JPH1166595A - レーザダイオード駆動装置及びレーザダイオードの駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 レーザダイオード、特にレーザダイオード
アレーでカソードが共通になったレーザダイオードを高
精度に強度変調すること。 【解決手段】 複数の電流源８０、８２を構成するＭＯ
ＳトランジスタＰ２，Ｐ５のソースと電源Ｖccとの間
に、それぞれＭＯＳトランジスタＰ２，Ｐ５のトランジ
スタ比Ｗ／Ｌとその抵抗値の逆数との比が同じであり、
かつレーザダイオードＬＤ−Ａ側から見た複数の各電流
源８０、８２の出力抵抗の抵抗値がレーザダイオードを
駆動可能で変調動作時の前記レーザダイオードの微分抵
抗値より十分大きくなる抵抗値を有する抵抗Ｒ１，Ｒ２
を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はレーザダイオードア
レーを用いレーザダイオードの発光光量を変化させなが
ら感光体に像を形成する画像形成装置に使用するに好適
なレーザダイオード駆動装置及びレーザダイオードの駆
動方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年例えばレーザゼログラフィーにおい
てレーザダイオード等の半導体レーザ素子の光出力をマ
ルチビーム化することで画像出力を高速化したり、また
光通信においても異なる波長の半導体レーザ素子を同一
チップ上に作り込み、波長の多重化によって光通信速度
を向上させる試みがなされている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところでこのような用
途に使用されている複数のレーザダイオードを同一基板
上に形成したレーザダイオードアレーは一般にカソード
が共通に接続されている。これはＮタイプの基板を使用
した方がレーザダイオードの等価直列抵抗が下げられ高
速化駆動ができること及び歩留りの点でも有利であると
いう理由による。

【０００４】一方、このようなカソードが共通に接続さ
れたレーザダイオードアレーを駆動するには吐き出し型
の電流源が必要である。従来、レーザダイオードを駆動
する電流源にはバイポーラトランジスタか化合物半導体
のＭＥＳＦＥＴが用いられてきた。これらのプロセスで
吐き出し型電流源を作ろうとすると、バイポーラトラン
ジスタで構成するにはＰＮＰトランジスタが必要となる
が、通常使用されるラテラル型ＰＮＰトランジスタでは
高速駆動ができない。

【０００５】一方、高速駆動が可能なバーチカル型ＰＮ
Ｐトランジスタは製造プロセスが複雑で高価である。ま
た化合物半導体の場合にはホールの移動度が小さく、た
とえＰチャンネル型ＦＥＴができても化合物半導体を使
うメリットはない。したがって吐き出し型の電流源でレ
ーザダイオードを高速駆動したい場合には、たとえば図
３に示すようにトランジスタＱ１，Ｑ２、抵抗Ｒ１，Ｒ
２からなるスイッチングしない吐き出し型電流源１０と
トランジスタＱ３，Ｑ４からなる高速スイッチングが可
能な電流スイッチ１２を直列に接続し、電流スイッチ１
２のトランジスタＱ３をオンすることによりトランジス
タＱ６側に電流源１０からの流出電流を流入させてレー
ザダイオードＬＤヘ電流が流れるのを停止し、電流スイ
ッチ１２のトランジスタＱ３をオフすることにより電流
源１０よりダイオードＤ１を介してレーザダイオードＬ
Ｄへ電流が流れるようにする（特開平４−２４０７８７
号公報、特開平６−１３９６０７号公報）。

【０００６】この方式では動作速度の遅い吐き出し型電
流源をスイッチングする必要がなく、また吐き出し型電
流源をインダクタンスを介して電流スイッチと接続する
ことで吐き出し型電流源の出力容量がレーザダイオード
の出力の変調速度に影響しないようように構成すること
ができる。

【０００７】しかしこの方式で図４に示すように複数の
電流スイッチ２２、２４とこれらに直列接続された電流
源Ｑ１７、Ｑ１８とを並列接続したものを吐き出し型電
流源２０、２６に直列に接続し、複数の電流スイッチ２
２、２４を選択的に駆動することによりレーザダイオー
ドの出力を強度変調した場合において、レーザダイオー
ドの出力を低くした場合にノイズが増大するという問題
が生じる。

【０００８】すなわち、図４に示す電流源は、レーザダ
イオードＬＤの閾値電流が設定されたバイアス電流源２
６と、吸い込み型電流源２２の吸い込み電流Ｉを基準に
して出力電流が３×Ｉの吐き出し型電流源２０と、吸い
込み電流が１×Ｉの吸い込み型電流源２２、吸い込み電
流が２×Ｉの吸い込み型電流源２４の二つの吸い込み型
電流源を使用し、０、１×Ｉ，２×Ｉ，３×Ｉの４レベ
ルの強度変調が可能な電流源を構成している。図４にお
いて、バイアス電流源２６によりレーザダイオードＬＤ
には閾値電流が供給されている。ここに閾値電流とは半
導体レーザ素子が駆動される際に自然発光状態からレー
ザ発振状態に移行する点において半導体レーザ素子に流
れる電流をいう。トランジスタＱ１２，Ｑ１４をそれぞ
れ導通状態または非導通状態になるように制御する制御
信号１、２が入力されることにより吸い込み型電流源２
２、２４のトランジスタＱ１２，Ｑ１４が非導通状態に
なった場合について考える。この場合には吐き出し型電
流源２０から流出する吐き出し電流３×Ｉは、二つの吸
い込み電流源２２、２４のトランジスタＱ１２，Ｑ１４
が非導通状態にあるためすべてレーザダイオードＬＤに
流れる。

【０００９】次に制御信号２により吸い込み型電流源２
４のトランジスタＱ１４が導通状態にされると、吸い込
み型電流源２４が駆動されるので、レーザダイオードＬ
Ｄには吐き出し電流３×Ｉから吸い込み型電流源２４に
よる吸い込み電流２×Ｉを差し引いた電流Ｉが流れる。
ところでこの時トランジスタで発生するショットノイズ
を考えると、制御信号１、２により吸い込み型電流源２
２、２４のトランジスタＱ１２，Ｑ１４が非導通状態に
なり、吐き出し型電流源２０から流出する吐き出し電流
３×ＩがレーザダイオードＬＤにすべて流れる時には√
（３×Ｉ）でＳ／Ｎ比は３√Ｉ／√３倍となる。

【００１０】ところが制御信号２により吸い込み型電流
源２４のトランジスタＱ１４が導通状態にされ、吐き出
し電流３×Ｉの内の１×ＩのみがレーザダイオードＬＤ
に流れた場合、吐き出し型電流源２０側と吸い込み型電
流源２４側でノイズに相関がないことからショットノイ
ズは吐き出し型電流源２０側の√（３×Ｉ）の二乗とと
吸い込み型電流源２４側の√（２×Ｉ）の二乗との和５
Ｉの平方根√（５×Ｉ）となりこの時のＳ／Ｎ比は√Ｉ
／√５倍に低下する。このことから判るように、この方
式で強度変調を行った場合、特にレベルが小さいほどＳ
／Ｎ比が低下する。これはレーザゼログラフィーにおけ
る画質やあるいは多値のレーザ光通信などで問題にな
る。これらの理由からバイポーラトランジスタのＮＰＮ
トランジスタやＭＥＳＦＥＴのＮチャンネル型電界効果
トランジスタにより構成された吸い込み型電流源を利用
して吐き出し型電流源を構成することには問題があっ
た。

【００１１】一方、特開平７−３３５９５７号公報や特
開平８−２９３８３７号公報にはＭＯＳＦＥＴによるレ
ーザドライバーが記載されている。ＣＭＯＳならＰＭＯ
ＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタの両方を作り込
むことが可能で、しかもゲート長の徴細化によって近年
バイポーラトランジスタに近い相互コンダクタンスｇｍ
が得られるようになってきた。

【００１２】課題１）ところがゲート長の徴細化により
ＭＯＳトランジスタのドレイン電流がピンチオフ領域で
ドレイン・ソース間電圧に依存する傾向が大きくなっ
た。これはＭＯＳトランジスタで定電流源を構成し動作
させる場合にレーザダイオードに供給する電流が変化す
るとレーザダイオードの端子電圧が変化し、その結果電
流源の電流値が変動し、強度変調での入力データに電流
源の出力電流が正確に比例しなくなるという問題があ
る。

