することができる。
【００３３】
すなわち、図１１（ａ）では、単純に第１の電流源（第１のトランジスタ）と第２の電流源（第２のトランジスタ）との接続点の電位をバッファを通して駆動電流出力回路を駆動していて、バッファにオフセットがあると第２の電流源に使われている第２のトランジスタと駆動電流出力回路に使われているトランジスタとの動作点がずれるという問題が生じるが、図１１（ｂ）に示したようにバッファ出力がソース基準電流源にフィードバックされていると、バッファのオフセットを含んでソース基準電流源の制御電圧が決定されるため、バッファのオフセットが問題にならなくなる。その結果、信号変換回路の第２の電流源（第２のトランジスタ）と第１の電流源（第１のトランジスタ）との接続点の電位がソースフォロワー回路の入出力電位差分だけ低下し、レーザダイオード駆動電流出力回路の定電流ＰＭＯＳトランジスタのドレイン電圧に近づき、双方の電流が比例するようになる。
【００３４】
また、ドレイン電圧が下がることでトランジスタが飽和領域で動作し、寄生容量が減少する結果、高速動作が可能になる。
【００３５】
ソースフォロワー回路としては、図１２に示すような回路構成がある。図１２（ａ）は単なる抵抗負荷とした場合で、動作点でバイアス電流が変わるため入出力特性が比例しない、バイアス電流が小さいと応答速度が低下する、抵抗は集積回路では希望の抵抗値が得にくい、等の問題がある。（ｂ）は定電圧でゲートを駆動した定電流源を負荷とした場合で、この場合、集積回路の中で定電圧を発生させるために抵抗を使う場合、大きな面積が必要となってしまう、という問題がある。また、温度によってトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが変動すると、ドレイン電流が変わってしまう、という問題がある。（ｃ）は定電圧を２つのＭＯＳトランジスタの分圧電圧で発生させるものであり、これによって小さな面積で済ませることができる。定電圧回路はＰＭＯＳトランジスタだけではなく、ＮＭＯＳトランジスタと組み合わせることによって、ドレイン電流の温度依存性をキャンセルすることもできる。
【００３６】
また、請求項３記載のレーザダイオード駆動回路は、請求項１又は請求項２記載の発明において、前記バッファ手段の出力の直流成分と、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタの接続点の交流成分とが前記第２のトランジスタの制御端子に負帰還されたことを特徴としたものである。
【００３７】
請求項３記載のレーザダイオード駆動回路によれば、請求項１又は請求項２記載の発明におけるバッファ手段の出力の直流成分と、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの接続点の交流成分とが第２のトランジスタの制御端子に負帰還される。
【００３８】
すなわち、バッファの遅延が大きくなると、第１のトランジスタと第２のトランジスタとの接続点の電位の位相が遅れて前記第２のトランジスタの制御電極に印加され、最終的に遅れが１８０度となったところで発振する。この対策として、本請求項３記載の発明では、一例として図１３に示すように、第１の電流源（第１のトランジスタ）と第２の電流源（第２のトランジスタ）との接続点の交流成分を第２の電流源の制御信号側にフィードバックし、更に第２の電流源側の直流制御電位を設定するために、上記接続点の電位をバッファを通した後に抵抗を通して、直流成分を第２の電流源の制御信号としてフィードバックしている。これによって、発振が起こる周波数成分がバッファを経由せずにコンデンサによって遅延なく第２のトランジスタの制御端子にフィードバックされるため、発振することなく信号変換回路を構成することができる。
【００３９】
本請求項３記載の発明の一実施例を図１４に示した。同図に示す例では、バッファ出力ＯＵＴをＰＭＯＳトランジスタ７９で第２の電流源７３のゲートにフィードバックしているが、ここでＰＭＯＳトランジスタ７９は直流成分をフィードバックするための抵抗として使用している。すなわち、抵抗のかわりにＰＭＯＳトランジスタを使用することで回路を小型化しているのである。
【００４０】
なお、図１４において、トランジスタ１５と抵抗８２は第１の電流源（第１のトランジスタ）側のレーザダイオードの駆動電流出力回路（以下、第１の駆動電流出力回路という）を、トランジスタ１３と抵抗８１は第２の電流源（第２のトランジスタ）側のレーザダイオードの駆動電流出力回路（以下、第２の駆動電流出力回路という）を、各々意味している。
【００４１】
上記請求項３記載の発明において、図１４に示されるような第１の駆動電流出力回路と信号変換回路の第１の電流源（第１のトランジスタ）とが相似回路であり、第２の駆動電流出力回路と信号変換回路の第２の電流源（第２のトランジスタ）も相似回路で比率が略同一であることが好ましい。
【００４２】
レーザダイオードの駆動電流出力回路は大電流を駆動するために、該駆動電流出力回路を構成するトランジスタはサイズが大きく、信号変換回路の第２のトランジスタと温度や特性を一致させることができない。
【００４３】
この対策として、図１４に示すように、駆動電流出力回路の定電流回路を構成するトランジスタ１３のソース側に抵抗８１を入れることで出力インピーダンスを上げて、ドレイン電圧によるドレイン電流の変動や場所によるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈの誤差の影響を抑えることができる。
【００４４】
このとき、第１の電流源に対し、第２の電流源が比例するようにするには、図１４において第１の電流源側の抵抗７０と抵抗８２の抵抗値の逆数の比率と、トランジスタ７１及びトランジスタ１５のＷ／Ｌ値の比率とを等しくし、更に第２の電流源側の抵抗７４と抵抗８１の抵抗値の逆数の比率とトランジスタ７３及びトランジスタ１３のＷ／Ｌ値の比率とを第１の電流源側と同率にすることで、第１の電流源と第２の電流源の動作条件を等しくすることができる。
【００４５】
また、請求項４記載のレーザダイオード駆動回路は、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、固定電位と、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタの接続点の電位との差電圧を比較器で増幅して前記第２のトランジスタの制御端子に負帰還させ、前記第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号を与えることにより、前記比較器の出力に基づいて前記レーザダイオードを駆動することを特徴としたものである。
