JP3843523B2 - 非接触給電装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，非接触給電装置に係り，詳しくは，共振回路を用いて２次側の電力伝送効率を高める非接触給電装置において，上記共振回路のコンデンサ端子電圧を上昇させることなく，負荷電圧を一定に制御することのできる非接触給電装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
非接触給電装置は，交流電流を流した給電線と，例えば移動体に設けられた受電コイルとを磁気的に結合することにより，非接触で電力の伝送を行う装置である。ここに，図３は上記のような非接触給電装置の一例を示す回路構成ブロック図である。
図３に示すように，上記非接触給電装置Ａ２は，一定線路に沿って敷設されると共に，高周波電流源３１より高周波の正弦波電流が流される給電線３２と，給電線３２の周りに生じた磁束と鎖交して給電線２から電力を受ける受電コイル３３と，受電コイル３３に並列に接続された共振コンデンサ３４と，共振コンデンサ３４両端の電圧を整流する例えば全波整流を行う整流回路３５と，整流回路３５から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサ３６とを具備する。
尚，図３では給電線３２と受電コイル３３との磁気結合部は等価回路で示されており，Ｋは給電線３２と受電コイル３３との間の結合係数を表している。この結合係数Ｋは，非接触給電装置の構造上大きくできないため，漏れインダクタンス（１−Ｋ）Ｌは一般に大きな値となる。また，上記非接触給電装置では，１次側の電流源により電力が供給されるため，１次側の漏れインダクタンスは省略される。
また，整流回路３５の後段には，出力コンデンサ３６と共に昇圧チョッパ４０を構成するスイッチングトランジスタ４１と，蓄電用のリアクトル４２と，ダイオード４３とが設けられている。なお，図３の例では，昇圧チョッパ４０は１段のみ設けられているが，複数個の昇圧チョッパ４０を整流回路３５の後段に設けてもよい。
上記非接触給電装置Ａ２において，高周波電流源３１より給電線３２に正弦波電流が流されると，給電線３２の周りに磁束が生じ，該磁束と鎖交する受電コイル３３両端に起電力が誘導される。受電側では，受電コイル３３に並列に共振コンデンサ３４が接続されており，高周波電流源３１が給電線３２に供給する電流の周波数が，受電コイル３３及び共振コンデンサ３４からなる共振回路の共振周波数と，ほぼ同じ周波数に設定されることにより，給電線３２から受電コイル３３への電力の伝送効率を高めている。
上記共振回路両端に発生した交流電流は整流回路３５にて直流電流に変換されて昇圧チョッパ４０に出力される。昇圧チョッパ４０では，スイッチングトランジスタ４１がオンの時にリアクトル４２に蓄電され，スイッチングトランジスタ４１がオフの時にリアクトル４２に蓄電された電力が出力コンデンサ３６に印加され，出力コンデンサ３６が充電される。この繰り返しにより昇圧された定電圧が負荷に供給される。
このような非接触給電装置では，非接触で車両等の負荷を駆動することができるため，給電レール或いは給電ケーブルを用いた時のように，給電接触部の磨耗等の経時変化を心配する必要がなく，またゴミの発生を防止できるという利点を有する。
【０００３】
【発明の解決しようとする課題】
しかし，上記非接触給電装置Ａ２では，負荷が軽くなると共振コンデンサ３４両端の電圧が上昇して昇圧チョッパ４０の出力電圧以上となり，チョッパ電圧制御が不可能になってしまうという問題があった。
本発明は，このような従来の技術における課題を解決するために，非接触給電装置を改良し，負荷の変化に応じて共振コンデンサ両端を短絡・開放することにより，共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，負荷に供給する電圧を一定にすることのできる非接触給電装置を提供することを目的としたものである。
【０００４】
【解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は，交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイルと，上記受電コイルに並列に接続された共振コンデンサと，上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，上記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，上記共振コンデンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，上記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコンパレータにより上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段と，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段とを具備してなり，上記制御手段が，上記第２の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路を閉じるものであることを特徴とする非接触給電装置として構成されている。上記非接触給電装置では，上記共振コンデンサ両端を短絡・開放することにより，上記出力コンデンサ両端の電圧の制御を行うため，上記負荷が軽くなった場合にも上記共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，上記負荷に一定の電圧を供給することができる。このため，装置の電圧定格を無負荷時で，電流定格を定格負荷時で設計する必要がなくなり，装置構成の無駄を省くことができる。
また，例えば上記スイッチング回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成されている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じられるから，上記スイッチング回路の破損を回避することができる。
さらに，この場合には，上記ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させることにより，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設計が可能となる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下，添付図面を参照して，本発明の実施の形態につき説明し，本発明の理解に供する。尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であって，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。ここで，図１は本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置の概略構成を示す図，図２は上記非接触給電装置に係る制御手段の動作の一例を示す図である。