【００１３】課題２）図５にＰＭＯＳを使用した強度変
調可能な吐き出し型電流源を有するレーザダイオード駆
動装置の構成を示す。同図において、バイアス電流源３
０によりレーザダイオードＬＤの閾値電流Ｉthが設定さ
れ、重み付けした吐き出し型電流源３２（吐き出し電流
１×Ｉ）、吐き出し型電流源３３（吐き出し電流２×
Ｉ）を吐き出し型電流源３２、３３に接続された電流ス
イッチ３４、３５を制御信号Ｐ０，Ｐ１で制御すること
で強度変調が可能になる。強度変調のための各吐き出し
型電流源３２、３３を構成するＰＭＯＳトランジスタの
ゲート電位は、変調を開始する前にサンプルホールド回
路３７を構成するＣＭＯＳスイッチ３８を制御信号ＣＳ
をハイレベルにすることによりオンにし、レーザダイオ
ードＬＤの出力光を受光したフォトダイオードＰＤの出
力を比較器３６に負帰還することにより決定され、その
値をＣＭＯＳスイッチ３８をオフにしてコンデンサＣsh
に保持し、変調時の制御電圧Ｖshとする。特にＭＯＳＦ
ＥＴはゲート入力インピーダンスが高いので図５に示す
ように変調時の制御電圧が保持されるコンデンサＣshの
端子に直接接続することができる。

【００１４】ところが従来２値のパルス幅変調では問題
にならなかったことが強度変調を行う場合に問題にな
る。たとえば図５の例で制御信号Ｐ１をハイレベルから
ローレベルにすると、電流源３３を構成するＰＭＯＳト
ランジスタＭ１のドレイン電圧Ｖdr1 は接地電位からレ
ーザの端子電圧ＶLDに上昇する。このドレイン電圧Ｖdr
1 の変化は電流源３３を構成するトランジスタＭ１のド
レイン・ゲート間容量を介して制御電庄Ｖshを上昇させ
る。その結果、電流源３２、３３の出力電流値は減少す
る。このように強度変調のため電流スイッチを開閉する
ことにより制御電圧Ｖshが変化し、変調データに対し出
力電流が正確に対応しなくなるという問題点があった。

【００１５】課題３）レーザダイオードに駆動電流を供
給する電流源をＭＯＳトランジスタで構成すると共に、
変調期間中に電流源制御電圧を保持するサンプルホール
ド回路もＭＯＳトランジスタで構成すると電流安定性を
格段に向上することができる。特にレーザダイオードア
レーを利用し高速書き込みを行うレーザゼログラフィー
ではそのメリットが大きい。レーザダイオードアレーの
変調前の光量制御はレーザダイオードの出力光を受光す
るフォトダイオードが複数のレーザダイオードに対し一
つしかないため通常、時分割で光量を設定している。時
分割で光量制御する方法としては大別して二つある。一
つは１ラインごとに光量制御するレーザダイオードを切
り替える方式で、１ライン中に占める光量制御に要する
時間はシングルレーザと変わらないものの、光量制御す
べきレーザダイオードの数が多いほど、次の光量制御ま
での時間が長いため、変調期間中にコンデンサに保持さ
れている電流源制御電圧のドループ（電圧変動）が問題
となる。

【００１６】一方もう一つの方法は１ライン中に毎回全
部のレーザダイオードを光量制御する方法で、この場合
１ラインごとにすべてのレーザダイオードが光量制御さ
れサンプルホールド回路のサンプルホールド用コンデン
サが充電され直すためサンプルホールド回路のドループ
が問題になることはない。

【００１７】しかし１ライン中に占める光量制御の時間
はレーザダイオードの数が多いほど長くなり、画像を書
き込むための変調期間をその分短くしなければならず、
描画速度の低下を招く。従ってレーザゼログラフィーの
性能を低下させないためにはサンプルホールド回路のド
ループ特性を改善する必要がある。

【００１８】ドループの問題は、従来のシングルレーザ
でしかもパルス幅変調のみの場合レーザの走査方向の光
量変動が走査毎に常に一定であったためレーザゼログラ
フィへの応用では視覚上大きな問題とならなかった。と
ころがレーザの走査方向と直角の副走査方向に並べたレ
ーザダイオードアレーを用いて、一回の走査毎にレーザ
ダイオードを切り替えてレーザダイオードの光量制御を
行う場合には、レーザダイオードアレーの隣接するレー
ザダイオード同士で光量制御のタイミングが異なり、僅
かのドループが画質に影響を及ぼすためドループを更に
抑制する必要があった。ＭＯＳトランジスタはバイポー
ラトランジスタに比べると桁違いにドループ特性の優れ
たサンプルホールド回路を容易に作ることができる。

【００１９】ところでサンプルホールド回路には図６
（ａ）に示すように通常，ＣＭＯＳプロセスならばＣＭ
ＯＳスイッチが用いられる。これはスイッチのオン抵抗
がスイッチの端子電圧に依存しないようにするためであ
る。図６において、図６（ａ）はＣＭＯＳスイッチ、図
６（ｂ）はＮＭＯＳスイッチ、図６（ｃ）、（ｅ）はＣ
ＭＯＳノイズキャンセラ付きスイッチ、図６（ｄ）、
（ｆ）はＮＭＯＳノイズキャンセラ付きスイッチ、をそ
れぞれ用いたサンプルホールド回路を示している。図６
において１００〜１０５はノイズキャンセラである。

【００２０】一般的にＣＭＯＳスイッチのＰＭＯＳトラ
ンジスタとＮＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズ
は二つの観点で決められる。一つはスイッチングノイズ
（ゲートからの容量結合を介して生ずる電荷の漏れ込
み）を最小にする場合で、ＰＭＯＳトランジスタとＮＭ
ＯＳトランジスタのゲート幅を等しく設計する。こうす
るとＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタのゲ
ートからのフィードスルーが逆極性のためＰＭＯＳトラ
ンジスタとＮＭＯＳトランジスタに生ずるスイッチング
ノイズは相殺する。 しかしこの方式でスイッチングノ
イズが厳密に相殺されるのはゲート下の反転層の広がり
がＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタで等し
くなる電源電圧のほぼ１／２のときだけで、その他の電
圧ではＣＭＯＳスイッチ両端の反転層によるフィードス
ルーがＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタと
で異なるため相殺されない。このため電源電圧によらず
スイッチングノイズを減らしたい場合はＭＯＳトランジ
スタのゲート幅を半分にしたダミーのＭＯＳトランジス
タをコンデンサＣsh側の端子に接続したり、更にノイズ
キャンセルの効果を上げるため比較器出力との間にもゲ
ート幅を半分にしたダミーのＭＯＳトランジスタを接続
することも行われる。

【００２１】もう一つの観点はオン抵抗の電源電圧依存
性を小さくする場合で、ＣＭＯＳスイッチを構成するＰ
ＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタのゲートの
ゲート幅をＷ、ゲート長をＬとしてＷ／Ｌの比（トラン
ジスタ比）をホールと電子のモビリティの逆数比で設計
する。こうするとＣＭＯＳスイッチの両端の電位が電源
電圧に一致した場合のＰＭＯＳトランジスタのオン抵抗
と、ＣＭＯＳスイッチ両端の電位が接地電位に一致した
場合のＮＭＯＳトランジスタのオン抵抗の値が等しくな
る。ＣＭＯＳスイッチでは通常低いオン抵抗と、低いス
イッチングノイズが要求されるためＣＭＯＳスイッチを
構成するＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタ
は最小で等しいチャンネル長で設計する。このためいず
れの観点で設計してもＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳ
トランジスタの幅が等しいか、またはＰＭＯＳトランジ
スタのゲート幅が大きくなる。その結果、単位面積当た
りのＰＮ接合リークがＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳ
トランジスタとで略、等しいとすると、サンプルホール
ド回路がホールド状態のまま放置された場合、ＰＭＯＳ
トランジスタではＮ基板が電源に接続されているため、
このＮ基板とソース・ドレインであるＰ層とのＰＮ接合
を通してリーク電流がサンプルホールド用コンデンサＣ
shに流れ込み、ＮＭＯＳトランジスタではＰ基板が接地
されているため、このＰ基板とソース・ドレインである
Ｎ層とのＰＮ接合を通してリーク電流がサンプルホール
ド用コンデンサＣshから流れ出す。この結果、サンプル
ホールド回路の出力はＮＭＯＳトランジスタ、ＰＭＯＳ
トランジスタのソース・ドレインのＰＮ接合からのリー
クで図７に示すようにｌ／２電源電圧以上の電圧に収束
する。この電圧でＣＭＯＳスイッチのＮＭＯＳトランジ
スタを駆動すると過大電流がレーザダイオードに流れレ
ーザダイオードを破壊するという問題があった。

【００２２】課題４）レーザダイオードアレーの自動光
量制御では、すでに述べたように複数のレーザダイオー
ドに対して一つのフォトダイオードを使用して時分割で
光量制御する。したがって、それぞれのレーザダイオー
ドの自動光量制御はレーザダイオードの光出力を検出す
る一つのフォトダイオード出力と、レーザダイオードの
発光量の目標値に対応する一つの基準電圧とを誤差検出
手段としての比較器で比較すればよい。しかし実際には
自動光量制御のために用いられる複数の比較器は個々に
オフセットが異なっているため、各比較器の基準電圧は
個々の比較器に合わせる必要があり、基準電圧を変更す
る度に各レーザダイオード毎に調整する必要があった。