【００４６】
請求項４記載のレーザダイオード駆動回路によれば、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路において、固定電位と、上記第１のトランジスタ及び上記第２のトランジスタの接続点の電位との差電圧が比較器で増幅されて上記第２のトランジスタの制御端子に負帰還され、上記第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号が与えられることにより、上記比較器の出力に基づいて上記レーザダイオードが駆動される。
【００４７】
なお、図１５には、本請求項４記載のレーザダイオード駆動回路の構成例が示されている。
【００４８】
信号変換回路の実際の回路例としては、図１６に示したものがある。（ａ）はゲート接地ＮＭＯＳトランジスタを使用するものであるが、これは第２のトランジスタであるＰＭＯＳトランジスタと相互コンダクタンスｇｍが近いため、あまり効果がない。（ｂ）はオペアンプを使用して相互コンダクタンスｇｍを大きくしたものである。ここで、発振を防止するために（ｃ）に示すように比較器としてシングルステージアンプを使用すると、ループゲインを小さく抑えることができて発振防止に効果がある。また、（ｄ）に示すように更にバッファを追加することで容量負荷を高速に動かすことができる。このときのバッファとしてはソースフォロワーも使用できる。
【００４９】
信号変換回路をこのように構成すると、入力されたレーザダイオードの制御信号から、信号レベルの変化の方向が反転した第２の制御信号を生成するにあたり、第２の制御信号を応答性の劣化を極力抑えながら生成することができ、更にレーザダイオード駆動電流のモニタをレーザ駆動電流源のカレントミラー回路で行う場合にモニタ精度の劣化も抑えることが可能になり、更にバッファがレベルシフト回路を兼ねていることから信号変換回路の出力を決めているＰＭＯＳトランジスタのドレインが十分に飽和領域で動作することでドレイン側寄生容量が減り、高速動作に対応可能となり、更に信号変換回路に接続される駆動電流出力回路の定電流トランジスタのドレイン電圧とこのＰＭＯＳトランジスタとのドレイン電圧が近くなることで、駆動電流出力回路のカレントミラー回路でレーザ駆動電流をモニタしようとした場合に、高い精度で該電流をモニタすることが可能となる。
【００５０】
更に、請求項５記載の画像記録装置は、画像を記録する過程に、画像情報で変調されたレーザビームにより所定の被走査体上を走査する過程を含む画像記録装置において、レーザビームを出射するレーザダイオードと、前記レーザダイオードの発光光量をモニタしてモニタ信号を生成する光センサと、前記レーザダイオードに電流を供給するレーザダイオード駆動回路と、前記レーザダイオードから出射したレーザビームにより、所定の被走査体上を走査する走査光学系を備え、前記レーザダイオード駆動回路が、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、前記第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段を設け、該バッファ手段の出力の直流成分と、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタの接続点の交流成分とが前記第２のトランジスタの制御端子に負帰還され、前記第１のトランジスタの制御端子に前記光センサによって生成されたモニタ信号に基づいて生成したレーザダイオードの制御信号を与えることにより、前記バッファ手段の出力に基づいて前記レーザダイオードを駆動することを特徴とするものである。
【００５１】
このように、請求項５に記載の画像記録装置によれば、該画像記録装置に備えられたレーザダイオード駆動回路が、異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段を設け、該バッファ手段の出力の直流成分と、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの接続点の交流成分とが第２のトランジスタの制御端子に負帰還され、第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの発光光量をモニタしてモニタ信号を生成する光センサによって生成されたモニタ信号に基づいて生成したレーザダイオードの制御信号を与えることにより、バッファ手段の出力に基づいてレーザダイオードを駆動しているので、レーザダイオードの自動光量制御を行う時の負帰還ループを高速化し、自動光量制御に要する時間を短縮すると共に、レーザダイオードの自動光量制御時にレーザダイオードの駆動電流のオーバーシュートを最小限に抑え、レーザパワーの広いダイナミックレンジで自動光量制御を安定的に行なうことを可能とし、カレントミラー回路でレーザダイオード駆動電流をモニタしようとする場合に測定精度を向上することができる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００５３】
図１は、本発明のレーザダイオード駆動回路１０の一実施形態を示すブロック図である。このレーザダイオード駆動回路１０は、ソースモードのレーザダイオード２０及びシンクモードのレーザダイオード２３の何れのモードのレーザダイオードにも対応することができ、該レーザダイオード駆動回路１０に、何れか一方のモードのレーザダイオードを接続することにより、そのモードのレーザダイオードを駆動することができる。
【００５４】
図１に示すように、本実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路１０は、自動光量調整回路１７、信号変換部１８、バイアス電流出力制御回路１９、ソース変調電流源１００、シンク変調電流源１０２、ソースバイアス電流源１０４、及びシンクバイアス電流源１０６を含んで構成されている。
【００５５】
図２は図１に示したレーザダイオード駆動回路１０の具体的な回路構成例を示した回路図である。以下、図２に示すレーザダイオード駆動回路１０について、図１に示したブロック図を参照しつつ説明する。
【００５６】
図２に示すように、レーザダイオード駆動回路１０には、入力端子１１を経由して４ビットの強度変調信号（ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４）、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）信号、ＳＲＣ／ＳＮＫ（ソース／シンク切り替え）信号が入力される信号入力回路Ｍと、上記各信号に加え、更にｂｉａｓＥＮ（バイアスイネーブル）信号が入力される信号入力回路Ｂが備えられている。