図１に示すように，本実施の形態に係る非接触給電装置Ａ１は，正弦波電流源１に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線２と，上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイル３と，受電コイル３に並列に接続された共振コンデンサ４と，共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路５と，整流回路５から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサ６とを具備する点で従来の技術と同様である。
一方，上記非接触給電装置Ａ１は，出力コンデンサ６両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段７と，共振コンデンサ４に並列に接続され，その開閉により共振コンデンサ４両端間を短絡・開放するスイッチング回路８と，第１の電圧検出手段により検出された出力コンデンサ６両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲとに基づいてスイッチング回路８の開閉を制御する制御手段９とを具備しており，共振コンデンサ４両端間を短絡・開放することにより，出力コンデンサ６が負荷に供給する電圧を調整することができる点で従来の技術と異なる。
【０００６】
さらに，非接触給電装置Ａ１は，スイッチング回路８両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１０を具備し，制御手段９が，第２の電圧検出手段１０により検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０になることを条件としてスイッチング回路８を閉じることにより，スイッチング回路８を過電流から保護すると共に，スイッチング損失を低下させることができる。
【０００７】
以下，上記非接触給電装置Ａ１の詳細について説明する。
上記非接触給電装置Ａ１において，正弦波電流源１から交流電流が給電線２に供給されると，給電線２の周りに磁界が生じて，受電コイル３と磁気的に結合する。尚，（１−Ｋ）Ｌは給電線２と受電コイル３との磁気的結合部における漏れインダクタンスを示す。
共振コンデンサ４は，受電コイル３と共振回路を構成して，１次側から２次側への電力伝送効率を高めるために設けられている。尚，１次側の正弦波電流源１から供給される交流電流の周波数が，上記共振回路の共振周波数と一致しているか，若しくは，それに近くなるように設定されていることが，上記電力伝送効率を高める条件である。
共振コンデンサ４から出力された交流電流は，整流回路５により直流電流に整流される。この整流回路５には，例えば，一般的な全波整流回路等が用いられる。そして，整流回路５により整流された直流電流が，出力コンデンサ６により整圧されて，負荷に出力される。尚，負荷の大きさに応じて，出力コンデンサ６の後段にチョッパ等を設けてもよい。
【０００８】
出力コンデンサ６両端に生じた電圧は，第１の電圧検出手段７により検出され，制御手段９にその検出結果が出力される。例えばヒステリシスコンパレータ等を具備した制御手段９は，上記検出結果に基づいてスイッチング回路８の開閉制御を行う。
尚，図１の例では，スイッチング回路８は整流回路５の後段に設けられているが，スイッチング回路８を整流回路５の前段において，交流スイッチング回路として動作させてもよい。この場合，スイッチング回路８を保護するために設けられる整流素子Ｄは必要なくなる。
図２（ａ）に示すように例えばヒステリシスコンパレータを具備した制御手段９には，予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲが与えられており，負荷が軽くなる等して，出力コンデンサ６両端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりもＶｈだけ大きくなれば，スイッチング回路８を閉じて共振コンデンサ４を短絡する。このため，受電コイル３よりの電流は，スイッチング回路８でバイパスされることになり，出力コンデンサ６の電圧は上昇しない。さらに，従来の装置と異なり，共振コンデンサ４両端の電圧が上昇することもない。
ここで，スイッチング回路８が半導体素子で構成され，その最大入力電流にそれほど大きな値を取ることができない場合，スイッチング回路８を閉じる時の急峻な電流により，スイッチング回路８が破損するおそれがある。
【０００９】
この破損を防止するために，スイッチング回路８の両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１０が設けられている。
即ち，第２の電圧検出手段１０により検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０になることを条件として，制御手段９がスイッチング回路８を閉じれば，スイッチング回路８が閉じられた時点で，過電流が流れることがなくなり，スイッチング回路８の破損を回避することができる。
一方，負荷が定格に戻る等して，第１の電圧検出手段７により検出された出力コンデンサ６両端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりＶｈだけ小さくなれば，スイッチング回路８が開かれ，受電コイル３からの電流が出力コンデンサ６に供給可能となる。このため，出力コンデンサ６両端の電圧は上昇し，負荷に所望の電圧を供給することができる。
結果的に，上記のようなヒステリシスを有する制御手段９を用いれば，チョッパを用いる用いないに関わらず，出力電圧は図２（ｂ）に示すようにほぼ一定に制御される。また，ヒステリシス幅を定める電圧Ｖｈを変化させれば，スイッチング回路８のスイッチング回数を調節することも可能である。即ち，電圧Ｖｈが大きい場合には出力電圧の揺動は大きくなるが，それだけスイッチング回数は減少し，逆に小さい場合には出力電圧は一定に近くなるがスイッチング回数が増大する。従って，負荷から求められる電圧の安定度やスイッチング回路８の能力に応じた設計を行うことができる。
このように，本実施の形態に係る非接触給電装置では，共振コンデンサ４両端の短絡・開放を行って，出力コンデンサ６両端の電圧を制御するから，負荷が定格から無負荷まで変化しても，共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，出力コンデンサ６両端の電圧，即ち負荷電圧を一定に制御することができる。
【００１０】
【発明の効果】