【００２３】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、強度変調精度の向上を図ったレーザダイオ
ード駆動装置を提供することを第１の目的とする。

【００２４】また本発明は制御系の停止等の動作不良に
よりレーザダイオードの駆動電流を制御する制御電圧を
保持する保持手段（サンプルホールド回路）が制御電圧
の保持状態を継続しても発光中のレーザダイオードが過
電流により損傷するのを防止することができるレーザダ
イオード駆動装置を提供することを第２の目的とする。

【００２５】更に本発明はレーザダイオードの発光光量
を目標値に設定するための一つの基準電圧を調整するだ
けですべての複数のレーザダイオードの光量を高精度に
制御することができるレーザダイオードの駆動方法を提
供することを第３の目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】第１の目的を達成するた
めに請求項１に記載の発明は、レーザダイオードの光量
制御のための基準電圧とレーザダイオードの発光量の検
出出力とを比較する比較手段の比較結果に基づいてレー
ザダイオードの発光量が基準電圧に対応する値になるよ
うにレーザダイオードを自動光量制御した後、画像信号
に基づいてレーザ光を変調するレーザダイオード駆動装
置において、前記自動光量制御終了時の比較手段の出力
を保持する保持手段と、各々該保持手段の出力を受ける
ゲートが共通接続されたＭＯＳトランジスタと該ＭＯＳ
トランジスタのソースと接地または電源との間に接続さ
れた抵抗とで構成されると共に、レーザダイオードを駆
動するための駆動電流を供給する複数の電流源と、該複
数の電流源の各々とレーザダイオードとの間に設けられ
た複数の第１のスイッチ手段と、前記画像信号に基づい
て前記複数の第１のスイッチ手段を選択的に動作させる
ことにより前記レーザダイオードに供給する駆動電流を
変調する制御手段と、を有し、前記複数の電流源の各々
を構成するＭＯＳトランジスタと前記抵抗において、Ｍ
ＯＳトランジスタのゲート幅Ｗとゲート長Ｌとの比であ
るトランジスタ比Ｗ／Ｌと前記抵抗の抵抗値の逆数との
比が同じであり、かつレーザダイオード側から見た前記
複数の電流源の出力抵抗値がレーザダイオードを駆動可
能で変調動作時の前記レーザダイオードの微分抵抗値よ
り十分大きくなる値にしたことを特徴とする。

【００２７】上記構成のレーザダイオード駆動装置で
は、レーザダイオードを駆動するための駆動電流を供給
する複数の電流源の各々を、ＭＯＳトランジスタと該Ｍ
ＯＳトランジスタのソースと接地または電源との間にそ
れぞれ抵抗を接続して構成し、前記複数の電流源の各々
を構成するＭＯＳトランジスタと前記抵抗においてトラ
ンジスタ比Ｗ／Ｌと前記抵抗の抵抗値の逆数との比が同
じであり、かつレーザダイオード側から見た前記複数の
電流源の出力抵抗値がレーザダイオードを駆動可能で変
調動作時の前記レーザダイオードの微分抵抗値より十分
大きくなる値にしたので、レーザダイオードの駆動電流
を強度変調する際にレーザダイオードの端子間電圧の変
動による駆動電流の出力変動を抑制でき、レーザダイオ
ードの強度変調精度の向上が図れると共に、レーザダイ
オードの端子間電圧が大きいレーザダイオードにも対応
することが可能になる。実際に市販されている数１０ｍ
Ｗの赤外レーザの場合、閾値電流付近でのレーザダイオ
ードの微分抵抗の数Ω〜数１０Ωのため例えば、１６階
調の強度変調を行う場合、電流源の出力抵抗値が少なく
ともこれの１６倍以上になるように該抵抗値を調整すれ
ばよい。

【００２８】また請求項２に記載の発明は、請求項１に
記載のレーザダイオード駆動装置において、前記複数の
電流源の各々を構成するＭＯＳトランジスタのゲートと
接地または電源との間に、前記各ＭＯＳトランジスタの
ドレイン・ゲート間容量の総容量の１６倍より大きく２
５６倍より小さい容量を有するコンデンサを接続し、前
記保持手段を、前記比較手段の出力端に一端が接続され
る第２のスイッチ手段と、前記各ＭＯＳトランジスタの
ドレイン・ゲート間容量と前記コンデンサの容量との総
容量との積で表される時定数がおよそ画像信号の一画素
の周期となる出力抵抗を有し、前記第２のスイッチ手段
の他端にその入力端が接続され入力段がＭＯＳトランジ
スタで構成されたバッファアンプと、該バッファアンプ
の入力端に一端が接続され他端が接地される前記比較手
段の出力を保持するコンデンサとで構成し、前記複数の
第１のスイッチ手段の各々を、ソースが共通接続されて
前記複数の電流源の各々の出力側に接続されゲートが相
補信号で駆動される２つのＭＯＳトランジスタから成る
差動型電流スイッチであり、該２つのＭＯＳトランジス
タの一方のドレインを前記レーザダイオードに接続し、
相補的にオンした際の両ドレイン電圧が等しくなるよう
に他方のドレインに直流の電圧電流特性及び動作点での
インピーダンスが前記レーザダイオードと略等しい負荷
を接続したことを特徴とする。

【００２９】上記構成のレーザダイオード駆動装置で
は、複数の電流源をそれぞれ、２つのＭＯＳトランジス
タで構成される差動型電流スイッチである第１のスイッ
チ手段を介してレーザダイオードに接続し、上記第１の
スイッチ手段を選択的に動作させることによりレーザダ
イオードを駆動する駆動電流を強度変調する際に、上記
各第１のスイッチ手段を駆動する相補信号である変調信
号のレベルを変化させても前記電流源を構成するＭＯＳ
トランジスタのドレイン・ゲート間容量の総容量より十
分、大きい容量を有するコンデンサを複数の電流源の各
々を構成するＭＯＳトランジスタのゲートと接地または
電源との間に接続し、かつ二つの第１のスイッチ手段の
各々を構成する二つのＭＯＳトランジスタの一方のＭＯ
Ｓトランジスタのドレインにレーザダイオードと直流の
電圧電流特性及び動作点でのインピーダンスが略等価な
負荷を接続することにより複数の電流源の各々を構成す
るＭＯＳトランジスタのゲートの電圧変動を抑制するこ
とができるので、強度変調の精度の向上が図れる。

【００３０】第２の目的を達成するために請求項３に記
載の発明は、請求項２に記載のレーザダイオード駆動装
置において、前記保持手段を構成する第２のスイッチ手
段はＭＯＳトランジスタで構成され、前記第２のスイッ
チ手段を構成するＭＯＳトランジスタのソース・ドレイ
ンのＰＮ接合において、電源側に接続されるＰ型ＭＯＳ
トランジスタの基板と該トランジスタのソース・ドレイ
ンとのＰＮ接合面積と、接地側に接続されるＮ型ＭＯＳ
トランジスタの基板と該トランジスタのソース・ドレイ
ンとのＰＮ接合面積との比が前記第２のスイッチ手段が
オフ状態にあり、前記レーザダイオードが発光している
時に該レーザダイオードの発光量が時間と共に減少する
方向に変化するように設定されていることを特徴とす
る。第２のスイッチ手段のＭＯＳトランジスタの構成と
しては図６（ａ）乃至（ｆ）があり、更に同図（ｂ），
（ｄ），（ｆ）におけるＮＭＯＳトランジスタをＰＭＯ
Ｓトランジスタに置換するように構成しても使用するこ
とができる。尚、ＰＭＯＳトランジスタまたはＮＭＯＳ
トランジスタの基板を各々、電源、接地から浮かせて別
の電位にして動作させることも可能である。

【００３１】上記構成のレーザダイオード駆動装置で
は、発光しているレーザが万が一制御系の停止などによ
って保持手段により比較手段の出力が保持される状態が
変調期間外まで継続しても変調期間内においてレーザダ
イオードの発光量が時間の経過と共に減少する方向に保
持手段の保持電圧が変化するため、過電流によりレーザ
ダイオードが被壊したり、またはレーザダイオードの被
照射面が損傷を受けるのを防止できる。

【００３２】第３の目的を達成するために請求項４に記
載の発明は、レーザダイオードの発光量を検出する単一
の光検出手段を複数のレーザダイオード駆動装置で共用
するように構成され、かつレーザダイオードの光量制御
のための基準電圧と前記光検出手段の検出出力とを比較
する比較手段の比較結果に基づいて複数のレーザダイオ
ードの発光量が基準電圧に対応する値になるように複数
のレーザダイオードを時分割で光量制御するレーザダイ
オードの駆動方法において、前記複数のレーザダイオー
ドのうちのいずれか一つのレーザダイオードの光量制御
のための基準電圧を該一つのレーザダイオードを駆動す
るレーザダイオード駆動装置の比較手段に与え、残りの
他のレーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆動
装置の各比較手段へはそれぞれ、前記基準電圧に該基準
電圧が与えられる比較手段を含む光量制御系が有するオ
フセット電圧と前記残りの他の各レーザダイオードを駆
動するレーザダイオード駆動装置の各比較手段を含む各
光量制御系が有するオフセット電圧との差を加えた値を
基準電圧として与えることを特徴とする。