【００５７】
詳細は後述するが、図３に示すように信号入力回路Ｍでは入力された強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４、ＰＷＭ信号、及びＳＲＣ／ＳＮＫ信号に基づいて差動スイッチ信号ＳＫ１〜ＳＫ４、ＳＫ１’〜ＳＫ４’、ＳＣ１〜ＳＣ４、ＳＣ１’〜ＳＣ４を生成する。また、図４に示すように、信号入力回路Ｂでは入力された強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４、ＰＷＭ信号、ＳＲＣ／ＳＮＫ信号、及びｂｉａｓＥＮ信号に基づいてバイアス電流源の差動スイッチ信号ＳＫＢ１、ＳＫＢ１’、ＳＫＢｏ、ＳＫＢｏ’、ＳＣＢ１、ＳＣＢ１’、ＳＣＢｏ、ＳＣＢｏ’を生成する。
【００５８】
また、図２に示すように、レーザダイオード駆動回路１０には、強度変調用に互いに直列接続された第１の定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３と差動スイッチ回路（ＰＭＯＳトランジスタ対）１４からなる第１の単位駆動源が４つ備えられている。これらの４つの単位駆動源が、上述した第２の駆動電流出力回路に相当するものであり、図１におけるソース変調電流源１００に対応するものである。
【００５９】
差動スイッチ回路１４は、定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３から流出した駆動電流を、ソースモードのレーザダイオード２０に供給する電流供給経路を接断自在に接続する第１のスイッチ回路１４ａと、当該ＰＭＯＳトランジスタ１３から流出した駆動電流がレーザダイオード２０をバイパスして流れるバイパス経路を接断自在に接続する、第１のスイッチ回路１４ａと比べ背反的にオンオフする第２のスイッチ回路１４ｂとを有する。
【００６０】
４つの定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３は、それらのトランジスタ比＝（ゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌ）が各々８：４：２：１となるように構成されており、これにより電流が流れない場合を含めて１６段階の電流を流せるように電流に重み付けがなされている。
【００６１】
また、これを駆動するための図３のバッファ１２ｄ、及びバッファ１２ｆの駆動能力も電流源毎に遅延が等しくなるように同様の比率で重み付けされている。
【００６２】
また、このレーザダイオード駆動回路１０には、変調電流源用として互いに直列接続された第１の定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５と差動スイッチ回路（ＮＭＯＳトランジスタ対）１６からなる第２の単位駆動源が４つ備えられている。これらの４つの単位駆動源が、上述した第１の駆動電流出力回路に相当するものであり、図１におけるシンク変調電流源１０２に対応するものである。
【００６３】
差動スイッチ回路１６は、シンクモードのレーザダイオード２３を経由した駆動電流を定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５に流入させる電流供給経路を接断自在に接続する第３のスイッチ回路１６ａと、レーザダイオード２３をバイパスした駆動電流を当該ＮＭＯＳトランジスタ１５に流入させるバイパス経路を接断自在に接続する、第３のスイッチ回路１６ａと比べ背反的にオンオフする第４のスイッチ回路１６ｂとを有する。
【００６４】
また、４つの定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５についても、前述した４つの定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３と同様にして電流に重み付けがなされている。
【００６５】
本実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路１０は、ＣＭＯＳ技術を用いて形成される。一般にＣＭＯＳ技術を用いて形成されたＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタでは、キャリア移動度は１：２程度の差があるので、定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３のサイズは定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５のサイズの２倍程度に設定されている。これにより、ＰＭＯＳトランジスタ１３に流れる電流と、ＮＭＯＳトランジスタ１５の電流駆動能力をほぼ等しくすることができる。
【００６６】
また、ソース側電流源には定電流源用ＰＭＯＳトランジスタ１３と同一構成でトランジスタ比が小さいＰＭＯＳトランジスタ５１と、差動スイッチ回路５２、ＰＭＯＳトランジスタ５３、ＰＭＯＳトランジスタ５４、差動スイッチ回路５５、及び差動スイッチ回路５６とを含んで構成されたモニター用の電流出力回路が備えられている。これらＰＭＯＳトランジスタ５１のＷ／ＬのＰＭＯＳトランジスタ１３のＷ／Ｌに対する比率は、消費電流との兼ね合いで決めるが、応答性を気にしないのであれば１／１００程度で良く、高い周波数までモニターするのであれば出力電流を大きくできるように比率を小さくした方が良い。各差動スイッチ５２は全て第１のレーザ駆動電流出力回路と同一の駆動信号に接続されており、電流が小さいこと以外は全く同一の動作を行う。
【００６７】
この電流出力回路の出力端子６５及び６６に抵抗を接続し、該抵抗の端子電圧をモニターすることで駆動電流の値を検出することができる。本実施の形態では、図２に示すように、出力端子６５及び６６にベース接地バイポーラトランジスタ８１及び８２を各々設けて、出力端子６５及び６６がレーザダイオード２０と近い端子電圧となるように定電圧電源８５を調整することで出力端子９０から出力されるレーザ駆動電流のモニター精度を向上することができるように構成している。
【００６８】
更に、このレーザダイオード駆動回路１０には、自動光量調整回路１７と、信号変換回路１８ｂ及び信号変換回路１８ｃを含んで構成された信号変換部１８と、ボリューム４９を含んで構成されたバイアス電流出力制御回路１９と、レーザダイオード２０を接続するための電流流出用端子２１及び２２と、レーザダイオード２３を接続するための電流流入用端子２４及び２５と、レーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３の発光光量をモニタするためのフォトダイオード２６を接続するためのモニタ端子２７とが備えられている。
