JPH10248183A - 非接触給電装置 - Google Patents
非接触給電装置Info
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- JPH10248183A JPH10248183A JP9045824A JP4582497A JPH10248183A JP H10248183 A JPH10248183 A JP H10248183A JP 9045824 A JP9045824 A JP 9045824A JP 4582497 A JP4582497 A JP 4582497A JP H10248183 A JPH10248183 A JP H10248183A
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】従来の非接触給電装置Ａ２では，負荷が軽くな
ると共振コンデンサ３４両端の電圧が上昇して昇圧チョ
ッパ４０の出力電圧以上となり，チョッパ制御が困難と
なるため，装置の電圧定格は無負荷時で，電流定格は定
格負荷時で設計せざるえず，装置構成に無駄が生じてい
た。 【解決手段】本発明は，負荷電圧の変化に応じて共振コ
ンデンサ４両端を短絡・開放することにより，共振コン
デンサ４両端の電圧を上昇させることなく，上記共振コ
ンデンサ４両端の電圧を一定にして，上記装置構成にお
ける無駄を軽減することを図ったものである。
ると共振コンデンサ３４両端の電圧が上昇して昇圧チョ
ッパ４０の出力電圧以上となり，チョッパ制御が困難と
なるため，装置の電圧定格は無負荷時で，電流定格は定
格負荷時で設計せざるえず，装置構成に無駄が生じてい
た。 【解決手段】本発明は，負荷電圧の変化に応じて共振コ
ンデンサ４両端を短絡・開放することにより，共振コン
デンサ４両端の電圧を上昇させることなく，上記共振コ
ンデンサ４両端の電圧を一定にして，上記装置構成にお
ける無駄を軽減することを図ったものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，非接触給電装置に
係り，詳しくは，共振回路を用いて２次側の電力伝送効
率を高める非接触給電装置において，上記共振回路のコ
ンデンサ端子電圧を上昇させることなく，負荷電圧を一
定に制御することのできる非接触給電装置に関するもの
である。
係り，詳しくは，共振回路を用いて２次側の電力伝送効
率を高める非接触給電装置において，上記共振回路のコ
ンデンサ端子電圧を上昇させることなく，負荷電圧を一
定に制御することのできる非接触給電装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】非接触給電装置は，交流電流を流した給
電線と，例えば移動体に設けられた受電コイルとを磁気
的に結合することにより，非接触で電力の伝送を行う装
置である。ここに，図３は上記のような非接触給電装置
の一例を示す回路構成ブロック図である。図３に示すよ
うに，上記非接触給電装置Ａ２は，一定線路に沿って敷
設されると共に，高周波電流源３１より高周波の正弦波
電流が流される給電線３２と，給電線３２の周りに生じ
た磁束と鎖交して給電線２から電力を受ける受電コイル
３３と，受電コイル３３に並列に接続された共振コンデ
ンサ３４と，共振コンデンサ３４両端の電圧を整流する
例えば全波整流を行う整流回路３５と，整流回路３５か
ら出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加す
る出力コンデンサ３６とを具備する。尚，図３では給電
線３２と受電コイル３３との磁気結合部は等価回路で示
されており，Ｋは給電線３２と受電コイル３３との間の
結合係数を表している。この結合係数Ｋは，非接触給電
装置の構造上大きくできないため，漏れインダクタンス
（１−Ｋ）Ｌは一般に大きな値となる。また，上記非接
触給電装置では，１次側の電流源により電力が供給され
るため，１次側の漏れインダクタンスは省略される。ま
た，整流回路３５の後段には，出力コンデンサ３６と共
に昇圧チョッパ４０を構成するスイッチングトランジス
タ４１と，蓄電用のリアクトル４２と，ダイオード４３
とが設けられている。なお，図３の例では，昇圧チョッ
パ４０は１段のみ設けられているが，複数個の昇圧チョ
ッパ４０を整流回路３５の後段に設けてもよい。上記非
接触給電装置Ａ２において，高周波電流源３１より給電
線３２に正弦波電流が流されると，給電線３２の周りに
磁束が生じ，該磁束と鎖交する受電コイル３３両端に起
電力が誘導される。受電側では，受電コイル３３に並列
に共振コンデンサ３４が接続されており，高周波電流源
３１が給電線３２に供給する電流の周波数が，受電コイ
ル３３及び共振コンデンサ３４からなる共振回路の共振
周波数と，ほぼ同じ周波数に設定されることにより，給
電線３２から受電コイル３３への電力の伝送効率を高め
ている。上記共振回路両端に発生した交流電流は整流回
路３５にて直流電流に変換されて昇圧チョッパ４０に出
力される。昇圧チョッパ４０では，スイッチングトラン
ジスタ４１がオンの時にリアクトル４２に蓄電され，ス
イッチングトランジスタ４１がオフの時にリアクトル４
２に蓄電された電力が出力コンデンサ３６に印加され，
出力コンデンサ３６が充電される。この繰り返しにより
昇圧された定電圧が負荷に供給される。このような非接
触給電装置では，非接触で車両等の負荷を駆動すること
ができるため，給電レール或いは給電ケーブルを用いた
時のように，給電接触部の磨耗等の経時変化を心配する
必要がなく，またゴミの発生を防止できるという利点を
有する。
電線と，例えば移動体に設けられた受電コイルとを磁気
的に結合することにより，非接触で電力の伝送を行う装
置である。ここに，図３は上記のような非接触給電装置
の一例を示す回路構成ブロック図である。図３に示すよ