【００３３】上記構成のレーザダイオードの駆動方法で
は、複数のレーザダイオードのうちのいずれか一つのレ
ーザダイオードの光量制御のための一つの基準電圧を該
一つのレーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆
動装置の比較手段に与え、残りの他のレーザダイオード
を駆動するレーザダイオード駆動装置の各比較手段へは
それぞれ、前記一つの基準電圧に該基準電圧が与えられ
る比較手段を含む光量制御系が有するオフセット電圧と
前記残りの他の各レーザダイオードを駆動するレーザダ
イオード駆動装置の各比較手段を含む各光量制御系が有
するオフセット電圧との差を加えた値を基準電圧として
与え、後は上記一つの基準電圧のみを調整することです
べてのレーザダイオードの光量調整を高精度に行うこと
ができる。

【００３４】

【実施例】本発明の実施の形態を図面を参照して説明す
る。図１には本発明の実施の形態に係るレーザダイオー
ド駆動装置の構成が示されている。本実施の形態に係る
レーザダイオード駆動装置は、二つのレーザダイオード
ＬＤ−Ａ，ＬＤ−Ｂに対しレーザダイオードＬＤ−Ａ，
ＬＤ−Ｂの出力光を検出して光電流を出力する光検出手
段としての受光素子ＰＤを一つだけ設け、時分割で駆動
回路Ａ、駆動回路ＢによりレーザダイオードＬＤ−Ａ，
ＬＤ−Ｂを自動光量制御し、かつ強度変調するように構
成されている。二つの駆動回路Ａ，Ｂの構成は同一であ
るため、ここでは駆動回路Ａのみについて説明する。図
１においてレーザダイオードＬＤ−Ａ，ＬＤ−Ｂのカソ
ードは共通接続され、接地されている。レーザダイオー
ドＬＤ−Ａのアノードは本発明の第１のスイッチ手段に
対応する電流スイッチ７６、７８を介して重み付き電流
源８０、８２が接続されている。電流源８０はＰＭＯＳ
トランジスタＰ２及びＰＭＯＳトランジスタＰ２のソー
スと電源Ｖccとの間に接続された抵抗Ｒ１より、電流源
８２はＰＭＯＳトランジスタＰ５及びＰＭＯＳトランジ
スタＰ５のソースと電源Ｖccとの間に接続された抵抗Ｒ
２より、それぞれ構成されている。電流源８０、８２の
出力電流比は１：２に重み付けされており、電流源８０
の出力電流を基準にして電流源８０の出力電流は１×Ｉ
に、また電流源８２の出力電流は２×ＩになるようにＰ
ＭＯＳトランジスタＰ２，Ｐ５のトランジスタ比Ｗ／Ｌ
（Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長である。）が設定されて
いる。

【００３５】また電流源８０、８２の出力抵抗を形成す
る抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値は、それぞれその逆数とＰＭ
ＯＳトランジスタＰ２、Ｐ５のトランジスタ比Ｗ／Ｌと
の比が等しく、かつレーザダイオードＬＤ−Ａ側から見
た電流源８０、８２の出力抵抗の抵抗値がレーザダイオ
ードＬＤ−Ａを駆動可能で変調後動作時のレーザダイオ
ードＬＤ−Ａの微分抵抗値より十分、大きくなる値、例
えば１６階調の強度変調を行う場合、前記微分抵抗値の
１６倍から２５６倍の値が選択される。ここで上限を２
５６倍としたのはレーザダイオードのＳ／Ｎ比が種々の
ノイズ源により受光器出力で４０ｄＢ程度であり、これ
以上増大させても抵抗Ｒ１，Ｒ２での電圧降下で電源電
圧のマージンがなくなるだけだからである。

【００３６】電流スイッチ７６は、ソースが共通接続さ
れ電流源８０を構成するＰＭＯＳトランジスタＰ２のド
レインに接続される二つのＰＭＯＳトランジスタＰ３，
Ｐ４及びインバータ６６、６８より構成されている。

【００３７】また電流スイッチ７８は、ソースが共通接
続され電流源８２を構成するＰＭＯＳトランジスタＰ５
のドレインに接続される二つのＰＭＯＳトランジスタＰ
６，Ｐ７及びインバータ７０、７２より構成されてい
る。電流スイッチ７６、電流スイッチ７８は、それぞれ
ＰＭＯＳトランジスタＰ３，Ｐ４、あるいはＰＭＯＳト
ランジスタＰ６，Ｐ７、のゲートが相補信号で駆動され
る差動型電流スイッチである。

【００３８】電流スイッチ７６，７８のＰＭＯＳトラン
ジスタＰ３，Ｐ６のドレインはレーザダイオードＬＤ−
Ａのアノードに、電流スイッチ７６，７８のＰＭＯＳト
ランジスタＰ４，Ｐ７のドレインはダミーロード７４の
一端にそれぞれ、接続されている。ダミーロード７４の
他端は接地されている。

【００３９】電流スイッチ７６のＰＭＯＳトランジスタ
Ｐ３のゲートにはインバータ６６を介して、ＰＭＯＳト
ランジスタＰ４のゲートにはインバータ６６、６８を介
してそれぞれ、制御信号Ｐ０−Ａが入力されるように構
成されている。また電流スイッチ７８のＰＭＯＳトラン
ジスタＰ６のゲートにはインバータ７０を介して、ＰＭ
ＯＳトランジスタＰ７のゲートにはインバータ７０、７
２を介してそれぞれ、制御信号Ｐ１−Ａが入力されるよ
うに構成されている。電流スイッチ７６、７８は制御信
号Ｐ０−Ａ，Ｐ１−Ａでスイッチング制御され、レーザ
ダイオードＬＤ−Ａを強度変調するようになっている。
電流スイッチ７６，７８を構成する各ＰＭＯＳトランジ
スタＰ３、Ｐ４、Ｐ６、Ｐ７のゲートはインバータ６
８、７２により相補的に駆動されることでスイッチがオ
フする際にコンデンサＣｉ−Ａの保持するレーザダイオ
ードＬＤ−Ａの駆動電流を制御する制御電圧がスイッチ
制御信号のフィードスルーで過渡的にシフトするのを防
止する。

【００４０】本実施の形態では、変調レベルはレベルゼ
ロを含めて４レベルの強度変調であるが、さらに重み付
電流源を増加することにより強度変調レベルを増加する
ことが可能である。また本実施の形態にかかるレーザダ
イオード駆動装置では駆動回路をＣＭＯＳプロセスで作
製するので、ＰＭＯＳトランジスタを用いて電流源８
０、８２、電流スイッチ７６、７８を構成した吐き出し
型電流源を作ることが容易で、特にレーザダイオードア
レイのようにカソードが共通に接続され吐き出し型電流
源が必要な場合、吸い込み型電流源と吐き出し型電流源
とを組み合わせた従来の吐き出し型電流源に比較して低
ノイズ、高速で、かつ低コストの駆動回路、延いてはレ
ーザダイオード駆動装置を得ることができる。

【００４１】更にレーザダイオードＬＤ−Ａのアノード
には可変電源７６、ＰＭＯＳトランジスタＰ８及び抵抗
Ｒ３からなるバイアス電流源８４が接続されており、バ
イアス電流源８４により常時、レーザダイオードＬＤ−
Ａに閾値電流Ｉthが供給されるように構成されている。

【００４２】またダミーロード７４の一端には可変電源
７６、ＰＭＯＳトランジスタＰ９及び抵抗Ｒ４からなる
バイアス電流源８６が接続されており、バイアス電流源
８６により常時、ダミーロード７４にもバイアス電流が
供給されるように構成されている。バイアス電流源８６
は強度変調しレーザダイオードＬＤ−Ａの端子電圧が変
化した際、同様にダミーロード７４の端子電圧も変動
し、電流源８０、８２の出力ノードにおける電位Ｖｄｒ
０−Ａ，Ｖｄｒ１−Ａの変動が強度変調領域すべてで最
小にするためのものである。したがって強度変調の要求
精度により省略することも可能である。

【００４３】ダミーロード７４は電流スイッチ７６、７
８をオン、オフした際に電流源８０、８２の出力ノード
における電位Ｖｄｒ０−Ａ，Ｖｄｒ１−Ａが直流的にも
また過渡的にも変動が小さくなるように、すなわち、直
流の電圧電流特性及び動作点でのインピーダンスがレー
ザダイオードＬＤ−Ａと略、等しくなるような負荷とし
てダイオード、抵抗、コンデンサ、インダクタンスを用
いて構成されている。したがって、電流スイッチ７６、
７８をオン、オフした際に電流源８０、８２の出力ノー
ドにおける電位Ｖｄｒ０−Ａ，Ｖｄｒ１−Ａの変動が抑
制される。