【００６９】
自動光量調整回路１７は、フォトダイオード２６からの、レーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３の発光光量がモニタされてなるモニタ信号Ｖｍを入力し、各ＮＭＯＳトランジスタ１５に流入する駆動電流を制御するための駆動電流制御信号Ｃ２を生成する。
【００７０】
一方、信号変換部１８に設けられた信号変換回路１８ｃは、駆動電流制御信号Ｃ２の接続配線が接続された第１のトランジスタとしてのシンク電流源を構成するトランジスタ７１及び抵抗７０と、シンク電流源の電流が入力される第２のトランジスタとしての電流／電圧変換回路（ソース電流源）を構成するトランジスタ７３及び抵抗７４を含んで構成される。このシンク電流源とソース電流源との接続点の電位は、トランジスタ７７を定電流負荷とし、かつトランジスタ７８を入力トランジスタとして構成されたバッファ手段としてのバッファに入力され、トランジスタ７８のソースから出力される。上記バッファの定電流負荷であるトランジスタ７７の電流値を決めるゲートにはダイオード接続したＰＭＯＳトランジスタ７５及び７６の分圧電圧が入力されている。本実施の形態に係るバッファは、この定電流値を決めるバイアス回路を含め、トランジスタ７５、７６、７７、及び７８で構成されている。
【００７１】
更に上記バッファの出力は、抵抗の代替であるトランジスタ７９を経由してトランジスタ７３のゲートに接続されてＤＣレベルのフィードバックを行なう。一方、トランジスタ７１のドレインはコンデンサ７２を経由してトランジスタ７３のゲートに接続されてＡＣレベルのフィードバックを行なう。この信号変換回路１８ｃは、入力された駆動電流制御信号Ｃ２と比べ、信号レベルの変化の方向が反転した、駆動電流制御信号Ｃ１を生成する。
【００７２】
なお、信号変換回路１８ｂは上述した信号変換回路１８ｃと略同様の構成、作用であるので、ここでの説明は省略する。
【００７３】
バイアス電流出力制御回路１９は、レーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３の閾値電流と等しい電流をトランジスタ４３及び４１で生成し、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４が入力されていない時は、各々２組の差動スイッチ回路４４又は差動スイッチ回路４２において、差動スイッチ信号ＳＣＢｏ、ＳＣＢｏ’が接続された差動スイッチ回路４４、又は差動スイッチ信号ＳＫＢｏ、ＳＫＢｏ’ が接続された差動スイッチ回路４２をレーザダイオード側に接続して、すなわち、ソースモードであれば図２右側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオンにしてトランジスタ４４ｂをオフにし、図２左側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオフにしてトランジスタ４４ｂをオンにして、或いはシンクモードであれば図２左側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオンにしてトランジスタ４２ｂをオフにし、図２右側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオフにしてトランジスタ４２ｂをオンにして、レーザダイオードのバイアス電流を供給しておき、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４が入った時には、各差動スイッチ回路を構成するスイッチ回路の両方をレーザダイオード側に接続して閾値電流がレーザダイオードに流れるようにする。この結果、閾値電流に重畳して変調電流がレーザダイオードに流れるため、変調データに比例したレーザパワーを得ることができる。
【００７４】
なお、トランジスタ４１及び４３の２つのトランジスタのトランジスタ比は半導体レーザの高速性とゼログラフィーで得られた画像でかぶりが起きない様に、常時オンとする電流（差動スイッチ信号ＳＣＢｏ、ＳＣＢｏ’が接続された差動スイッチ回路４４、又は差動スイッチ信号ＳＫＢｏ、ＳＫＢｏ’ が接続された差動スイッチ回路４２をレーザダイオード側に接続して、すなわち、ソースモードであれば図２右側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオンにしてトランジスタ４４ｂをオフにし、図２左側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオフにしてトランジスタ４４ｂをオンにして、或いはシンクモードであれば図２左側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオンにしてトランジスタ４２ｂをオフにし、図２右側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオフにしてトランジスタ４２ｂをオンにして流れる電流）がレーザダイオードの閾値電流の６０％から８０％となるように設定するのが普通である。トランジスタ４３及び差動スイッチ回路４４により構成される部分が図１におけるソースバイアス電流源１０４に対応し、トランジスタ４１及び差動スイッチ回路４２により構成される部分が図１におけるシンクバイアス電流源１０６に対応する。
【００７５】
次に、図３及び図４を参照して、信号入力回路Ｍ及び信号入力回路Ｂについて詳細に説明する。まず、図３を参照して、信号入力回路Ｍについて説明する。
【００７６】
同図に示す信号入力回路Ｍのバッファ回路１２ａには、強度変調信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４とＰＷＭ信号が入力される。バッファ回路１２ａから出力された強度変調信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４とＰＷＭ信号は、ナンドゲート１２ｂにより論理積が取られ、インバータ１２ｃを経由した後、インバータ１２ｅを経由する信号線と経由しない信号線とに分けられ、更にＳＲＣ／ＳＮＫ信号によりナンドゲート１２ｇでゲートされた後にバッファ回路１２ｄ及びバッファ回路１２ｆを経由することにより、差動スイッチ信号ＳＣ１〜ＳＣ４、ＳＣ１’〜ＳＣ４’、ＳＫ１〜ＳＫ４、ＳＫ１’〜ＳＫ４’として出力される。