うに，上記非接触給電装置Ａ２は，一定線路に沿って敷
設されると共に，高周波電流源３１より高周波の正弦波
電流が流される給電線３２と，給電線３２の周りに生じ
た磁束と鎖交して給電線２から電力を受ける受電コイル
３３と，受電コイル３３に並列に接続された共振コンデ
ンサ３４と，共振コンデンサ３４両端の電圧を整流する
例えば全波整流を行う整流回路３５と，整流回路３５か
ら出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加す
る出力コンデンサ３６とを具備する。尚，図３では給電
線３２と受電コイル３３との磁気結合部は等価回路で示
されており，Ｋは給電線３２と受電コイル３３との間の
結合係数を表している。この結合係数Ｋは，非接触給電
装置の構造上大きくできないため，漏れインダクタンス
（１−Ｋ）Ｌは一般に大きな値となる。また，上記非接
触給電装置では，１次側の電流源により電力が供給され
るため，１次側の漏れインダクタンスは省略される。ま
た，整流回路３５の後段には，出力コンデンサ３６と共
に昇圧チョッパ４０を構成するスイッチングトランジス
タ４１と，蓄電用のリアクトル４２と，ダイオード４３
とが設けられている。なお，図３の例では，昇圧チョッ
パ４０は１段のみ設けられているが，複数個の昇圧チョ
ッパ４０を整流回路３５の後段に設けてもよい。上記非
接触給電装置Ａ２において，高周波電流源３１より給電
線３２に正弦波電流が流されると，給電線３２の周りに
磁束が生じ，該磁束と鎖交する受電コイル３３両端に起
電力が誘導される。受電側では，受電コイル３３に並列
に共振コンデンサ３４が接続されており，高周波電流源
３１が給電線３２に供給する電流の周波数が，受電コイ
ル３３及び共振コンデンサ３４からなる共振回路の共振
周波数と，ほぼ同じ周波数に設定されることにより，給
電線３２から受電コイル３３への電力の伝送効率を高め
ている。上記共振回路両端に発生した交流電流は整流回
路３５にて直流電流に変換されて昇圧チョッパ４０に出
力される。昇圧チョッパ４０では，スイッチングトラン
ジスタ４１がオンの時にリアクトル４２に蓄電され，ス
イッチングトランジスタ４１がオフの時にリアクトル４
２に蓄電された電力が出力コンデンサ３６に印加され，
出力コンデンサ３６が充電される。この繰り返しにより
昇圧された定電圧が負荷に供給される。このような非接
触給電装置では，非接触で車両等の負荷を駆動すること
ができるため，給電レール或いは給電ケーブルを用いた
時のように，給電接触部の磨耗等の経時変化を心配する
必要がなく，またゴミの発生を防止できるという利点を
有する。
【０００３】
【発明の解決しようとする課題】しかし，上記非接触給
電装置Ａ２では，負荷が軽くなると共振コンデンサ３４
両端の電圧が上昇して昇圧チョッパ４０の出力電圧以上
となり，チョッパ電圧制御が不可能になってしまうとい
う問題があった。本発明は，このような従来の技術にお
ける課題を解決するために，非接触給電装置を改良し，
負荷の変化に応じて共振コンデンサ両端を短絡・開放す
ることにより，共振コンデンサ両端の電圧を上昇させる
ことなく，負荷に供給する電圧を一定にすることのでき
る非接触給電装置を提供することを目的としたものであ
る。
電装置Ａ２では，負荷が軽くなると共振コンデンサ３４
両端の電圧が上昇して昇圧チョッパ４０の出力電圧以上
となり，チョッパ電圧制御が不可能になってしまうとい
う問題があった。本発明は，このような従来の技術にお
ける課題を解決するために，非接触給電装置を改良し，
負荷の変化に応じて共振コンデンサ両端を短絡・開放す
ることにより，共振コンデンサ両端の電圧を上昇させる
ことなく，負荷に供給する電圧を一定にすることのでき
る非接触給電装置を提供することを目的としたものであ
る。
【０００４】
【解決するための手段】上記目的を達成するために本発
明は，交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせ
るための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給電線から
電力を受電する受電コイルと，上記受電コイルに並列に
接続された共振コンデンサと，上記共振コンデンサ両端
の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路から出力さ
れる電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コ
ンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，上
記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出
手段と，上記共振コンデンサに並列に接続され，その開
閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するス
イッチング回路と，上記第１の電圧検出手段により検出
された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた
所定の指令電圧とに基づいて上記スイッチング回路の開
閉を制御する制御手段とを具備してなることを特徴とす
る非接触給電装置として構成されている。上記非接触給
電装置では，上記共振コンデンサ両端を短絡・開放する
ことにより，上記出力コンデンサ両端の電圧の制御を行
うため，上記負荷が軽くなった場合にも上記共振コンデ
ンサ両端の電圧を上昇させることなく，上記負荷に一定
の電圧を供給することができる。このため，装置の電圧
定格を無負荷時で，電流定格を定格負荷時で設計する必
要がなくなり，装置構成の無駄を省くことができる。
明は，交流電源に接続され，その周りに磁束を生じさせ