上記のように本発明は，交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイルと，上記受電コイルに並列に接続された共振コンデンサと，上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，上記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，上記共振コンデンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，上記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコンパレータにより上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段と，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段とを具備してなり，上記制御手段が，上記第２の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路を閉じるものであることを特徴とする非接触給電装置として構成されている。上記非接触給電装置では，上記共振コンデンサ両端を短絡・開放することにより，上記出力コンデンサ両端の電圧の制御を行うため，上記負荷が軽くなった場合にも上記共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，上記負荷に一定の電圧を供給することができる。このため，装置の電圧定格を無負荷時で，電流定格を定格負荷時で設計する必要がなくなり，装置構成の無駄を省くことができる。
また，例えば上記スイッチング回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成されている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じられるから，上記スイッチング回路の破損を回避することができる。
さらに，上記ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させることにより，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設計が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置Ａ１の概略構成を示す図。
【図２】 上記非接触給電装置Ａ１に係る制御手段の動作を説明するための図。
【図３】 従来の非接触給電装置Ａ２の概略構成を示す図。
【符号の説明】
１…正弦波電流源
２…給電線
３…受電コイル
４…共振コンデンサ
５…整流回路
６…出力コンデンサ
７…第１の電圧検出手段
８…スイッチング回路
９…制御手段
１０…第２の電圧検出手段
【発明の属する技術分野】
本発明は，非接触給電装置に係り，詳しくは，共振回路を用いて２次側の電力伝送効率を高める非接触給電装置において，上記共振回路のコンデンサ端子電圧を上昇させることなく，負荷電圧を一定に制御することのできる非接触給電装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
非接触給電装置は，交流電流を流した給電線と，例えば移動体に設けられた受電コイルとを磁気的に結合することにより，非接触で電力の伝送を行う装置である。ここに，図３は上記のような非接触給電装置の一例を示す回路構成ブロック図である。
図３に示すように，上記非接触給電装置Ａ２は，一定線路に沿って敷設されると共に，高周波電流源３１より高周波の正弦波電流が流される給電線３２と，給電線３２の周りに生じた磁束と鎖交して給電線２から電力を受ける受電コイル３３と，受電コイル３３に並列に接続された共振コンデンサ３４と，共振コンデンサ３４両端の電圧を整流する例えば全波整流を行う整流回路３５と，整流回路３５から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサ３６とを具備する。
尚，図３では給電線３２と受電コイル３３との磁気結合部は等価回路で示されており，Ｋは給電線３２と受電コイル３３との間の結合係数を表している。この結合係数Ｋは，非接触給電装置の構造上大きくできないため，漏れインダクタンス（１−Ｋ）Ｌは一般に大きな値となる。また，上記非接触給電装置では，１次側の電流源により電力が供給されるため，１次側の漏れインダクタンスは省略される。
また，整流回路３５の後段には，出力コンデンサ３６と共に昇圧チョッパ４０を構成するスイッチングトランジスタ４１と，蓄電用のリアクトル４２と，ダイオード４３とが設けられている。なお，図３の例では，昇圧チョッパ４０は１段のみ設けられているが，複数個の昇圧チョッパ４０を整流回路３５の後段に設けてもよい。
上記非接触給電装置Ａ２において，高周波電流源３１より給電線３２に正弦波電流が流されると，給電線３２の周りに磁束が生じ，該磁束と鎖交する受電コイル３３両端に起電力が誘導される。受電側では，受電コイル３３に並列に共振コンデンサ３４が接続されており，高周波電流源３１が給電線３２に供給する電流の周波数が，受電コイル３３及び共振コンデンサ３４からなる共振回路の共振周波数と，ほぼ同じ周波数に設定されることにより，給電線３２から受電コイル３３への電力の伝送効率を高めている。
上記共振回路両端に発生した交流電流は整流回路３５にて直流電流に変換されて昇圧チョッパ４０に出力される。昇圧チョッパ４０では，スイッチングトランジスタ４１がオンの時にリアクトル４２に蓄電され，スイッチングトランジスタ４１がオフの時にリアクトル４２に蓄電された電力が出力コンデンサ３６に印加され，出力コンデンサ３６が充電される。この繰り返しにより昇圧された定電圧が負荷に供給される。
このような非接触給電装置では，非接触で車両等の負荷を駆動することができるため，給電レール或いは給電ケーブルを用いた時のように，給電接触部の磨耗等の経時変化を心配する必要がなく，またゴミの発生を防止できるという利点を有する。
【０００３】
【発明の解決しようとする課題】
しかし，上記非接触給電装置Ａ２では，負荷が軽くなると共振コンデンサ３４両端の電圧が上昇して昇圧チョッパ４０の出力電圧以上となり，チョッパ電圧制御が不可能になってしまうという問題があった。
本発明は，このような従来の技術における課題を解決するために，非接触給電装置を改良し，負荷の変化に応じて共振コンデンサ両端を短絡・開放することにより，共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，負荷に供給する電圧を一定にすることのできる非接触給電装置を提供することを目的としたものである。
【０００４】