【００４４】ＰＤはレーザダイオードＬＤ−Ａの発光量
を検出する光検出手段として機能するフォトダイオード
であり、例えば、複数のレーザダイオードと共にパッケ
ージ内に実装され、レーザダイオードの背面からの光を
受光するＰＩＮフォトダイオードが使用される。フォト
ダイオードＰＤはアノードがフォトダイオードＰＤによ
り出力される光電流を電圧に変換する電流電圧変換手段
としての抵抗Ｒ７を介して接地され、カソードは電源Ｖ
ccに接続されている。

【００４５】６０はレーザダイオードＬＤ−Ａの発光光
量の目標値である基準電圧を生成する基準電源１００に
より設定される基準電圧Ｖr1と抵抗Ｒ７により電流電圧
変換されたレーザダイオードＬＤ−Ａの発光光量に応じ
た電圧とを比較しその偏差に応じた電圧を出力する本発
明の比較手段に対応する比較器である。この比較器は演
算増幅器により構成されている。 基準電圧Ｖr1はレー
ザダイオードＬＤ−Ａの自動光量制御時にレーザダイオ
ードＬＤ−Ａの発光光量を光量計で測定しながら基準電
源１００により設定する。しかし厳密には比較器は演算
増幅器で構成されており、比較器入力にはオフセットが
あり、更にスイッチ６２ではオフする際ＮＭＯＳトラン
ジスタＮ１，Ｎ２のゲート信号からの漏れ込みで電圧が
変動するため、実際設定される基準電圧はフォトダイオ
ードＰＤの光電流出力により抵抗Ｒ６の両端に生ずる電
圧に比較器６０を含む光量制御系のオフセット電圧が加
わった値となる。特に比較器の入力オフセット電圧は比
較器ごとにばらつくためレーザダイオードの光量制御の
精度を上げるためには個々に基準電圧を設けたほうがよ
いが煩雑である。そこで本実施の形態ではオフセットが
レーザダイオードの駆動条件に大きく影響されないこと
を利用し、一方の基準電圧Ｖr1に対し、もう一方の駆動
回路Ｂの比較器１６０に供給される基準電圧Ｖr2を比較
器６０、１６０の入力オフセット電圧の差を加えて印加
するように構成されている。すなわち、基準電圧Ｖr2は
比較器６０、１６０の入力オフセット電圧の差だけが設
定される。これにより一方の基準電圧（本実施の形態で
は比較器６０の基準電圧Ｖr1）を調整するだけで精度よ
く両方のレーザダイオードＬＤ−Ａ、ＬＤ−Ｂの発光光
量を高い精度で設定することができる。本実施の形態で
はレーザダイオード駆動駆動回路（レーザダイオード駆
動装置）は二つであるが、これがｎ個のレーザダイオー
ド駆動回路によりｎ個のレーザダイオードを時分割で光
量制御する場合においても、同様である。すなわち、レ
ーザダイオードの発光光量を検出する単一の光検出手段
であるフォトダイオードＰＤを他のレーザダイオード駆
動装置と共用するように構成されたレーザダイオードの
光量制御のための基準電圧と前記光検出手段の検出出力
とを比較する誤差検出手段としての比較器を有する複数
のレーザダイオード駆動装置ｌ，…，ｎ（ｎ≧２）によ
り複数のレーザダイオード１，…，ｎ（ｎ≧２）を時分
割で光量制御する場合において、レーザダイオード１の
光量制御のための基準電圧１をレーザダイオード駆動装
置１の比較手段（比較器）に与え、レーザダイオード駆
動装置ｎへは基準電圧１にレーザダイオード駆動装置１
の比較手段の入力オフセット電圧とレーザダイオード駆
動装置ｎの比較手段の入力オフセット電圧との差を加え
た値を基準電圧ｎとして与えるようにすればよい。

【００４６】比較器６０の出力端は本発明の第２のスイ
ッチ手段に対応するスイッチ８８を介してバッファアン
プ６４の入力端及びコンデンサＣsha の一端に接続され
ており、コンデンサＣsha の他端は接地されている。

【００４７】スイッチ８８、バッファアンプ６４及びコ
ンデンサＣsha により自動光量制御終了時における比較
器６０の出力電圧であるレーザダイオードＬＤ−Ａの駆
動電流を制御するための制御電圧を保持する保持手段９
０を構成している。保持手段９０は本発明の保持手段に
対応している。

【００４８】スイッチ８８は、ＮＭＯＳトランジスタＮ
１と、ソース・ドレイン間が短絡されＮＭＯＳトランジ
スタＮ１とバッファアンプ６４の入力端との間に接続さ
れたノイズキャンセル用のＮＭＯＳトランジスタＮ２
と、インバータ６２とを有している。ＮＭＯＳトランジ
スタＮ１のソースは比較器６０の出力端に、ドレインは
ＮＭＯＳトランジスタＮ２のソースに接続されている。
ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレインはバッファアンプ
６４の入力端に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ
Ｎ２はＮＭＯＳトランジスタＮ１とチャンネル長は等し
くゲート幅が半分になるように設計されている。

【００４９】またＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートに
は直接、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートにはインバ
ータ６２を介して、それぞれスイッチ８８のスイッチン
グを制御する制御信号ＡＰＣ−Ａが入力されるようにな
っている。尚、ＮＭＯＳトランジスタＮ１，Ｎ２のゲー
トへの制御信号はスイッチングノイズをできるだけ抑制
するため、動作に影響しない範囲内で立ち上がり、立ち
下がりを遅くした相補信号とすることが望ましい。

【００５０】またスイッチ８８がインバータ６２を除
き、スイッチングノイズキヤンセル用を含めＮＭＯＳト
ランジスタだけで構成されているため故障等でスイッチ
８８がオフ状態のままとなり、コンデンサＣsha により
比較器６０の出力の保持状態が長く続いてもその保持電
圧は接地電位側に変動し、バッファアンプ６４の出力端
に接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ３に流れる電流は
低下する。したがってレーザダイオードＬＤ−Ａの破壊
や被照射面へのダメージを防ぐことができる。

【００５１】注意点としてはスイッチ８８がＮＭＯＳト
ランジスタだけで構成されているためスイッチの両端の
電圧が１／２電源電圧以上にならないように電流出力用
トランジスタのサイズを設計しなければならない。また
ドループを少しでも減らしたい場合は、比較器６０の出
力電圧のサンプルホールド時の収束電圧がバッファアン
プ６４に接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ３の閾値電
圧以上とならないようなＰＮ接合面積を持つＰＭＯＳト
ランジスタを接続してもよい。この場合少しでもＯＮ抵
抗を下げたければＰＭＯＳトランジスタもスイッチとし
て駆動すればよいし、もしその必要がなければ単にＰＮ
接合を持つソース・ドレインを短絡したＰＭＯＳトラン
ジスタだけを接続することもできる。

【００５２】いずれにしてもスイッチ８８を二つのＭＯ
Ｓトランジスタで構成する場合には電源側に接続される
ＭＯＳトランジスタのソース・ドレインのＰＮ接合面積
と接地側に接続されるＭＯＳトランジスタのソース・ド
レインのＰＮ接合面積との比がスイッチ８８がオフ状態
にあり、レーザダイオードＬＤ−Ａが発光している時に
レーザダイオードＬＤ−Ａの発光量が減少する方向に変
化するように設定される。

【００５３】バッファアンプ６４は長時間、サンプルホ
ールドが可能であるように少なくとも入力段はＭＯＳト
ランジスタで構成するのが望ましい。本実施の形態で
は、バッファアンプ６４は例えば、ＣＭＯＳトランジス
タで構成された演算増幅器が用いられる。

【００５４】このように変調期間中にレーザダイオード
ＬＤ−Ａの駆動電流を制御するための比較器６０の出力
電圧を保持する保持手段９０として、ＭＯＳトランジス
タを用いて構成されたスイッチ８８と、少なくとも入力
段がＭＯＳトランジスタで構成されたバッファアンプ６
４とを使用した保持手段９０を用い、変調期間中の比較
器６０の出力電圧の保持期間において保持手段９０のＭ
ＯＳトランジスタで構成されたスイッチのソース・ドレ
インのＰＮ接合からの漏れ電流に起因するコンデンサＣ
sha により保持され電圧の変動が電流源８０、８２の出
力電流を低下させる方向、すなわちレーザダイオードＬ
Ｄ−Ａが発光中であれば、その発光光量が減少する方向
に変化するように設計することで自動光量制御信号が入
って来なかった時にもレーザの破壊やあるいはレーザが
長時間照射することで生じるレーザゼログラフィーの感
光体の光疲労や、あるいは光記録であれば光媒体の劣化
を防止することができる。