るための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給電線から
電力を受電する受電コイルと，上記受電コイルに並列に
接続された共振コンデンサと，上記共振コンデンサ両端
の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路から出力さ
れる電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出力コ
ンデンサとを具備してなる非接触給電装置において，上
記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の電圧検出
手段と，上記共振コンデンサに並列に接続され，その開
閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・開放するス
イッチング回路と，上記第１の電圧検出手段により検出
された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め定められた
所定の指令電圧とに基づいて上記スイッチング回路の開
閉を制御する制御手段とを具備してなることを特徴とす
る非接触給電装置として構成されている。上記非接触給
電装置では，上記共振コンデンサ両端を短絡・開放する
ことにより，上記出力コンデンサ両端の電圧の制御を行
うため，上記負荷が軽くなった場合にも上記共振コンデ
ンサ両端の電圧を上昇させることなく，上記負荷に一定
の電圧を供給することができる。このため，装置の電圧
定格を無負荷時で，電流定格を定格負荷時で設計する必
要がなくなり，装置構成の無駄を省くことができる。
【０００５】上記非接触給電装置において，上記制御手
段には，例えば上記出力コンデンサ両端の電圧と上記予
め定めた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコ
ンパレータを用いればよい。この場合には，上記ヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させること
により，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出
力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設
計が可能となる。また，上記制御手段には，例えば上記
出力コンデンサ両端の電圧と上記予め定めた所定の指令
電圧に基づいて上記スイッチング回路のＰＷＭ制御を行
うものを用いてもよい。この場合には，上記出力コンデ
ンサ両端の電圧をより連続的に制御して，スイッチング
損失を低減することができる。さらに，上記非接触給電
装置が，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第
２の電圧検出手段を具備し，上記制御手段が，上記第２
の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路
両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチン
グ回路を閉じるものであれば，例えば上記スイッチング
回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成さ
れている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が
０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じ
られるから，上記スイッチング回路の破損を回避するこ
とができる。
段には，例えば上記出力コンデンサ両端の電圧と上記予
め定めた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコ
ンパレータを用いればよい。この場合には，上記ヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させること
により，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出
力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設
計が可能となる。また，上記制御手段には，例えば上記
出力コンデンサ両端の電圧と上記予め定めた所定の指令
電圧に基づいて上記スイッチング回路のＰＷＭ制御を行
うものを用いてもよい。この場合には，上記出力コンデ
ンサ両端の電圧をより連続的に制御して，スイッチング
損失を低減することができる。さらに，上記非接触給電
装置が，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第
２の電圧検出手段を具備し，上記制御手段が，上記第２
の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路
両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチン
グ回路を閉じるものであれば，例えば上記スイッチング
回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成さ
れている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が
０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じ
られるから，上記スイッチング回路の破損を回避するこ
とができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下，添付図面を参照して，本発