【００７７】
最終段のバッファ１２ｆは、これに接続される差動スイッチ回路１４及び差動スイッチ回路１６（図２も参照）が重み付けされていることから、同様の比率で出力能力が調整される。出力された各差動スイッチ信号は、ソースモード用及びシンクモード用の各々４つの差動スイッチ回路に入力される。
【００７８】
次に、図４を参照して、信号入力回路Ｂについて説明する。同図に示すように、信号入力回路Ｂには、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４、ＳＲＣ／ＳＮＫ信号、ＰＷＭ信号、及びｂｉａｓＥＮ信号が入力される。
【００７９】
信号入力回路Ｂでは、レーザダイオードを発光させる前段階として最初にｂｉａｓＥＮ信号が入力される（ｂｉａｓＥＮ信号がハイレベルにされる）と、ＳＲＣ／ＳＮＫ信号でナンドゲート１２ｋによってゲートされた後、バッファ１２ｍ及びバッファ１２ｎを経由して、差動スイッチ信号ＳＣＢｏ、ＳＣＢｏ’、ＳＫＢｏ、及びＳＫＢｏ’として出力される。一方、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４は、ノア（ＮＯＲ）回路１２ｈによってＩＮ１〜ＩＮ４のうち一つでもハイレベルになるものがあるときを検知し、ＰＷＭ信号、ｂｉａｓＥＮ信号とナンドゲート１２ｉで論理積をとった後に、ＳＲＣ／ＳＮＫ信号でナンドゲート１２ｋによってゲートし、バッファ１２ｍ及びバッファ１２ｎを経由することにより、差動スイッチ信号ＳＣＢ１、ＳＣＢ１’、ＳＫＢ１、及びＳＫＢ１’として出力される。信号入力回路Ｂにおいても、図２の差動スイッチ回路４４又は差動スイッチ回路４２を変調信号にあわせて高速に動作させる必要があることから差動スイッチを構成するトランジスタ４４ａ、４４ｂまたは４２ａ、４２ｂのゲート容量にあわせて駆動能力を調整しておく。
【００８０】
次に、図２を参照して、自動光量調整回路１７について説明する。レーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３の光出力は、フォトダイオード２６により受光され光電変換されて、該フォトダイオード２６から光電流が出力される。この光電流は、抵抗器２８により電流−電圧変換され、モニタ電圧Ｖｍとして自動光量調整回路１７の電圧比較器３１に入力される。
【００８１】
電圧比較器３１は、入力されたモニタ電圧Ｖｍと、所望の光量に対応する基準電圧Ｖｒとを比較する。この比較結果は、スイッチ３３を経由してコンデンサ３２を充電しながらバッファ３４を経由して駆動電流制御信号Ｃ２として出力される。これにより、レーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３の駆動電流がフィードバック制御され、所望の光量を出力させるための電圧がコンデンサ３２に保持される。
【００８２】
ここで、レーザダイオード駆動回路１０に強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４が入力され、強度変調された駆動電流がレーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３に供給される期間においては、外部から入力されたスイッチ信号ＳＷによりスイッチ３３が開放される。すると、コンデンサ３２に保持された電圧がバッファ３４を経由して駆動電流制御信号Ｃ２として出力される。このようにして、レーザダイオード２０若しくはレーザダイオード２３に供給される駆動電流の安定化が図られる。
【００８３】
次に、本実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路１０の全体的な動作について、図２及び図５を参照して説明する。なお、図５は、ソースモードのレーザダイオード２０を駆動する場合の、図２に示す回路の各部における信号の波形状態の一例を示す波形図であるが、シンクモードのレーザダイオード２３を駆動する場合の波形図は、図５における差動スイッチ信号ＳＣＢ１、ＳＣＢ１’、・・・、ＳＣ４’を、各々ＳＫＢ１、ＳＫＢ１’、・・・、ＳＫ４’に置き換えたものとなる。
【００８４】
まず、シンクモードのレーザダイオード２３を駆動する場合について説明する。シンクモードのレーザダイオード２３を駆動する場合は、レーザダイオード２３を電流流入用端子２４に接続する。このとき、電流流入用端子２５には、レーザダミーとして順電圧降下が等しくなるようにシリコンダイオードを２個直列に接続する。これにより、レーザダイオード２３のカソードが電流流入用端子２４を経由して、差動スイッチ回路１６を構成する一方のスイッチ回路１６ａに共通接続され、アノードは電源Ｖｃｃに共通接続される。また、電流流出用端子２１及び２２を電源Ｖｃｃに接続することにより、差動スイッチ回路１４を介してＰＭＯＳトランジスタ１３が電源Ｖｃｃに共通接続される。なお、電流流出用端子２１及び２２を電源Ｖｃｃに接続せず、開放状態にしてもよい。
【００８５】
まず、バイアス電流源の差動スイッチ回路のうちトランジスタ４２ａを両方オンして定電流源トランジスタ４１の合計電流がレーザダイオードのレーザ発振閾値電流となるようにボリューム４９によりバイアス電流設定電圧を調整する。そしてレーザダイオードの変調を開始する前に、差動スイッチ回路４２において、差動スイッチ信号ＳＫＢｏ、ＳＫＢｏ’ が接続された差動スイッチ回路４２をレーザダイオード側に接続して、すなわち、図５の‘バイアス印加’期間で示すように、図２左側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオンにしてトランジスタ４２ｂをオフにし、図２右側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオフにしてトランジスタ４２ｂをオンにして、レーザ発振閾値電流の６０％〜８０％をレーザダイオード２３に流しておく。
【００８６】
次に、レーザダイオード２３の最大発光パワーを自動調整するために、まず、バイアス電流源の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａの両方をオンにしてレーザダイオード２３にレーザ閾値電流を流す。更に、入力端子１１に入力される強度変調信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４の全てをハイレベルにし、信号入力回路Ｍにより差動スイッチ信号ＳＫ１〜ＳＫ４、ＳＫ１’〜ＳＫ４’を制御して、定電流源用ＮＭＯＳトランジスタ１５とレーザダイオード２３とが接続されるように差動スイッチ回路１６を制御する。