【００５５】さらに上記コンデンサＣsha をＩＣ内に作
りこめれば、コンデンサＣsha を外部に接続した場合に
比べ出力端子部の接合部の漏れや外部コンデンサのリー
クや外部コンデンサを実装するプリント基板上のリーク
などを回避することができ保持手段（サンプルホールド
回路）のドループ特性を従来のバイポーラを使用したも
のに比べ飛躍的に改善し、レーザダイオードアレーを駆
動した際レーザダイオードの自動光量制御の間隔が広が
ることや、隣接したレーザダイオード同士で自動光量制
御のタイミングが異なることによる光量ずれで画質が劣
化するのを防止できる。

【００５６】バッファアンプ６４の出力端はＮＭＯＳト
ランジスタＮ３のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジ
スタＮ３のドレインは抵抗Ｒ６を介して接地されてい
る。ＮＭＯＳトランジスタＮ３のソースはゲート・ドレ
イン間が短絡されたＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイ
ンに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＰ１のソースは抵
抗Ｒ５を介して電源Ｖccに接続されている。ＰＭＯＳト
ランジスタＰ１はカレントミラー回路を構成している。
抵抗Ｒ６はサンプルホールドコンデンサＣshの電流リー
クによる電流源８０、８２を構成するＰＭＯＳトランジ
スタＰ２，Ｐ５のゲートにおける電圧変動がレーザＬＤ
−Ａの駆動電流に与える影響を緩和するために設けられ
ている。仮に抵抗Ｒ６を設けないと、ＰＭＯＳトランジ
スタＰ２，Ｐ５のゲート電位の変動が二乗でドレイン電
流、すなわち電流源８０、８２の出力電流に影響するこ
とになる。

【００５７】電流源８０、８２を構成するＰＭＯＳトラ
ンジスタＰ２，Ｐ５のゲートにはコンデンサＣｉ−Ａが
接続され、制御信号Ｐ０−Ａ，Ｐ１−Ａで電流スイッチ
７６，７８がスイッチングされ、レーザダイオードＬＤ
−Ａが強度変調された時にも電流源８０、８２の電流値
が過渡的に変動しないようにしてある。この場合にＩＣ
チップ内にコンデンサＣｉ−Ａを形成する場合、大容量
のものは得られないためこのコンデンサＣｉ−Ａの容量
は、電流源８０、８２を構成するＰＭＯＳトランジスタ
Ｐ２，Ｐ５のゲート・ドレイン間の合計容量の１６倍か
ら２５６倍以内を目安に容量を決定する。例えば１６倍
に設定すると、両方の電流源が同時にオン、オフしても
電流源８０、８２を構成するＰＭＯＳトランジスタＰ
２，Ｐ５のゲート電圧の変動を１／１６に押さえること
が可能になる バッファアンプ６４の出力はＮＭＯＳトランジスタＮ３
を駆動し、カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトラ
ンジスタＰ１によって電流源８０，８２を定電流駆動す
る。カレントミラー回路で電流を反転したのは、バッフ
ァアンプ６４を構成する演算増幅器を設計する際に入力
のダイナミックレンジを接地電位を基準にする場合が多
く、そのため演算増幅器をＭＯＳトランジスタで構成す
る場合にその差動入力段がＰＭＯＳトランジスタとな
り、その結果電源電圧まで演算増幅器のダイナミックレ
ンジを確保できないことによる。レーザゼログラフィー
の場合、レーザダイオードの射出光の強度の変化は画像
の濃度となって現れる。しかし大きく強度が変化する画
像のエッジ部では絶対的な濃度の変動は視覚上大きな問
題とはならない。しかし広い面積で濃度が変化すると視
覚上も問題となるため本実施の形態ではカレントミラー
回路の動作で電流源８０、８２を構成するＰＭＯＳトラ
ンジスタＰ２，Ｐ５のゲート電圧が画像信号の一画素分
の時間程度で初期値に戻るようにカレントミラー回路の
出力インピーダンスを決定すれば問題ない。すなわち、
電流源８０、８２を構成するＰＭＯＳトランジスタＰ
２，Ｐ５のゲートを、ＰＭＯＳトランジスタＰ２，Ｐ５
のゲート・ドレイン間容量と付加容量との総容量との積
として表わされる時定数が強度変調期間におけるおよそ
一画素変調期間となるような出力インピーダンスを有す
るバッファアンプ６４で駆動することにより、コンデン
サＣｉ−Ａで抑制することができない上記電流源のＰＭ
ＯＳトランジスタＰ２，Ｐ５のゲート電位の変動をレー
ザダイオードＬＤ−Ａの強度変調の一画素期間内に留
め、レーザゼログラフィに応用された場合の強度変調の
精度低下による画質劣化を最小限に押さえることができ
る。ダミーロード７４がレーザダイオードＬＤ−Ａと特
性が多少ずれていても精度低下を最小限にすることがで
きる。

【００５８】カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳト
ランジスタＰ１および電流源８０、８２を構成するＰＭ
ＯＳトランジスタＰ２，Ｐ５のソースと電源Ｖccとの間
に接続された抵抗Ｒ５，Ｒ１，Ｒ２は電流源８０、８２
の出力インピーダンスを高くするのに寄与している。バ
イポーラトランジスタをエミッタ接地でベースを電圧で
駆動するとコレクタ電流がベース電位に対し指数関数的
に増大するため、制御が難しく通常はエミッタに抵抗を
入れ制御性をよくしている。

【００５９】しかしＭＯＳトランジスタではゲート電位
に対しドレイン電流は二乗で変化するため特にソースに
抵抗を入れる必要は無い。ＭＯＳトランジスタの相互コ
ンダクタンスｇｍを大きくするためにＭＯＳトランジス
タのチャンネル長を短くすると、ＭＯＳトランジスタで
構成する定電流源の出力インピーダンスは低下する。こ
れを補うにはＭＯＳトランジスタを多段にするなどの方
法があるが電源電圧が低いと出力のダイナミックレンジ
が確保できない。そこで既述したように電流源８０、８
２の出力インピーダンスがレーザダイオードＬＤ−Ａの
変調動作時における微分抵抗の１６倍から２５６倍に大
きくなるような抵抗Ｒ５、Ｒ１、Ｒ２を定電流源回路を
構成するＰＭＯＳトランジスタＰ１，Ｐ２，Ｐ５のソー
スと電源Ｖccとの間に接続する。これにより１６レベル
から２５６レベルの強度変調での精度と接続されるレー
ザダイオードＬＤ−Ａのための出力電圧のダイナミック
レンジの両方をバランスよく確保することが可能にな
る。

【００６０】尚、制御信号Ｐ０−Ａ，Ｐ１−Ａ，ＡＰＣ
−Ａ等（駆動回路Ａに関して）を入力する図示してない
制御手段が本発明の制御手段に対応している。

【００６１】次に上記構成からなる本実施の形態に係る
レーザダイオード駆動装置の動作を図２のタイムチャー
トを参照して説明する。最初に予めバイアス電源８４、
８６にレーザタイオードＬＤ−Ａの閾値電流を設定して
おく。駆動回路Ｂのバイアス電源についても同様であ
る。最初に駆動回路ＡによってレーザダイオードＬＤ−
Ａの自動光量制御を行う。先ず時刻ｔ１で制御信号ＡＰ
Ｃ−Ａがハイレベルになると、スイッチ８８がオン状態
となり、保持手段９０がサンプリングモードになり、比
較器６０の出力電圧がコンデンサＣsha に充電可能な状
態となる。

【００６２】また時刻ｔ１で制御信号Ｐ０−Ａ，Ｐ１−
Ａがハイレベルになることにより電流スイッチ７６、７
８を構成するＰＭＯＳトランジスタＰ３，Ｐ６がオン状
態、ＰＭＯＳトランジスタＰ４，Ｐ７がオフ状態とな
り、この結果、レーザダイオードＬＤ−Ａには電流源８
０、８２より電流ＩＬＤ−Ａが供給され、レーザダイオ
ードＬＤ−Ａは発光する。このレーザダイオードＬＤ−
Ａの射出光は、フォトダイオードＰＤにより受光され、
フォトダイオードＰＤはレーザダイオードＬＤ−Ａの発
光光量に応じた光電流を出力する。この光電流は抵抗Ｒ
７により電圧に変換され、レーザダイオードＬＤ−Ａの
発光量を監視するためのモニタ電圧ＶPDとして比較器６
０の反転入力端子に入力される。比較器６０の非反転入
力端子にはレーザダイオードＬＤ−Ａの自動光量制御に
おける発光量の目標値を設定するための基準電圧Ｖr1が
基準電源１００より入力される。

【００６３】比較器６０は、基準電圧Ｖr1とモニタ電圧
ＶPDとを比較し、その偏差に応じた電圧をスイッチ８８
を介してバッファアンプ６４に出力する。この結果、コ
ンデンサＣsha は比較器６０の出力電圧により充電され
る。コンデンサＣsha の充電電圧がバッファアンプ６４
よりＮＭＯＳトランジスタＮ３のゲートに出力され、Ｎ
ＭＯＳトランジスタＮ３、カレントミラー回路を構成す
るＰＭＯＳトランジスタＰ１が駆動され、ＰＭＯＳトラ
ンジスタＰ１により電流源８０、８２を構成するＰＭＯ
ＳトランジスタＰ２，Ｐ５が定電流駆動される。