明の実施の形態につき説明し，本発明の理解に供する。
尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であ
って，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではな
い。ここで，図１は本発明の一実施の形態に係る非接触
給電装置の概略構成を示す図，図２は上記非接触給電装
置に係る制御手段の動作の一例を示す図である。図１に
示すように，本実施の形態に係る非接触給電装置Ａ１
は，正弦波電流源１に接続され，その周りに磁束を生じ
させるための給電線２と，上記磁束と鎖交して上記給電
線から電力を受電する受電コイル３と，受電コイル３に
並列に接続された共振コンデンサ４と，共振コンデンサ
両端の電圧を整流する整流回路５と，整流回路５から出
力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出
力コンデンサ６とを具備する点で従来の技術と同様であ
る。一方，上記非接触給電装置Ａ１は，出力コンデンサ
６両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段７と，共振
コンデンサ４に並列に接続され，その開閉により共振コ
ンデンサ４両端間を短絡・開放するスイッチング回路８
と，第１の電圧検出手段により検出された出力コンデン
サ６両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲ
とに基づいてスイッチング回路８の開閉を制御する制御
手段９とを具備しており，共振コンデンサ４両端間を短
絡・開放することにより，出力コンデンサ６が負荷に供
給する電圧を調整することができる点で従来の技術と異
なる。
明の実施の形態につき説明し，本発明の理解に供する。
尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であ
って，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではな
い。ここで，図１は本発明の一実施の形態に係る非接触
給電装置の概略構成を示す図，図２は上記非接触給電装
置に係る制御手段の動作の一例を示す図である。図１に
示すように，本実施の形態に係る非接触給電装置Ａ１
は，正弦波電流源１に接続され，その周りに磁束を生じ
させるための給電線２と，上記磁束と鎖交して上記給電
線から電力を受電する受電コイル３と，受電コイル３に
並列に接続された共振コンデンサ４と，共振コンデンサ
両端の電圧を整流する整流回路５と，整流回路５から出
力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加する出
力コンデンサ６とを具備する点で従来の技術と同様であ
る。一方，上記非接触給電装置Ａ１は，出力コンデンサ
６両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段７と，共振
コンデンサ４に並列に接続され，その開閉により共振コ
ンデンサ４両端間を短絡・開放するスイッチング回路８
と，第１の電圧検出手段により検出された出力コンデン
サ６両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲ
とに基づいてスイッチング回路８の開閉を制御する制御
手段９とを具備しており，共振コンデンサ４両端間を短
絡・開放することにより，出力コンデンサ６が負荷に供
給する電圧を調整することができる点で従来の技術と異
なる。
【０００７】さらに，非接触給電装置Ａ１は，スイッチ
ング回路８両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１
０を具備し，制御手段９が，第２の電圧検出手段１０に
より検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０にな
ることを条件としてスイッチング回路８を閉じることに
より，スイッチング回路８を過電流から保護すると共
に，スイッチング損失を低下させることができる。
ング回路８両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１
０を具備し，制御手段９が，第２の電圧検出手段１０に
より検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０にな
ることを条件としてスイッチング回路８を閉じることに
より，スイッチング回路８を過電流から保護すると共
に，スイッチング損失を低下させることができる。
【０００８】以下，上記非接触給電装置Ａ１の詳細につ
いて説明する。上記非接触給電装置Ａ１において，正弦
波電流源１から交流電流が給電線２に供給されると，給
電線２の周りに磁界が生じて，受電コイル３と磁気的に
結合する。尚，（１−Ｋ）Ｌは給電線２と受電コイル３
との磁気的結合部における漏れインダクタンスを示す。
共振コンデンサ４は，受電コイル３と共振回路を構成し
て，１次側から２次側への電力伝送効率を高めるために
設けられている。尚，１次側の正弦波電流源１から供給
される交流電流の周波数が，上記共振回路の共振周波数
と一致しているか，若しくは，それに近くなるように設
定されていることが，上記電力伝送効率を高める条件で
ある。共振コンデンサ４から出力された交流電流は，整
流回路５により直流電流に整流される。この整流回路５
には，例えば，一般的な全波整流回路等が用いられる。
そして，整流回路５により整流された直流電流が，出力
コンデンサ６により整圧されて，負荷に出力される。
尚，負荷の大きさに応じて，出力コンデンサ６の後段に
チョッパ等を設けてもよい。
いて説明する。上記非接触給電装置Ａ１において，正弦