【００８７】
レーザダイオード２３の発光パワーが小さければ、自動光量調整回路１７に入力されるモニタ電圧Ｖｍも基準電圧Ｖｒよりも小さくなり、ＮＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を上昇するように自動光量調整回路１７から駆動電流制御信号Ｃ２が出力され、これによりＮＭＯＳトランジスタ１５に流入する駆動電流が上昇するので、レーザダイオード２３の発光パワーも上昇する。一方、レーザダイオード２３の発光パワーが大きければ、ＮＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を下げるように自動光量調整回路１７から駆動電流制御信号Ｃ２が出力され、これによりＮＭＯＳトランジスタ１５に流入する駆動電流が低下するので、レーザダイオード２３の発光パワーも低下する。
【００８８】
レーザダイオード２３が所望の光量パワーに安定した時にスイッチ３３をオフにして、ＮＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧を自動光量調整回路１７のコンデンサ３２にサンプル・ホールドする。
【００８９】
強度変調を行なうには、このゲー卜電圧を駆動電流制御信号Ｃ２として一定に保持し、ＮＭＯＳトランジスタ１５に流れる電流を安定化した上で差動スイッチ回路１６を差動スイッチ信号ＳＫ１〜ＳＫ４、ＳＫ１’〜ＳＫ４’に応じてオン、オフすると共に、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４のうち一つでもハイレベルとなった時には、双方の差動スイッチ回路４２をレーザダイオード側に接続して、すなわち、図５の‘レーザ強度変調’期間、或いは‘レーザパルス幅変調’期間に示すように、図２左側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオンにしてトランジスタ４２ｂをオフにしたまま、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４が１つでもオンのときには、図２右側の差動スイッチ回路４２のトランジスタ４２ａをオンにしてトランジスタ４２ｂをオフにする。
【００９０】
次に、ソースモードのレーザダイオード２０を駆動する場合について図５を参照しつつ説明する。ソースモードのレーザダイオード２０を駆動する場合は、レーザダイオード２０とダミーレーザとしてシリコンＰＮダイオード２個を電流流出用端子２１と２２に各々接続する。これにより、該レーザダイオード２０のアノードが電流流出用端子２１を経由して差動スイッチ回路１４を構成する一方のスイッチ回路１４ａに共通接続され、ダミーレーザがスイッチ回路１４ｂに共通接続される。なお、電流流出用端子２２に接続するダミーレーザは、スイッチング波形歪みを抑えるために、レーザダイオード２０と電気的特性が近い素子を選択する。また、このとき、静電気対策として電流流入用端子２４及び２５をグランドに接続しておくと、差動スイッチ回路１６を介してＮＭＯＳトランジスタ１５がグランドに接続される。なお、電流流入用端子２４及び２５をグランドに接続せず、開放状態にしてもよい。
【００９１】
まず、差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａを両方ともオンした状態で、レーザダイオード２０のレーザ発振閾値電流に相当する電流が電流流出用端子２１からレーザダイオード２０に供給されるようにボリューム４９によってバイアス電流調整電圧を調整する（図５の‘閾値設定’期間に相当）。このとき、ボリューム４９の出力電圧Ｂ２を上昇させると、信号変換回路１８ｂで電源Ｖｃｃを基準とした反転信号に変換され、マイナス側に下降した電圧Ｂ１がＰＭＯＳトランジスタ４３、５３、及び５４のゲートに印加されるため、電流流出用端子２１からレーザダイオード２０に供給される電流が上昇する。従って、シンクモード用のレーザダイオード２３を調整したときと全く同じ方法で調整することができる。
【００９２】
そしてレーザダイオードの変調を開始する前に、差動スイッチ回路４４において、差動スイッチ信号ＳＣＢｏ、ＳＣＢｏ’が接続された差動スイッチ回路４４をレーザダイオード側に接続して、すなわち、図５の‘バイアス印加’期間で示すように、図２右側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオンにしてトランジスタ４４ｂをオフにし、図２左側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオフにしてトランジスタ４４ｂをオンにして、レーザダイオードのバイアス電流としてレーザ発振閾値電流の６０％〜８０％をレーザダイオード２０に流しておく。
【００９３】
次に、レーザダイオード２０の最大発光パワーを自動調整するために、両方のトランジスタ４４ａをオンにして、レーザダイオード２０にレーザ発振閾値電流を流した状態で、入力端子１１に入力される強度変調信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４の全てをハイレベルにし、信号入力回路Ｍによって差動スイッチ信号ＳＣ１〜ＳＣ４、ＳＣｌ’〜ＳＣ４’を制御して、定電流源用であるＰＭＯＳトランジスタ１３とレーザダイオード２０とが共通接続されるように差動スイッチ回路１４を制御する（図５の‘光量制御’期間に相当）。
【００９４】
レーザダイオード２０の発光パワーが小さければ、自動光量調整回路１７に入力されるモニタ電圧Ｖｍも基準電圧Ｖｒよりも小さくなり、自動光量調整回路１７の出力電圧（駆動電流制御信号Ｃ２）が上昇し、これにより信号変換回路１８ｃにより変換され出力された電流制御電圧（駆動電流制御信号Ｃ１）が下がり、ＰＭＯＳトランジスタ１３からの駆動電流が上昇するので、レーザダイオード２０の発光パワーも上昇する。
【００９５】
一方、レーザダイオード２０の発光パワーが大きければ、自動光量調整回路１７に入力されるモニタ電圧Ｖｍが基準電圧Ｖｒよりも小さくなり、自動光量調整回路１７の出力電圧が低下し、これにより信号変換回路１８ｃにより変換され出力された電流制御電圧が上昇し、ＰＭＯＳトランジスタ１３からの駆動電流が低下するので、レーザダイオード２０の発光パワーも低下する。このとき、信号変換回路１８ｃの出力インピーダンスが、ソースフォロワーを使ったバッファにより低く維持されているため、これに接続されるＰＭＯＳトランジスタ１３及びスイッチングフィードスルー対策に設けられたコンデンサ６９の負荷があっても、負帰還安定性が増し、応答速度の劣化が小さいので、自動光量制御に要する時間を短縮することができる。