【００６４】モニタ電圧ＶPDは基準電源１００により設
定された基準電圧Ｖr1に一致するまで上昇し、その後、
時刻ｔ２で制御信号ＡＰＣ−Ａがローレベルになると、
スイッチ８８を構成するＮＭＯＳトランジスタＮ１がオ
フ状態となり、コンデンサＣsha に自動光量制御終了時
の比較器６０の出力電圧が保持される。

【００６５】また時刻ｔ２で制御信号Ｐ０−Ａ，Ｐ１−
Ａがローレベルになることにより電流スイッチ７６、７
８を構成するＰＭＯＳトランジスタＰ３，Ｐ６がオフ状
態、ＰＭＯＳトランジスタＰ４，Ｐ７がオン状態とな
り、この結果、これまで電流源８０、８２よりレーザダ
イオードＬＤ−Ａに供給されていた電流ＩLD-Aはダミー
ロード７４に供給され、レーザダイオードＬＤ−Ａは消
灯し、フォトダイオードＰＤの受光光量も零となるので
モニタ電圧ＶPDも零になる。

【００６６】次に時刻ｔ３で制御信号Ｐ０−Ａがハイレ
ベルになると、電流スイッチ７６を構成するＰＭＯＳト
ランジスタＰ３がオン状態になるので、電流源８０の出
力電流（１×Ｉ）がレーザダイオードＬＤ−Ａに供給さ
れ、レベル１の強度変調が行われる。このとき電流スイ
ッチ７６のＰＭＯＳトランジスタＰ４，電流スイッチ７
８のＰＭＯＳトランジスタＰ６はオフ状態、電流スイッ
チ７８のＰＭＯＳトランジスタＰ７はオン状態になるの
でダミーロード７４には電流源８２から２×Ｉの電流が
供給される。

【００６７】また時刻ｔ４で制御信号Ｐ０−Ａがローレ
ベルになり、制御信号Ｐ１−Ａがハイレベルになると、
電流スイッチ７６のＰＭＯＳトランジスタＰ３がオフ状
態、ＰＭＯＳトランジスタＰ４がオン状態、電流スイッ
チ７８のＰＭＯＳトランジスタＰ６がオン状態、ＰＭＯ
ＳトランジスタＰ７がオフ状態になるので、電流源８２
の出力電流（２×Ｉ）がレーザダイオードＬＤ−Ａに供
給され、レベル２の強度変調が行われる。このときダミ
ーロード７４には電流源８０より（１×Ｉ）の電流が供
給される。

【００６８】更に時刻ｔ５で制御信号Ｐ０−Ａがローレ
ベルの状態からハイレベルになり、制御信号Ｐ１−Ａが
ハイレベルの状態のまま維持されると、電流スイッチ７
６のＰＭＯＳトランジスタＰ３がオン状態、ＰＭＯＳト
ランジスタＰ４がオフ状態、電流スイッチ７８のＰＭＯ
ＳトランジスタＰ６がオン状態、ＰＭＯＳトランジスタ
Ｐ７がオフ状態になるので、電流源８０の出力電流（１
×Ｉ）及び電流源８２の出力電流（２×Ｉ）がレーザダ
イオードＬＤ−Ａに供給され、レベル３の強度変調が行
われる。このときダミーロード７４にはバイアス電源８
６のＰＭＯＳトランジスタＰ９より所定のバイアス電流
のみが供給される。時刻ｔ６で制御信号Ｐ０−Ａ、Ｐ１
−Ａが共にハイレベルからローレベルになると、電流ス
イッチ７６のＰＭＯＳトランジスタＰ３がオフ状態、Ｐ
ＭＯＳトランジスタＰ４がオン状態、電流スイッチ７８
のＰＭＯＳトランジスタＰ６がオフ状態、ＰＭＯＳトラ
ンジスタＰ７がオン状態になるので、電流源８０、８２
の出力電流はすべてダミーロード７４に流れ、レーザダ
イオードＬＤ−Ａにはバイアス電源８４より閾値電流Ｉ
thが供給されるだけであり、時刻ｔ２〜ｔ３の期間と同
じレベル０の強度変調がなされる。レーザダイオードＬ
Ｄ−Ａに流れる電流ＩＬＤ−Ａの変化に応じて抵抗Ｒ７
より比較器６０の反転入力端子に入力されるモニタ電圧
ＶPDも変化する。

【００６９】時刻ｔ７以降では、駆動回路Ｂによりレー
ザダイオードＬＤ−Ｂの自動光量制御及び自動光量制御
の後の強度変調動作が行なわれるが、駆動回路Ａにより
レーザダイオードＬＤ−Ａについて時刻ｔ１〜ｔ６で行
なわれた自動光量制御及び強度変調動作と内容が同一で
あるので説明を省略する。

【００７０】以上述べたように、本発明の実施の形態に
よれば、複数の電流源の各々を構成するＰＭＯＳトラン
ジスタのソースと電源との間にレーザダイオードの動作
時における微分抵抗から算出した適切な抵抗を接続する
ことで、強度変調時の精度を確保しつつ出力電圧のダイ
ナミックレンジも確保することが可能になる。

【００７１】また駆動回路と制御電圧の保持回路をＣＭ
ＯＳトランジスタで作製するためＰＭＯＳトランジスタ
を用いて吐き出し電流源を作ることも容易で、特にレー
ザダイオードアレーのようにカソードが共通に接続され
吐き出し電流源が必要な場合、吸い込み電流源と吐き出
し電流源を組み合せた従来の吐き出し電流源に比べ低ノ
イズ、高速、低コストの駆動回路を得ることができると
共にＭＯＳトランジスタのハイインピーダンス性により
外付けのコンデンサを用いることなしに制御電圧の保持
特性を改善することができる。

【００７２】更に電流源を構成するＰＭＯＳトランジス
タのゲートと電源との間に電流源を構成するＰＭＯＳト
ランジスタのゲート・ドレイン間の総容量より十分、大
きい容量を有するコンデンサを接続することにより、強
度変調時に電流源がオン、オフする際生じる電流源を構
成するＰＭＯＳトランジスタのゲート電位の変動を抑制
することができる。

【００７３】また電流スイッチのレーザ接続側と、逆側
に接続したレーザダイオードと直流の電圧電流特性及び
動作点でのインピーダンスが略、等しいダミーロードを
接続することにより電流源を構成するＰＭＯＳトランジ
スタのドレイン電位の変動を小さくすることができ、そ
して複数の電流源の各々を構成するＰＭＯＳトランジス
タのゲートを、これらのＰＭＯＳトランジスタのゲート
・ドレイン間容量と付加容量との総容量との積で表され
る時定数がレーザ変調期間のおよそ一画素変調期間とな
るような出力インピーダンスを有するバッファで駆動す
ることにより上記ゲート電位の変動防止用のコンデンサ
で押さえきれない電流源を構成するＰＭＯＳトランジス
タのゲート電位の変動をレーザ変調の一画素変調期間内
にとどめレーザゼログラフィーに応用された場合の強度
変調の精度低下による画質劣化を最小限に押さえること
ができる。

【００７４】更にレーザダイオードアレーで必要なレー
ザダイオード毎の個別の基準電位を、一つの基準電位を
一つの駆動回路の比較器の基準電位とし、その他の駆動
回路の比較器の基準電位は、それぞれ先に与えた一つの
基準電位が接続された比較器を含む光量制御系のオフセ
ットと、その他の各駆動回路の比較器を含む各光量制御
系とのオフセット差分を先の基準電位に加えて与えるよ
うにしたので、最初にオフセットの差分を設定しておけ
ば、その後は上記一つの基準電位のみを調整することで
レーザダイオードアレーのすべてのレーザダイオードの
出力光量を正確に制御することができる。

【００７５】

【発明の効果】以上に説明したように請求項１に記載の
発明によれば、レーザダイオードを駆動するための駆動
電流を供給する複数の電流源の各々を、ＭＯＳトランジ
スタと該ＭＯＳトランジスタのソースと接地または電源
との間にそれぞれ抵抗を接続して構成し、前記複数の電
流源の各々を構成するＭＯＳトランジスタと前記抵抗に
おいてトランジスタ比Ｗ／Ｌと前記抵抗の抵抗値の逆数
との比が同じであり、かつレーザダイオード側から見た
前記複数の電流源の出力抵抗値がレーザダイオードを駆
動可能で変調動作時の前記レーザダイオードの微分抵抗
値より十分大きくなる値にしたので、レーザダイオード
の駆動電流を強度変調する際にレーザダイオードの端子
間電圧の変動による駆動電流の出力変動を抑制でき、レ
ーザダイオードの強度変調精度の向上が図れると共に、
前記抵抗による電圧降下を最小にできるのでレーザダイ
オードの端子間電圧が大きいレーザダイオードにも対応
することが可能になる。