波電流源１から交流電流が給電線２に供給されると，給
電線２の周りに磁界が生じて，受電コイル３と磁気的に
結合する。尚，（１−Ｋ）Ｌは給電線２と受電コイル３
との磁気的結合部における漏れインダクタンスを示す。
共振コンデンサ４は，受電コイル３と共振回路を構成し
て，１次側から２次側への電力伝送効率を高めるために
設けられている。尚，１次側の正弦波電流源１から供給
される交流電流の周波数が，上記共振回路の共振周波数
と一致しているか，若しくは，それに近くなるように設
定されていることが，上記電力伝送効率を高める条件で
ある。共振コンデンサ４から出力された交流電流は，整
流回路５により直流電流に整流される。この整流回路５
には，例えば，一般的な全波整流回路等が用いられる。
そして，整流回路５により整流された直流電流が，出力
コンデンサ６により整圧されて，負荷に出力される。
尚，負荷の大きさに応じて，出力コンデンサ６の後段に
チョッパ等を設けてもよい。
【０００９】出力コンデンサ６両端に生じた電圧は，第
１の電圧検出手段７により検出され，制御手段９にその
検出結果が出力される。例えばヒステリシスコンパレー
タ等を具備した制御手段９は，上記検出結果に基づいて
スイッチング回路８の開閉制御を行う。尚，図１の例で
は，スイッチング回路８は整流回路５の後段に設けられ
ているが，スイッチング回路８を整流回路５の前段にお
いて，交流スイッチング回路として動作させてもよい。
この場合，スイッチング回路８を保護するために設けら
れる整流素子Ｄは必要なくなる。図２（ａ）に示すよう
に例えばヒステリシスコンパレータを具備した制御手段
９には，予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲが与えら
れており，負荷が軽くなる等して，出力コンデンサ６両
端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりもＶｈだけ大きくなれ
ば，スイッチング回路８を閉じて共振コンデンサ４を短
絡する。このため，受電コイル３よりの電流は，スイッ
チング回路８でバイパスされることになり，出力コンデ
ンサ６の電圧は上昇しない。さらに，従来の装置と異な
り，共振コンデンサ４両端の電圧が上昇することもな
い。ここで，スイッチング回路８が半導体素子で構成さ
れ，その最大入力電流にそれほど大きな値を取ることが
できない場合，スイッチング回路８を閉じる時の急峻な
電流により，スイッチング回路８が破損するおそれがあ
る。
１の電圧検出手段７により検出され，制御手段９にその
検出結果が出力される。例えばヒステリシスコンパレー
タ等を具備した制御手段９は，上記検出結果に基づいて
スイッチング回路８の開閉制御を行う。尚，図１の例で
は，スイッチング回路８は整流回路５の後段に設けられ
ているが，スイッチング回路８を整流回路５の前段にお
いて，交流スイッチング回路として動作させてもよい。
この場合，スイッチング回路８を保護するために設けら
れる整流素子Ｄは必要なくなる。図２（ａ）に示すよう
に例えばヒステリシスコンパレータを具備した制御手段
９には，予め定められた所定の指令電圧ＶＯＲが与えら
れており，負荷が軽くなる等して，出力コンデンサ６両
端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりもＶｈだけ大きくなれ
ば，スイッチング回路８を閉じて共振コンデンサ４を短
絡する。このため，受電コイル３よりの電流は，スイッ
チング回路８でバイパスされることになり，出力コンデ
ンサ６の電圧は上昇しない。さらに，従来の装置と異な
り，共振コンデンサ４両端の電圧が上昇することもな
い。ここで，スイッチング回路８が半導体素子で構成さ
れ，その最大入力電流にそれほど大きな値を取ることが
できない場合，スイッチング回路８を閉じる時の急峻な
電流により，スイッチング回路８が破損するおそれがあ
る。
【００１０】この破損を防止するために，スイッチング
回路８の両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１０
が設けられている。即ち，第２の電圧検出手段１０によ
り検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０になる
ことを条件として，制御手段９がスイッチング回路８を
閉じれば，スイッチング回路８が閉じられた時点で，過
電流が流れることがなくなり，スイッチング回路８の破
損を回避することができる。一方，負荷が定格に戻る等
して，第１の電圧検出手段７により検出された出力コン
デンサ６両端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりＶｈだけ小さ
くなれば，スイッチング回路８が開かれ，受電コイル３
からの電流が出力コンデンサ６に供給可能となる。この
ため，出力コンデンサ６両端の電圧は上昇し，負荷に所
望の電圧を供給することができる。結果的に，上記のよ
うなヒステリシスを有する制御手段９を用いれば，チョ
ッパを用いる用いないに関わらず，出力電圧は図２
（ｂ）に示すようにほぼ一定に制御される。また，ヒス
テリシス幅を定める電圧Ｖｈを変化させれば，スイッチ
ング回路８のスイッチング回数を調節することも可能で
ある。即ち，電圧Ｖｈが大きい場合には出力電圧の揺動
は大きくなるが，それだけスイッチング回数は減少し，
逆に小さい場合には出力電圧は一定に近くなるがスイッ
チング回数が増大する。従って，負荷から求められる電
圧の安定度やスイッチング回路８の能力に応じた設計を
行うことができる。このように，本実施の形態に係る非
接触給電装置では，共振コンデンサ４両端の短絡・開放
を行って，出力コンデンサ６両端の電圧を制御するか
ら，負荷が定格から無負荷まで変化しても，共振コンデ