【００９６】
レーザダイオード２０が所望の光量パワーに安定した時に、ＰＭＯＳトランジスタ１３のゲート電圧に対応する電圧が自動光量調整回路１７によりサンプル・ホールドされる（図５の‘Ｓ／Ｈ’期間に相当）。
【００９７】
強度変調を行なうには、このゲート電圧を駆動電流制御信号Ｃ１として一定に保持し、ＰＭＯＳトランジスタ１３に流れる電流を安定化した上で、差動スイッチ回路１４を差動スイッチ信号ＳＣ１〜ＳＣ４、ＳＣ１’〜ＳＣ４’に応じてオン、オフする。また、これに合わせて、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４が１つでもオンのときには双方の差動スイッチ回路４４をレーザダイオード側に接続して、すなわち、図５の‘レーザ強度変調’期間、或いは‘レーザパルス幅変調’期間に示すように、図２右側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオンにしてトランジスタ４４ｂをオフにしたまま、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４が１つでもオンのときには図２左側の差動スイッチ回路４４のトランジスタ４４ａをオンにしてトランジスタ４４ｂをオフにして、強度変調信号ＩＮ１〜ＩＮ４がレベルゼロのときには、レーザ発振で感光体上に像が書かれるのを防止する。
【００９８】
このように本実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路１０では、信号変換回路を挿入したことによる遅延が最小限に抑えられる結果、自動光量制御時の負帰還の安定性が増し、位相補償コンデンサを小さくできることから、自動光量制御（ＡＰＣ）での収束に要する所用時間が短縮され、感光体上に像を描いていない無効時間を減らすことができる。また、信号変換回路の中でバッファ回路として使用しているソースフォロワー回路によって、出力電圧を発生しているＰＭＯＳトランジスタのドレイン電圧がレーザダイオード２０のアノード電圧に近くなるため、ドレイン電圧の違いによる電流誤差を小さくし、カレントミラーでモニターされる駆動電流の値を正確にモニターすることが可能となる。
【００９９】
また本実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路１０は、半導体集積回路で構成されているため、回路占有スペースの減少、コストダウン、及び回路動作の安定化が図られる。
【０１００】
次に、図６及び図７を参照して、本発明の画像記録装置の一実施形態について説明する。なお、図６は、本発明の画像記録装置の一実施形態を示すブロック図、図７は、図６に示す画像記録装置のレーザ走査系の構成図である。
【０１０１】
図６に示す画像記録装置は、その構成が信号処理系２１０、レーザ走査系２２０、及び画像出力系２３０に大別される。レーザ走査系２２０のＬＤドライバ２２１には、図１に示すレーザダイオード駆動回路１０が含まれており、またレーザダイオードとしてソースモードのレーザダイオード２０が用いられている。
【０１０２】
画像を読み取って画像信号を得る例えばデジタルスキャナ等の画像生成系２０１で得られた画像信号が、信号処理系２１０を構成する画像信号処理システム２１１に入力されると、この画像信号処理システム２１１では、画像出力系２３０を構成する電子写真プロセス２３２の機構を制御する機構制御部２３１からの制御情報、例えば現像条件等の情報を受け、それに適合するように、入力された画像信号に適切な画像処理、例えば階調処理や色補正処理等が施され、その画像処理後の画像信号がレーザ変調信号生成部２１２に入力される。
【０１０３】
レーザ変調信号生成部２１２では、入力された画像信号に基づいて、レーザ走査系２２０を構成するレーザダイオード２０から出射されるレーザ光の変調強度を表わすレーザ変調信号を生成する。このレーザ変調信号の生成に当たっては、レーザ走査系２２０を構成する走査レーザ光の同期検知手段２２６からの情報を受け、レーザ走査と同期するようにレーザ変調信号が生成される。
【０１０４】
この走査レーザ光の同期検知手段２２６は、本実施の形態では、図７に示すように、ミラー２２６＿１と光センサ２２６＿２とからなり、光センサ２２６＿２からは、レーザダイオード２０から出射したレーザ光が図７に示す矢印Ａ方向に一回偏向される毎に同期パルスが出力される。
【０１０５】
図６に示すレーザ変調信号生成部２１２で生成されたレーザ変調信号Ｓ_Lは、レーザ走査系２２０を構成するＬＤドライバ２２１に入力される。ＬＤドライバ２２１には、機構制御部２３１からの機構制御情報Ｓ_Cも入力され、ＬＤドライバ２２１は、その機構制御に合わせて、レーザダイオード２０を駆動する。
【０１０６】
レーザダイオード２０は、ＬＤドライバ２２１の駆動により時系列的な強度変調を伴ったレーザ光を出射し、その出射レーザ光は、レンズ２２３＿１、アパーチャ２２３＿２、シリンドリカルレンズ２２３＿３からなるプレポリゴン光学系２２３を経由し、矢印Ｂ方向に回転するポリゴンミラー２２４＿１を含む光偏向器２２４により矢印Ａ方向に繰り返し偏向され、さらにｆθレンズ２２５＿１、及びシリンドリカルミラー２２５＿２からなるポストポリゴン光学系２２５を経由し、画像出力系２３０を構成する、矢印Ｃ方向に回転する感光体２３３上を矢印Ａ’方向に繰り返し走査（主走査）する。
【０１０７】
この感光体２３３は、光の照射により表面の抵抗値が変化する性質を有し、画像情報を担持したレーザ光により走査されることにより、その表面に静電潜像が形成される。この感光体２３３に形成された静電潜像は所定の電子写真プロセス２３２を経て、所定の用紙上に、画像生成系２０１で得られた画像信号が担持する画像のハードコピー２０２が生成される。
【０１０８】
なお、この画像記録装置では、ソースモードのレーザダイオードを用いて説明したが、シンクモードのレーザダイオードの場合も同様にして駆動され、その発光光量が高速に調整され、従って高画質の画像が高速に形成される。
【０１０９】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明のレーザダイオード駆動回路によれば、信号変換回路を高速化することでレーザパワーを広いダイナミックレンジで制御でき、自動光量制御時のレーザダイオード駆動電流のオーバーシュートを防止でき、更にレーザダイオード駆動電流のモニタ精度を上げることができる、という効果が得られる。
【０１１０】