【解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は，交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイルと，上記受電コイルに並列に接続された共振コンデンサと，上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，上記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，上記共振コンデンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，上記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコンパレータにより上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段と，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段とを具備してなり，上記制御手段が，上記第２の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路を閉じるものであることを特徴とする非接触給電装置として構成されている。上記非接触給電装置では，上記共振コンデンサ両端を短絡・開放することにより，上記出力コンデンサ両端の電圧の制御を行うため，上記負荷が軽くなった場合にも上記共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，上記負荷に一定の電圧を供給することができる。このため，装置の電圧定格を無負荷時で，電流定格を定格負荷時で設計する必要がなくなり，装置構成の無駄を省くことができる。
また，例えば上記スイッチング回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成されている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じられるから，上記スイッチング回路の破損を回避することができる。
さらに，この場合には，上記ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させることにより，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設計が可能となる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下，添付図面を参照して，本発明の実施の形態につき説明し，本発明の理解に供する。尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であって，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。ここで，図１は本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置の概略構成を示す図，図２は上記非接触給電装置に係る制御手段の動作の一例を示す図である。
図１に示すように，本実施の形態に係る非接触給電装置Ａ１は，正弦波電流源１に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線２と，上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイル３と，受電コイル３に並列に接続された共振コンデンサ４と，共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路５と，整流回路５から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサ６とを具備する点で従来の技術と同様である。
一方，上記非接触給電装置Ａ１は，出力コンデンサ６両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段７と，共振コンデンサ４に並列に接続され，その開閉により共振コンデンサ４両端間を短絡・開放するスイッチング回路８と，第１の電圧検出手段により検出された出力コンデンサ６両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲとに基づいてスイッチング回路８の開閉を制御する制御手段９とを具備しており，共振コンデンサ４両端間を短絡・開放することにより，出力コンデンサ６が負荷に供給する電圧を調整することができる点で従来の技術と異なる。
【０００６】
さらに，非接触給電装置Ａ１は，スイッチング回路８両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１０を具備し，制御手段９が，第２の電圧検出手段１０により検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０になることを条件としてスイッチング回路８を閉じることにより，スイッチング回路８を過電流から保護すると共に，スイッチング損失を低下させることができる。
【０００７】
以下，上記非接触給電装置Ａ１の詳細について説明する。
上記非接触給電装置Ａ１において，正弦波電流源１から交流電流が給電線２に供給されると，給電線２の周りに磁界が生じて，受電コイル３と磁気的に結合する。尚，（１−Ｋ）Ｌは給電線２と受電コイル３との磁気的結合部における漏れインダクタンスを示す。
共振コンデンサ４は，受電コイル３と共振回路を構成して，１次側から２次側への電力伝送効率を高めるために設けられている。尚，１次側の正弦波電流源１から供給される交流電流の周波数が，上記共振回路の共振周波数と一致しているか，若しくは，それに近くなるように設定されていることが，上記電力伝送効率を高める条件である。
共振コンデンサ４から出力された交流電流は，整流回路５により直流電流に整流される。この整流回路５には，例えば，一般的な全波整流回路等が用いられる。そして，整流回路５により整流された直流電流が，出力コンデンサ６により整圧されて，負荷に出力される。尚，負荷の大きさに応じて，出力コンデンサ６の後段にチョッパ等を設けてもよい。
【０００８】
出力コンデンサ６両端に生じた電圧は，第１の電圧検出手段７により検出され，制御手段９にその検出結果が出力される。例えばヒステリシスコンパレータ等を具備した制御手段９は，上記検出結果に基づいてスイッチング回路８の開閉制御を行う。
尚，図１の例では，スイッチング回路８は整流回路５の後段に設けられているが，スイッチング回路８を整流回路５の前段において，交流スイッチング回路として動作させてもよい。この場合，スイッチング回路８を保護するために設けられる整流素子Ｄは必要なくなる。
図２（ａ）に示すように例えばヒステリシスコンパレータを具備した制御手段９には，予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲが与えられており，負荷が軽くなる等して，出力コンデンサ６両端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりもＶｈだけ大きくなれば，スイッチング回路８を閉じて共振コンデンサ４を短絡する。このため，受電コイル３よりの電流は，スイッチング回路８でバイパスされることになり，出力コンデンサ６の電圧は上昇しない。さらに，従来の装置と異なり，共振コンデンサ４両端の電圧が上昇することもない。