ンサ両端の電圧を上昇させることなく，出力コンデンサ
６両端の電圧，即ち負荷電圧を一定に制御することがで
きる。
回路８の両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段１０
が設けられている。即ち，第２の電圧検出手段１０によ
り検出されたスイッチング回路８両端の電圧が０になる
ことを条件として，制御手段９がスイッチング回路８を
閉じれば，スイッチング回路８が閉じられた時点で，過
電流が流れることがなくなり，スイッチング回路８の破
損を回避することができる。一方，負荷が定格に戻る等
して，第１の電圧検出手段７により検出された出力コン
デンサ６両端の電圧が指令電圧ＶＯＲよりＶｈだけ小さ
くなれば，スイッチング回路８が開かれ，受電コイル３
からの電流が出力コンデンサ６に供給可能となる。この
ため，出力コンデンサ６両端の電圧は上昇し，負荷に所
望の電圧を供給することができる。結果的に，上記のよ
うなヒステリシスを有する制御手段９を用いれば，チョ
ッパを用いる用いないに関わらず，出力電圧は図２
（ｂ）に示すようにほぼ一定に制御される。また，ヒス
テリシス幅を定める電圧Ｖｈを変化させれば，スイッチ
ング回路８のスイッチング回数を調節することも可能で
ある。即ち，電圧Ｖｈが大きい場合には出力電圧の揺動
は大きくなるが，それだけスイッチング回数は減少し，
逆に小さい場合には出力電圧は一定に近くなるがスイッ
チング回数が増大する。従って，負荷から求められる電
圧の安定度やスイッチング回路８の能力に応じた設計を
行うことができる。このように，本実施の形態に係る非
接触給電装置では，共振コンデンサ４両端の短絡・開放
を行って，出力コンデンサ６両端の電圧を制御するか
ら，負荷が定格から無負荷まで変化しても，共振コンデ
ンサ両端の電圧を上昇させることなく，出力コンデンサ
６両端の電圧，即ち負荷電圧を一定に制御することがで
きる。
【００１１】
【実施例】非接触給電装置における制御手段９によるス
イッチング回路８の開閉制御は，ＰＷＭ制御により行っ
てもよい。この場合，第１の電圧検出手段７により検出
された出力コンデンサ６両端の電圧の大きさに応じて，
スイッチング回路８の開閉時間をより連続的に変化させ
ることができるから，スイッチングによる損失を低減す
ることができる。
イッチング回路８の開閉制御は，ＰＷＭ制御により行っ
てもよい。この場合，第１の電圧検出手段７により検出
された出力コンデンサ６両端の電圧の大きさに応じて，
スイッチング回路８の開閉時間をより連続的に変化させ
ることができるから，スイッチングによる損失を低減す
ることができる。
【００１２】さらに，第２の電圧検出手段１０により検
出されたスイッチング回路８の両端の電圧が０になった
ことを条件として，いわゆる擬似的なＰＤＭ制御を行う
ようにしてもよい。この場合，スイッチングが行われる
のは，スイッチング回路８両端の電圧が０になった時だ
けであるから，スイッチングによる損失がより低減され
る。このような非接触給電装置も本発明における非接触
給電装置の一例である。
出されたスイッチング回路８の両端の電圧が０になった
ことを条件として，いわゆる擬似的なＰＤＭ制御を行う
ようにしてもよい。この場合，スイッチングが行われる
のは，スイッチング回路８両端の電圧が０になった時だ
けであるから，スイッチングによる損失がより低減され
る。このような非接触給電装置も本発明における非接触
給電装置の一例である。
【００１３】
【発明の効果】上記のように本発明は，交流電源に接続
され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，上
記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コ
イルと，上記受電コイルに並列に接続された共振コンデ
ンサと，上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流
回路と，上記整流回路から出力される電圧により充電さ
れ，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備して
なる非接触給電装置において，上記出力コンデンサ両端
の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，上記共振コン
デンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コン
デンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，上
記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデ
ンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とに基
づいて上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段
とを具備してなることを特徴とする非接触給電装置とし
て構成されている。上記非接触給電装置では，上記共振
コンデンサ両端を短絡・開放することにより，上記出力
コンデンサ両端の電圧の制御を行うため，上記負荷が軽
くなった場合にも上記共振コンデンサ両端の電圧を上昇
させることなく，上記負荷に一定の電圧を供給すること
ができる。このため，装置の電圧定格を無負荷時で，電
流定格を定格負荷時で設計する必要がなくなり，装置構
成の無駄を省くことができる。
され，その周りに磁束を生じさせるための給電線と，上
記磁束と鎖交して上記給電線から電力を受電する受電コ
イルと，上記受電コイルに並列に接続された共振コンデ
ンサと，上記共振コンデンサ両端の電圧を整流する整流
回路と，上記整流回路から出力される電圧により充電さ