また、本発明の画像記録装置によれば、レーザダイオードの自動光量制御を行う時の負帰還ループを高速化し、自動光量制御に要する時間を短縮すると共に、レーザダイオードの自動光量制御時にレーザダイオード駆動電流のオーバーシュートを最小限に抑え、レーザパワーの広いダイナミックレンジで自動光量制御を安定的に行なうことを可能とし、カレントミラー回路でレーザダイオード駆動電流をモニタしようとする場合に測定精度を向上することができる、という効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】 図１に示すレーザダイオード駆動回路の回路構成例を示す回路図である。
【図３】 図２に示すレーザダイオード駆動回路の信号入力回路Ｍの回路構成例を示す回路図である。
【図４】 図２に示すレーザダイオード駆動回路の信号入力回路Ｂの回路構成例を示す回路図である。
【図５】 実施の形態に係るレーザダイオード駆動回路の動作の説明に供する波形図である。
【図６】 実施の形態に係る画像記録装置の概略構成を示すブロック図である。
【図７】 図６に示す画像記録装置のレーザ走査系の概略構成を示す斜視図である。
【図８】 従来の信号変換回路の基本形の一例を示すブロック図である。
【図９】 請求項１記載の発明の説明に供するブロック図である。
【図１０】 図９のバッファ手段の構成例を示す回路図である。
【図１１】 請求項２記載の発明の説明に供する回路図である。
【図１２】 請求項２記載の発明の説明に供する図であり、ソースフォロワー回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】 請求項３記載の発明の説明に供する図であり、請求項３記載の発明の基本形を示す回路図である。
【図１４】 請求項３記載の発明に係る信号変換回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図１５】 請求項４記載の発明の説明に供するブロック図である。
【図１６】 信号変換回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図１７】 従来のレーザダイオード駆動回路の構成例を示す一部回路図である。
【図１８】 従来の信号変換回路の基本形を示すブロック図である。
【図１９】 図１８のシンク電流源の具体的な構成例を示す回路図である。
【図２０】 図１８の電流／電圧変換回路の具体的な構成例を示す回路図である。
【図２１】 図１８における電流／電圧変換回路に抵抗を使用した場合のシンク駆動電流に対するソース駆動電流の特性を示すグラフである。
【図２２】 信号変換回路をカレントミラー回路で構成した場合の問題点の説明に供する回路図である。
【符号の説明】
１０ レーザダイオード駆動回路
１７ 自動光量調整回路
１８ｂ、１８ｃ 信号変換回路
１９ バイアス電流出力制御回路
２０、２３ レーザダイオード
２１、２２ 電流流出用端子
２４、２５ 電流流入用端子
２６ フォトダイオード（光センサ）
４９ ボリューム
７０ 抵抗
７１ トランジスタ（第１のトランジスタ）
７３ トランジスタ（第２のトランジスタ）
７４ 抵抗
７５、７６、７７、７８ トランジスタ（バッファ手段）
２１０ 信号処理系
２１１ 画像信号処理システム
２１２ レーザ変調信号生成部
２２０ レーザ走査系
２２４ 光偏向器
２２６ 同期検知
２３０ 画像出力系
２３３ 感光体（被走査体）

Claims (5)

1. 異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、前記第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段を設け、前記第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号を与えることにより、前記バッファ手段の出力に基づいて前記レーザダイオードを駆動する
   ことを特徴とするレーザダイオード駆動回路。
2. 前記バッファ手段として、シングルステージオペアンプのバッファ、又はソースフォロワーのバッファを用いたことを特徴とする請求項１記載のレーザダイオード駆動回路。
3. 前記バッファ手段の出力の直流成分と、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタの接続点の交流成分とが前記第２のトランジスタの制御端子に負帰還されたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のレーザダイオード駆動回路。
4. 異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、固定電位と、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタの接続点の電位との差電圧を比較器で増幅して前記第２のトランジスタの制御端子に負帰還させ、前記第１のトランジスタの制御端子にレーザダイオードの制御信号を与えることにより、前記比較器の出力に基づいて前記レーザダイオードを駆動する
   ことを特徴とするレーザダイオード駆動回路。
5. 画像を記録する過程に、画像情報で変調されたレーザビームにより所定の被走査体上を走査する過程を含む画像記録装置において、
   レーザビームを出射するレーザダイオードと、
   前記レーザダイオードの発光光量をモニタしてモニタ信号を生成する光センサと、
   前記レーザダイオードに電流を供給するレーザダイオード駆動回路と、
   前記レーザダイオードから出射したレーザビームにより、所定の被走査体上を走査する走査光学系を備え、
   前記レーザダイオード駆動回路が、
   異なる第１及び第２の電位間に第１の電位を基準として動作する第１のトランジスタと第２の電位を基準として動作する第２のトランジスタとを直列接続して構成したカレントミラー回路を挿入した信号変換回路を備え、前記第２のトランジスタの出力と該トランジスタの制御端子との間にバッファ手段を設け、該バッファ手段の出力の直流成分と、前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタの接続点の交流成分とが前記第２のトランジスタの制御端子に負帰還され、前記第１のトランジスタの制御端子に前記光センサによって生成されたモニタ信号に基づいて生成したレーザダイオードの制御信号を与えることにより、前記バッファ手段の出力に基づいて前記レーザダイオードを駆動する
   ことを特徴とする画像記録装置。

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