【００７６】また請求項２に記載の発明によれば、複数
の電流源をそれぞれ、２つのＭＯＳトランジスタで構成
される差動型電流スイッチを用いてレーザダイオードを
駆動する駆動電流を強度変調する際に、上記各差動型電
流スイッチを駆動しても前記電流源を構成するＭＯＳト
ランジスタのドレイン・ゲート間の総容量より十分、大
きい容量を有するコンデンサを複数の電流源の各々を構
成するＭＯＳトランジスタのゲートと接地または電源と
の間に接続し、かつ二つの電流切換スイッチ手段の各々
を構成する二つのＭＯＳトランジスタの一方のＭＯＳト
ランジスタのドレインにレーザダイオードと直流の電圧
電流特性及び動作点でのインピーダンスが略等価な負荷
を接続することにより複数の電流源の各々を構成するＭ
ＯＳトランジスタのゲートの電圧変動を抑制することが
できるので、強度変調の精度の向上が図れる。

【００７７】更に請求項３に記載の発明によれば、発光
しているレーザが万が一制御系の停止などによって保持
手段により比較手段の出力が保持される状態が変調期間
外まで継続しても変調期間内においてレーザダイオード
の発光量が減少する方向に保持手段の保持電圧が変化す
るため、過電流によりレーザダイオードが被壊したり、
またはレーザダイオードの被照射面が損傷を受けるのを
防止できる。

【００７８】また請求項４に記載の発明によれば、複数
のレーザダイオードのうちのいずれか一つのレーザダイ
オードの光量制御のための一つの基準電圧を該一つのレ
ーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆動装置の
比較手段に与え、残りの他のレーザダイオードを駆動す
るレーザダイオード駆動装置の各比較手段へはそれぞ
れ、前記一つの基準電圧に該基準電圧が与えられる比較
手段の入力オフセット電圧と前記残りの他の各レーザダ
イオードを駆動するレーザダイオード駆動装置の各比較
手段の入力オフセット電圧との差を加えた値を基準電圧
として与え、後は上記一つの基準電圧のみを調整するこ
とですべてのレーザダイオードの光量調整を高精度に行
うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態に係るレーザダイオード
駆動装置の構成を示す回路図。

【図２】 図１に示したレーザダイオード駆動装置の動
作を説明するためのタイムチャート。

【図３】 吐き出し型電流源を用いた従来のレーザダイ
オード駆動装置の要部の構成を示す回路図。

【図４】 複数の吐き出し型電流源を用いた従来のレー
ザダイオード駆動装置の要部の構成を示す回路図。

【図５】 ＰＭＯＳトランジスタを利用した従来のレー
ザダイオード駆動装置の要部の構成を示す回路図。

【図６】 ＭＯＳトランジスタを用いたサンプルホール
ド回路の構成例を示す回路図。

【図７】 サンプルホールド回路における制御電圧保持
状態でのコンデンサ側のスイッチ端子における収束電圧
とスイッチを構成するＭＯＳトランジスタの電源側と接
地側のＰＮ接合面積比との関係を示す説明図。

【符号の説明】

ＬＤ−Ａ レーザダイオード ＬＤ−Ｂ レーザ
ダイオード ＰＤ フォトダイオード ６０ 比較器 ６２ インバータ ６４ バッフ
ァアンプ ６６ インバータ ６８ インバ
ータ ７０ インバータ ７２ インバ
ータ ７６ 電流スイッチ ７８ 電流ス
イッチ ８０ 電流源 ８２ 電流源 ８４ バイアス電流源 ８６ バイア
ス電流源 ８８ スイッチ９０ ９０ 駆動電流制御電圧保持手段 １００ 基準電源 １６０ 比較
器 ２００ 基準電源

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 レーザダイオードの光量制御のための基
   準電圧とレーザダイオードの発光量の検出出力とを比較
   する比較手段の比較結果に基づいてレーザダイオードの
   発光量が基準電圧に対応する値になるようにレーザダイ
   オードを自動光量制御した後、画像信号に基づいてレー
   ザ光を変調するレーザダイオード駆動装置において、 前記自動光量制御終了時の比較手段の出力を保持する保
   持手段と、 各々該保持手段の出力を受けるゲートが共通接続された
   ＭＯＳトランジスタと該ＭＯＳトランジスタのソースと
   接地または電源との間に接続された抵抗とで構成される
   と共に、レーザダイオードを駆動するための駆動電流を
   供給する複数の電流源と、 該複数の電流源の各々とレーザダイオードとの間に設け
   られた複数の第１のスイッチ手段と、 前記画像信号に基づいて前記複数の第１のスイッチ手段
   を選択的に動作させることにより前記レーザダイオード
   に供給する駆動電流を変調する制御手段と、を有し、 前記複数の電流源の各々を構成するＭＯＳトランジスタ
   と前記抵抗において、ＭＯＳトランジスタのゲート幅Ｗ
   とゲート長Ｌとの比であるトランジスタ比Ｗ／Ｌと前記
   抵抗の抵抗値の逆数との比が同じであり、かつレーザダ
   イオード側から見た前記複数の電流源の出力抵抗値がレ
   ーザダイオードを駆動可能で変調動作時の前記レーザダ
   イオードの微分抵抗値より十分大きくなる値にしたこと
   を特徴とするレーザダイオード駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のレーザダイオード駆動
   装置において、前記複数の電流源の各々を構成するＭＯ
   Ｓトランジスタのゲートと接地または電源との間に、前
   記各ＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲート間容量の総
   容量の１６倍より大きく２５６倍より小さい容量を有す
   るコンデンサを接続し、 前記保持手段を、 前記比較手段の出力端に一端が接続される第２のスイッ
   チ手段と、 前記各ＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲート間容量と
   前記コンデンサの容量との総容量との積で表される時定
   数がおよそ画像信号の一画素の周期となる出力抵抗を有
   し、前記第２のスイッチ手段の他端にその入力端が接続
   され入力段がＭＯＳトランジスタで構成されたバッファ
   アンプと、 該バッファアンプの入力端に一端が接続され他端が接地
   される前記比較手段の出力を保持するコンデンサとで構
   成し、 前記複数の第１のスイッチ手段の各々を、ソースが共通
   接続されて前記複数の電流源の各々の出力側に接続され
   ゲートが相補信号で駆動される２つのＭＯＳトランジス
   タから成る差動型電流スイッチであり、該２つのＭＯＳ
   トランジスタの一方のドレインを前記レーザダイオード
   に接続し、相補的にオンした際の両ドレイン電圧が等し
   くなるように他方のドレインに直流の電圧電流特性及び
   動作点でのインピーダンスが前記レーザダイオードと略
   等しい負荷を接続したことを特徴とするレーザダイオー
   ド駆動装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載のレーザダイオード駆動
   装置において、 前記保持手段を構成する第２のスイッチ手段はＭＯＳト
   ランジスタで構成され、 前記第２のスイッチ手段を構成するＭＯＳトランジスタ
   のソース・ドレインのＰＮ接合において、電源側に接続
   されるＰ型ＭＯＳトランジスタの基板と該トランジスタ
   のソース・ドレインとのＰＮ接合面積と、接地側に接続
   されるＮ型ＭＯＳトランジスタの基板と該トランジスタ
   のソース・ドレインとのＰＮ接合面積との比が前記第２
   のスイッチ手段がオフ状態にあり、前記レーザダイオー
   ドが発光している時に該レーザダイオードの発光量が時
   間と共に減少する方向に変化するように設定されている
   ことを特徴とするレーザダイオード駆動装置。
4. 【請求項４】 レーザダイオードの発光量を検出する単
   一の光検出手段を複数のレーザダイオード駆動装置で共
   用するように構成され、かつレーザダイオードの光量制
   御のための基準電圧と前記光検出手段の検出出力とを比
   較する比較手段の比較結果に基づいて複数のレーザダイ
   オードの発光量が基準電圧に対応する値になるように複
   数のレーザダイオードを時分割で光量制御するレーザダ
   イオードの駆動方法において、 前記複数のレーザダイオードのうちのいずれか一つのレ
   ーザダイオードの光量制御のための基準電圧を該一つの
   レーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆動装置
   の比較手段に与え、残りの他のレーザダイオードを駆動
   するレーザダイオード駆動装置の各比較手段へはそれぞ
   れ、前記基準電圧に該基準電圧が与えられる比較手段を
   含む光量制御系が有するオフセット電圧と前記残りの他
   の各レーザダイオードを駆動するレーザダイオード駆動
   装置の各比較手段を含む各光量制御系が有するオフセッ
   ト電圧との差を加えた値を基準電圧として与えることを
   特徴とするレーザダイオードの駆動方法。