れ，負荷に電圧を印加する出力コンデンサとを具備して
なる非接触給電装置において，上記出力コンデンサ両端
の電圧を検出する第１の電圧検出手段と，上記共振コン
デンサに並列に接続され，その開閉により上記共振コン
デンサ両端間を短絡・開放するスイッチング回路と，上
記第１の電圧検出手段により検出された上記出力コンデ
ンサ両端の電圧と予め定められた所定の指令電圧とに基
づいて上記スイッチング回路の開閉を制御する制御手段
とを具備してなることを特徴とする非接触給電装置とし
て構成されている。上記非接触給電装置では，上記共振
コンデンサ両端を短絡・開放することにより，上記出力
コンデンサ両端の電圧の制御を行うため，上記負荷が軽
くなった場合にも上記共振コンデンサ両端の電圧を上昇
させることなく，上記負荷に一定の電圧を供給すること
ができる。このため，装置の電圧定格を無負荷時で，電
流定格を定格負荷時で設計する必要がなくなり，装置構
成の無駄を省くことができる。
【００１４】上記非接触給電装置において，上記制御手
段には，例えば上記出力コンデンサ両端の電圧と上記予
め定めた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコ
ンパレータを用いればよい。この場合には，上記ヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させること
により，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出
力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設
計が可能となる。また，上記制御手段には，例えば上記
出力コンデンサ両端の電圧と上記予め定めた所定の指令
電圧に基づいて上記スイッチング回路のＰＷＭ制御を行
うものを用いてもよい。この場合には，上記出力コンデ
ンサ両端の電圧をより連続的に制御して，スイッチング
損失を低減することができる。さらに，上記非接触給電
装置が，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第
２の電圧検出手段を具備し，上記制御手段が，上記第２
の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路
両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチン
グ回路を閉じるものであれば，例えば上記スイッチング
回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成さ
れている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が
０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じ
られるから，上記スイッチング回路の破損を回避するこ
とができる。
段には，例えば上記出力コンデンサ両端の電圧と上記予
め定めた所定の指令電圧とを入力にするヒステリシスコ
ンパレータを用いればよい。この場合には，上記ヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させること
により，上記スイッチング回路のスイッチング回数や出
力電圧の揺動幅が調節可能となり，状況に応じた装置設
計が可能となる。また，上記制御手段には，例えば上記
出力コンデンサ両端の電圧と上記予め定めた所定の指令
電圧に基づいて上記スイッチング回路のＰＷＭ制御を行
うものを用いてもよい。この場合には，上記出力コンデ
ンサ両端の電圧をより連続的に制御して，スイッチング
損失を低減することができる。さらに，上記非接触給電
装置が，上記スイッチング回路両端の電圧を検出する第
２の電圧検出手段を具備し，上記制御手段が，上記第２
の電圧検出手段により検出された上記スイッチング回路
両端の電圧が０になることを条件として上記スイッチン
グ回路を閉じるものであれば，例えば上記スイッチング
回路が半導体素子等の過電流に強くない素子から構成さ
れている場合にも，上記スイッチング回路両端の電圧が
０になることを条件として上記スイッチング回路が閉じ
られるから，上記スイッチング回路の破損を回避するこ
とができる。
【図１】 本発明の一実施の形態に係る非接触給電装置
Ａ１の概略構成を示す図。
Ａ１の概略構成を示す図。
【図２】 上記非接触給電装置Ａ１に係る制御手段の動
作を説明するための図。
作を説明するための図。
【図３】 従来の非接触給電装置Ａ２の概略構成を示す
図。
図。
１…正弦波電流源 ２…給電線 ３…受電コイル ４…共振コンデンサ ５…整流回路 ６…出力コンデンサ ７…第１の電圧検出手段 ８…スイッチング回路 ９…制御手段 １０…第２の電圧検出手段
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源に接続され，その周りに磁束を
生じさせるための給電線と，上記磁束と鎖交して上記給
電線から電力を受電する受電コイルと，上記受電コイル
に並列に接続された共振コンデンサと，上記共振コンデ
ンサ両端の電圧を整流する整流回路と，上記整流回路か
ら出力される電圧により充電され，負荷に電圧を印加す
る出力コンデンサとを具備してなる非接触給電装置にお
いて，上記出力コンデンサ両端の電圧を検出する第１の
電圧検出手段と，上記共振コンデンサに並列に接続さ
れ，その開閉により上記共振コンデンサ両端間を短絡・
開放するスイッチング回路と，上記第１の電圧検出手段
により検出された上記出力コンデンサ両端の電圧と予め
定められた所定の指令電圧とに基づいて上記スイッチン
グ回路の開閉を制御する制御手段とを具備してなること