ここで，スイッチング回路８が半導体素子で構成され，その最大入力電流にそれほど大きな値を取ることができない場合，スイッチング回路８を閉じる時の急峻な電流により，スイッチング回路８が破損するおそれがある。
【０００９】
この破損を防止するために，スイッチング回路８の両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１０が設けられている。
即ち，第２の電圧検出手段１０により検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０になることを条件として，制御手段９がスイッチング回路８を閉じれば，スイッチング回路８が閉じられた時点で，過電流が流れることがなくなり，スイッチング回路８の破損を回避することができる。
一方，負荷が定格に戻る等して，第１の電圧検出手段７により検出された出力コンデンサ６両端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりＶｈだけ小さくなれば，スイッチング回路８が開かれ，受電コイル３からの電流が出力コンデンサ６に供給可能となる。このため，出力コンデンサ６両端の電圧は上昇し，負荷に所望の電圧を供給することができる。
結果的に，上記のようなヒステリシスを有する制御手段９を用いれば，チョッパを用いる用いないに関わらず，出力電圧は図２（ｂ）に示すようにほぼ一定に制御される。また，ヒステリシス幅を定める電圧Ｖｈを変化させれば，スイッチング回路８のスイッチング回数を調節することも可能である。即ち，電圧Ｖｈが大きい場合には出力電圧の揺動は大きくなるが，それだけスイッチング回数は減少し，逆に小さい場合には出力電圧は一定に近くなるがスイッチング回数が増大する。従って，負荷から求められる電圧の安定度やスイッチング回路８の能力に応じた設計を行うことができる。
このように，本実施の形態に係る非接触給電装置では，共振コンデンサ４両端の短絡・開放を行って，出力コンデンサ６両端の電圧を制御するから，負荷が定格から無負荷まで変化しても，共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，出力コンデンサ６両端の電圧，即ち負荷電圧を一定に制御することができる。
【００１０】
【発明の効果】
上記のように本発明は，交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイルと，上記受電コイルに並列に接続された共振コンデンサと，上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，上記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，上記共振コンデンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，上記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコンパレータにより上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段と，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段とを具備してなり，上記制御手段が，上記第２の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路を閉じるものであることを特徴とする非接触給電装置として構成されている。上記非接触給電装置では，上記共振コンデンサ両端を短絡・開放することにより，上記出力コンデンサ両端の電圧の制御を行うため，上記負荷が軽くなった場合にも上記共振コンデンサ両端の電圧を上昇させることなく，上記負荷に一定の電圧を供給することができる。このため，装置の電圧定格を無負荷時で，電流定格を定格負荷時で設計する必要がなくなり，装置構成の無駄を省くことができる。
また，例えば上記スイッチング回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成されている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じられるから，上記スイッチング回路の破損を回避することができる。
さらに，上記ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させることにより，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設計が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置Ａ１の概略構成を示す図。
【図２】 上記非接触給電装置Ａ１に係る制御手段の動作を説明するための図。
【図３】 従来の非接触給電装置Ａ２の概略構成を示す図。
【符号の説明】
１…正弦波電流源
２…給電線
３…受電コイル
４…共振コンデンサ
５…整流回路
６…出力コンデンサ
７…第１の電圧検出手段
８…スイッチング回路
９…制御手段
１０…第２の電圧検出手段
Claims (1)
- 交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，
上記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コイルと，
上記受電コイルに並列に接続された共振コンデンサと，
上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流回路と，
上記整流回路から出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，
上記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，
上記共振コンデンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，
上記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコンパレータにより上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段と，
上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段とを具備してなり，
上記制御手段が，上記第２の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチング回路を閉じるものであることを特徴とする非接触給電装置。
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