を特徴とする非接触給電装置。 - 【請求項２】 上記制御手段が，上記出力コンデンサ両
端の電圧と，上記予め定めた所定の指令電圧とを入力に
するヒステリシスコンパレータである請求項１記載の非
接触給電装置。 - 【請求項３】 上記制御手段が，上記出力コンデンサ両
端の電圧と上記予め定めた所定の指令電圧に基づいて上
記スイッチング回路のＰＷＭ制御を行うものである請求
項１記載の非接触給電装置。 - 【請求項４】 上記スイッチング回路両端の電圧を検出
する第２の電圧検出手段を具備し，上記制御手段が，上
記第２の電圧検出手段により検出された上記スイッチン
グ回路両端の電圧が０になることを条件として上記スイ
ッチング回路を閉じるものである請求項１〜３のいずれ
かに記載の非接触給電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04582497A JP3843523B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 非接触給電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04582497A JP3843523B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 非接触給電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248183A true JPH10248183A (ja) | 1998-09-14 |
| JP3843523B2 JP3843523B2 (ja) | 2006-11-08 |
Family
ID=12730005
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04582497A Expired - Fee Related JP3843523B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | 非接触給電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3843523B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001197736A (ja) * | 2000-01-07 | 2001-07-19 | Shinko Electric Co Ltd | 非接触給電装置 |
| JP2006262686A (ja) * | 2005-02-17 | 2006-09-28 | Canon Inc | スイッチング電源、スイッチング電源の制御方法、スイッチング電源を備えた電子機器、スイッチング電源を備えた記録装置 |
| US7119607B2 (en) | 2002-12-31 | 2006-10-10 | Intel Corporation | Apparatus and method for resonance reduction |
| US7143381B2 (en) * | 2002-12-31 | 2006-11-28 | Intel Corporation | Resonance reduction arrangements |
| JP2008259419A (ja) * | 2001-05-22 | 2008-10-23 | Shinko Electric Co Ltd | 非接触給電装置 |
| US9973022B2 (en) | 2014-08-20 | 2018-05-15 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | Non-contact type power receiving apparatus |
-
1997
- 1997-02-28 JP JP04582497A patent/JP3843523B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001197736A (ja) * | 2000-01-07 | 2001-07-19 | Shinko Electric Co Ltd | 非接触給電装置 |
| JP2008259419A (ja) * | 2001-05-22 | 2008-10-23 | Shinko Electric Co Ltd | 非接触給電装置 |
| US7119607B2 (en) | 2002-12-31 | 2006-10-10 | Intel Corporation | Apparatus and method for resonance reduction |
| US7143381B2 (en) * | 2002-12-31 | 2006-11-28 | Intel Corporation | Resonance reduction arrangements |
| JP2006262686A (ja) * | 2005-02-17 | 2006-09-28 | Canon Inc | スイッチング電源、スイッチング電源の制御方法、スイッチング電源を備えた電子機器、スイッチング電源を備えた記録装置 |
| US9973022B2 (en) | 2014-08-20 | 2018-05-15 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | Non-contact type power receiving apparatus |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3843523B2 (ja) | 2006-11-08 |
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